CN1196254C - 用于二阶和三阶失真的非线性失真发生器 - Google Patents

Abstract

一种与非线性器件(NLD)直列耦合的直列失真发生器产生具有有用幅度、低复合二阶、复合三拍和交叉调制失真的输出信号。该失真发生器包括一瞬控非线性衰减器，其使用流过与一个电阻器和一个电感器并联的一对二极管的非线性电流来在整个频率带宽上提供适当的信号衰减量。该失真发生器电路总是与NLD匹配，从而保证一个可预测的和预先定义的频率响应。该失真发生器还可以包括一温度补偿电路以保证一个宽温度范围内的一致操作。

Description

用于二阶和三阶失真的非线性失真发生器

发明领域

本发明一般涉及采用放大装置的通信系统。本发明具体涉及用于与光接收机，激光发射机或放大器直列耦合、以便使由信号处理造成的二阶和三阶失真最小的非线性预失真或后失真发生器。

背景技术

分布反馈(DFB)激光的模拟强度调制是一种广泛使用的在长距离光纤上发送模拟信号(例如声音或视频信号和数据)的技术。光检测器也广泛应用于光纤链路。DFB激光器和光检测器的性能受到它们的失真性能的限制。改善二阶和三阶失真性能可以极大改善整体系统性能和提高整体系统动态范围。

放大器也广泛用于多种通信应用。尽管最好使放大器保持在它们的线性操作范围内，把放大器的操作扩展到高功率和高频范围操作正在成为必须。通常，放大器的输出功率受到有源器件(包括双极晶体管和FET)的非线性的限制。这些非线性导致的失真被施加到放大信号上。放大器非线性失真的减小可以提高输出功率，系统动态范围和载波对噪声比率。因此，使失真最小和获得线性频率响应对于高效放大器操作是至关重要的。

当一系列放大器在一个信号传输路径上级联时，例如在一个CATV(cable television，即，有线电视)传输系统中的一系列RF放大器，使失真最小是尤其重要的。贯穿一个CATV传输系统设置的多个RF放大器周期性地放大所发送的信号，以抵消电缆衰减和由无源CATV部件(例如信号分配器和均衡器)引起的衰减。RF放大器还用于保持希望的载波对噪声比率。由于一个给定CATV传输系统中使用的RF放大器的数目，每个RF放大器必须对发送的信号提供最小降级。

很多放大器要经受大范围的环境操作温度。这些温度变化可能影响放大器内的某些电子部件的工作特性，从而导致附加失真。通信环境中的很多放大器应用通常要经受-40℃到+85℃的温度范围。为了保证在操作带宽上的一贯性能，并为了使产生的失真最小，必须把放大器设计为用于宽范围的环境操作温度。

主要关注的由放大器产生的失真是二阶(偶)和三阶(奇)谐波互调和失真。由于在整个带宽上保持相同的幅度和180。相位关系时会发生最大二阶抵消，现有技术放大器设计试图通过采用推挽放大器布局来改善偶次失真(例如复合二阶(CSO)失真)的影响。通过匹配有源器件的工作特性在两个推挽部分中得到相同增益，从而实现上述效果。在某些情况下，仍然需要二阶校正以便获得良好的CSO性能。很多现有技术设计包括使用一个单独的二阶失真电路来提供CSO的这种校正。

但是，奇次失真难以补救。放大器的奇次失真特性表现为放大信号上的交叉调制(X-mod)和复合三拍(composite triple beat)(CTB)失真。当一个正在发送的信道的调制内容干扰一个相邻或非相邻信道并成为其一部分时，发生X-mod。因为载波通常是在频率带宽中等距分布的，CTB的产生原因是，在每个载波附近发生的三个频率的载波的组合。在上述两种失真中，在增加一个给定CATV系统上信道的数目时，CTB会造成更多问题。虽然X-mod失真也与信道数目成比例增加，由于发送信道的总数量中的可用组合数量的增加而导致CTB的可能性更加显著。在由一个通信系统发送的信道的数目增加，或者信道相互靠近时，奇次失真成为放大器性能的限制因素。

有三种基本方式来校正由非线性器件(NLD)产生的失真：1)减小信号功率电平；2)使用前馈技术；和3)使用预失真或后失真技术。

第一种方法减小信号功率电平，以使得NLD工作在其线性区域。但是，在RF放大器的情况下，这造成在非常高功耗下得到低RF输出功率。

第二种方法是前馈技术。使用这种技术，对主放大电路的输入信号进行抽样并与输出信号比较以确定信号之间的差别。根据该差别，提取失真分量。然后由一个辅助放大电路放大该失真分量，并与主放大电路的输出组合，使得两个失真分量相互抵消。尽管这改善了放大器的失真特性，但是辅助放大电路所消耗的功率与主放大电路消耗的功率相当。而且，这种电路很复杂并且对温度非常敏感。

第三种方法是预失真或后失真技术。依据补偿失真信号在非线性器件之前还是之后产生，使用相应项的预失真或后失真。在这种技术中，估算并产生与放大器所产生的失真分量的幅度相同而相位相反的失真信号。在放大器的输入(用于预失真)或输出(用于后失真)使用该信号来抵消失真，从而改善放大器的工作特性。

在美国专利No.5,703,530中公开的如图1所示的这样一种失真设计依赖于一个传统π衰减网络和一个用于增益补偿的延迟线；和一个与延迟线耦合的二极管对，用于失真和相位补偿。该电路产生与放大器所引入的失真的幅度相同而相位相反的失真。图2和3中显示了由失真发生器贡献的失真和由放大器表现的失真的曲线图。如图所示，失真信号补偿了由放大器产生的失真。但是，延迟线的这种使用方式是不切实际的，因为延迟线的物理尺寸很大，难以调整，并且其结果在一个宽频率范围内不是一致的。此外，校正补偿同时需要幅度和相位信息。’530专利还指出其所公开的系统对于某些应用(例如CATV RF放大器的预失真)不是理想的，因为失真电路会引入过度的损耗。

美国专利No.5,523,716公开了失真补偿设计的另一个例子；该设计用于卫星通信系统。由于’716专利中公开的卫星系统的操作的高功率范围，所接收的RF信号驱动二极管对，因此不需要一个偏置电路。由于CATV应用的极低的信号电平，并且由于非常低的工作频率，这种设计无法在CATV环境中有效工作。

欧洲专利申请No.620661公开了一种包括DC偏置的失真发生电路。但是，有两个分离的DC电压偏置点，这对于失真校正的同步调整是一个挑战。

美国专利No.5,798,854中公开的直列预失真设计通过向NLD产生的失真施加一个幅度相同而相位相反的预失真信号来提供NLD的补偿。但是，其中公开的电路与NLD不匹配。此外，’854专利提出了一种设计，这种设计在现有技术中是典型的，对于二极管使用高阻抗偏置。这将降低校正效率并增加温度对电路的影响。

如果需要两种校正(二阶和三阶)，现有技术设计还使用单独的校正电路来校正二阶和三阶失真。这增加了整个电路设计的成本，并且产生了更多的电路损耗。

因此，需要一种抵消由NLD产生的失真的简单失真发生器。该电路不应引入附加的信号延迟，并且应该在宽频率带宽和宽环境温度范围上操作。

发明内容

本发明是一种直列预失真或后失真发生器，用于与一个NLD直列耦合以产生一个输出信号，该输出信号具有有用的幅度，但是具有低的复合二阶、复合三拍和交叉调制失真。该失真发生器包括一个瞬控非线性衰减器，其使用流过一对二极管的非线性电流来在整个频率带宽上提供适当数量的信号衰减。该失真发生器电路总是匹配于NLD，从而保证一个可预测的和预定义的频率响应。该失真发生器允许对流过二极管的非线性电流的选择性调整以产生一个二阶失真。该失真发生器还包括一个温度补偿电路以保证在一个宽温度范围内的一致操作。

因此，本发明的目的是提供一种温度补偿失真发生器，其使得由诸如RF放大器，激光二极管或光电检测器之类的NLD所表现的复合二阶、交叉调制和复合三拍失真最小。

为了实现上述发明目的，本发明提供了一种用于有线电视信号的选择性衰减的外部失真控制电路，包括：信号输入端口；与所述输入端口连接的非线性电路，该非线性电路包括：改进的π衰减器网络，包括并联耦合的第一和第二电阻器，并联后的所述第一和第二电阻器再与第三电阻器、电感器、和第四电阻器串联耦合；第一和第二二极管，每个二极管与所述第三电阻器和所述电感器并联耦合；与所述第一和第二二极管两者跨接的第五电阻器；分压器，用于分别调整所述第一和第二二极管的每一个上的第一偏压；输出端口，用于从所述非线性电路输出所述选择性衰减的信号；由此所述第一、第二和第五电阻器提供所述第一和第二二极管上的第二偏压。

在阅读了优选实施例的详细说明后，本领域技术人员可以对本发明的其它目的和优点有更清楚的理解。

附图简述

图1是现有技术失真发生器的示意图。

图2是使用来自图1所示现有技术失真发生器的输出和一个RF放大器的效果的组合曲线图。

图3是使用来自图1所示现有技术失真发生器的输出和一个RF放大器的效果的组合曲线图。

图4是π衰减器的示意图。

图5是由输入电压造成的二极管非线性电流的信号图。

图6是本发明的二阶和三阶失真发生器的优选实施例的示意图。

图7是温度补偿电路的示意图。

优选实施例的说明

下面将参考附图对本发明的优选实施例进行说明，在附图中相同标号代表相同单元。尽管为了便于解释，所描述的本发明优选实施例与一个RF放大器耦合，但是本领域技术人员应该认识到，这种失真发生器也可以用于补偿激光发射机、光检测器和在宽频率范围内操作的其它电子部件中的失真。此处的描述不是为了限制，而是起说明性作用。

下面将参考图4对本发明进行说明，其中显示了一个π衰减器网络20。网络20包括电阻器Z₁，R₁，R₂，R₃，Z₀，R_p的一个选择配置。信号源在信号输入30输入，衰减器网络20的输出在输出95的两端。Z₁是内部阻抗的源，其应该等于从输出95两端看到的系统阻抗Z₀，在本发明用于CATV系统的一个实施例中，阻抗值Z₁和Z₀等于75欧姆。三个电阻R₁，R₂，R₃形成一个π衰减器配置。优选地，电阻R₂和R₃的值(Y)相等，并且实质上大于电阻R₁的值(X)。电阻R_p与电阻R₁并联。

本领域技术人员可以认识到，在满足以下条件时：

         X＝2Z₀ ²Y/(Y²-Z₀ ²)             等式(1)

从DC到甚高频，衰减器网络20在输入和输出匹配。作为衰减器的一个例子，当X＝7.5，Y＝1.5K时，衰减器网络20的功率衰减A是：

$A={\left(\frac{\frac{2({\mathrm{YZ}}_0/(Y+Z_0)+X)Y({\mathrm{TZ}}_0/(Y+Z_0))}{(Y+X+{\mathrm{YZ}}_0/(Y+Z_0))(X+({\mathrm{YZ}}_0/(Y+Z_0)))}}{Z_0+\frac{({\mathrm{YZ}}_0/(Y+Z_0)+X)Y}{Y+X+{\mathrm{YZ}}_0/(Y+Z_0)}}\right)}^2$   等式(2)

在Z₀＜＜Y的条件下，(当X＝7.5，Y＝1.5K的情况)：

$A\≅{(2Z_0/({2Z}_0+X))}^2$                等式(3)

A(dB)＝10lg A    等式(4)

当X＝7.5，Y＝1.5K时， $A\left(\mathrm{dB}\right)\≅0.42\mathrm{dB}.$ 这意味着衰减器网络20具有非常低的插入损耗和良好的频率响应。当X由于图4所示的R_p并联而具有小的变化时，从等式(3)

$\mathrm{DeltaA}\left(\mathrm{dB}\right)\≅-8.68\frac{\mathrm{DeltaX}}{{2Z}_0+X}$     等式(5)

$\mathrm{Delta\; X}=\frac{{\mathrm{XR}}_p}{X+R_p}-X=-\frac{X^2}{R_p}$     等式(6)

从等式(6)：

$\mathrm{DeltaA}\left(\mathrm{dB}\right)\≅8.68\frac{X^2}{{2Z}_0{R}_p}$     等式(7)

例如，如果R_p＝375欧姆，那么：

$\mathrm{DeltaA}\left(\mathrm{dB}\right)\≅8.68\frac{7.5}{150}\frac{7.5}{375}=0.00868\mathrm{dB}$     等式(8)

等式(8)显示了当R_p(375欧姆)与R₁(7.5欧姆)并联时，衰减将被减小0.00868dB。需要该衰减变化量来用于放大器的非线性补偿。该例子还显示了当R_p＞＞R₁(即，当R_p比R₁大50倍时)，把R_p与R₁并联对阻抗匹配几乎没有影响，并且R_p上的电压降主要由R₁的值决定。

但是，如果在衰减器网络20中使用线性电阻R_p，将不会产生失真信号。所示的衰减器网络20是一个线性器件。为了使失真电路有效操作，使用二极管来产生非线性阻抗。优选地，使用肖特基二极管。在小电流，二极管电流与二极管两端的电压成指数比例关系。因此，可以把二极管作为非线性阻抗。对于非线性应用，可以如下计算衰减量：

$\mathrm{DeltaA}\left(\mathrm{dB}\right)=8.68\frac{X}{2Z_0}\frac{X}{R_p}\≅8.68\frac{{\mathrm{XI}}_p}{{2Z}_0{I}_1}$     等式(9)

其中I_p是经过R_p(非线性阻抗)的电流。I₁是经过R₁的电流。等式9提供了由于I_p的电流变化引起的衰减变化的关系。该等式在一个宽频率范围内是精确的。当阻抗是非线性电阻时，Delta衰减和电流变化之间的关系仍然有效。因此，等式9提供了预失真或后失真目的所需的非线性电流的良好估算。

参见图5，当输入正弦曲线电压波形从V₁改变到V₂、V₃时，输出电流分别从I₁改变到I₂和I₃。用于三阶校正的非线性电流是：

    等式(10)

从等式9，所需的非线性电流是：

    等式(11)

只有非线性电流才可用于预失真或后失真目的。等式11可以改写为以下形式：

    等式(12)

    等式(13)

因此，等式12中的I_{有效非线性}是到达图6所示输出端口114的有效非线性电流。等式12中的I_输出是到达输出端口114的总电流。等式12还显示出经过二极管的非线性电流造成了失真校正。任何增加非线性电流的方法都可能提高校正效率。等式13显示了仅一小部分非线性二极管电流被有效地用于校正。

π衰减器网络20具有低插入损耗，并且输入电压在(图4所示)R₁上的电压降与输入电压成比例。该电压可以用于驱动一对二极管以产生非线性电流，并提供三阶校正。二极管中流动的非线性电流将造成衰减器在较大的RF幅度(即，当输入信号具有较高功率时)提供较小的衰减。这可以用于补偿由放大造成的信号压缩。因为二极管非线性阻抗的相对高值，衰减器网络的匹配几乎不改变。甚至在不同温度下，该匹配也不改变。而且，在多个倍频程频带上的频率响应是良好的。

二阶校正电路的机构也是清楚的。如果两个二极管上的DC偏压不同，对于每个RF正循环和负循环，I_{有效非线性}将不同。因此，代替三阶校正，该电路还将提供二阶校正。

参见图6，显示了用于二阶和三阶预失真和后失真的衰减器100的优选实施例。本发明的衰减器100包括几个附加的部件，用于改进传统的π衰减器以获得在宽频率和温度范围上的明显良好的性能。衰减器100具有一个输入端口101，一个输出端口114和两个偏压控制点116，123。衰减器100可以用于具有一个放大器的预失真配置或用于后失真配置。对于预失真配置，输出端口114被连接到一个放大器的输入。对于如图6所示的后失真配置，把一个放大器产生的输出信号施加到输入端口101。衰减器100包括电阻105，106，107，108，112；电容器102，103，104，111，113，115；二极管109，110，和电感器117。

在大多数现有技术应用中，把一个电感器用作一个相位控制元件来改变校正信号相位。但是，在本发明中，电感器117与电阻108串联使用以利用正向偏置的二极管电容器来形成并联谐振电路。感抗抵消了二极管的特定容抗。在谐振频率，二极管109，110的电容将由电感器117补偿，使得点118和119之间的阻抗将是单纯的电阻性阻抗，并且可以如下计算：

          R_{118，119之间的阻抗}＝L/(C*R)      等式(14)

其中L是117的电感(用亨利表示)，C是总的正向偏置电容器(用法拉表示)；R是电阻108(用欧姆表示)。通过小心地控制L和C，可以得到：

         R_{118，119之间的阻抗}＝R        等式(15)

这意味着已经完全抵消了电容效应，并且已经获得了在非常宽频率范围上的理想的纯电阻负载。

在现有技术系统中，没有考虑与二极管相关联的电容。在预失真应用中，肖特基二极管被正向偏置，这导致较大的电容。当在二极管上输入RF信号时，平均电容增加。即使在0伏特的偏压下，也不能忽略由二极管的电容引入的阻抗，因为与二极管的PN结并联的电容将减小在二极管上的总电压降，由此会减小由二极管产生的非线性电流和整体校正效果。电感器117补偿与二极管109，110相关联的电容，在较高RF频率与二极管109，110的电容谐振，因此扩展了该电路的总频率响应。

电阻器105，106，107，108，112和电容器102，103，104，111，113，115和电感器117的功能是形成一个比图4所示的π衰减网络20有所改进的π衰减网络。电容器102，103，104，111，113和115还用于DC阻塞和AC耦合。从AC的观点来看，电阻器105和106的并联组合在功能上等同于图4的电阻器R₂。优选地，电阻器105和106的值应该被选择为，使得该并联组合等同于电阻器112的电阻值(即，((R₁₀₅*R₁₀₆)/(R₁₀₅+R₁₀₆))＝R₁₁₂)。电阻器108在功能上等同于图4的电阻器R₁；电阻器112和电容器111的串联组合在功能上等同于图4的电阻器R₃。电阻器107的值对RF信号衰减没有影响。

电阻器105，106和107的其它功能是对二极管109，110提供主DC偏置。二极管109，110首先串联连接；并且把该串联组合与电阻器107并联。因为电阻器107具有低电阻值，并且与二极管109，110并联，二极管109，110两端的电压降将主要由电阻器107的电阻确定。如果电阻器107中流过的DC电流远大于二极管109，110中流过的电流，二极管109，110两端的DC电压降将非常稳定，并且对于在输入端口101的信号是否存在并不敏感。

三个电阻器120，121和122作为分压器来提供二极管109，110两端的另一个DC偏置。如图所示，电阻器121是一个可变电阻器以便在点123提供DC输入偏置。以此方式，使在两个二极管109，110上的DC偏置不相同，以使得由二极管109，110的正和负周期产生的非线性电流不同。这种不相同的电流产生了二阶失真校正电流。二阶失真的校正极性取决于在节点123处的DC偏移电压。以此方式，可以同时提供二阶和三阶失真校正。

信号衰减和二极管偏置电源的集成功能避免了附加偏置电路的引入所导致的任何寄生效应。这允许一个高频率响应和一个良好的阻抗匹配。

从DC观点来看，与电容器103和104并联的电阻器107向电容器103，104提供了一个消耗电路。因此，电阻器107将在每个AC周期中对所连接的电容器103，104的累积电荷进行放电。

二极管109通过电容器104连接到电阻器108，二极管110通过电容器103连接到电阻器108。二极管109负责在AC周期的负部分期间的RF失真校正，二极管110在AC周期的正半部分期间具有相同的功能。二极管109的非线性电流对电容器104充电，并且二极管110的非线性电流对电容器103充电。由于该电路的配置，在电容器103和104上产生的电压具有相同值和不同符号。连接到电容器103，104的电阻器107的小电阻把在每个AC周期期间累积的电荷放电。结果，不会有由于输入的RF信号在电容器103，104两端产生的附加DC电压降。这允许二极管109，110能够提供用于校正目的的最大非线性电流。

本发明相对于现有技术具有几个独特的优点。该电路同时提供二阶和三阶校正。这使得校正电路非常简单和高效。衰减器100使用两个低阻值的串联电阻107，108。电阻器107显著改善了校正效率，电阻器108提供具有低插入损耗的失真校正。由于衰减器100的设计，即使在二极管109，110非线性操作的情况下，电阻器108两端的电压降也可以使二极管109，110完全加载。结果，可以把最大非线性电流用于校正目的。本发明的衰减器设计使用与电感器117串联的低阻值串联电阻器108，以补偿二极管109，110的电容。因此，该电路可以在宽频率范围内工作。这种校正电路设计非常灵活，并且可以被调整到具有不同失真特性的不同种类的RF混合电路。此外，该电路在宽频率范围内总是与它的输入侧和输出侧匹配。最后，在设计中固有地对失真信号进行适当定相，从而避免附加的移相电路和延迟线。这允许一种非常简单、因此紧凑和强健的电路设计。表1提供了图6中显示的部件的列表。但是，本领域技术人员应该认识到，表1中显示的值仅用于解释目的，不应被理解为对本发明的限制。例如，电阻器108的值可以在大约2欧姆到30欧姆范围内。同样，电阻器107的值可以在大约100欧姆到3000欧姆范围内。

表1

部件	值或标识
		102	0.1μf
103	0.1μf
		104	0.1μf
105	6KΩ
		106	6KΩ
107	330Ω
		108	7.5Ω
109	HP HSMS-2822#L30
		110	HP HSMS-2822#L30
111	0.1μf
		112	3K
113	0.1μf
		114	75Ω
115	0.1μf
		117	1.5nH
120	2KΩ
		121	500Ω
122	2KΩ

如前所述，衰减器100使用由二极管109，110产生的非线性电流以补偿由NLD造成的二阶和三阶失真。如图所示，衰减器100包括电容，电阻和两个二极管。二极管是对温度变化敏感的唯一部件和在一个宽温度范围内的工作期间需要校正的唯一部件。当衰减器100在一个宽温度范围内工作时，需要考虑3个因素：

1)如果在环境温度改变时偏压保持恒定，二极管工作电流将改变。在输入端口101处的相同输入电压摆动和相同偏压的情况下，随着环境温度的上升将产生更多的非线性二极管电流。

2)当环境温度上升时，对于相同的输入信号电压和相同的二极管偏置电流，二极管将产生较少的非线性校正电流。

3)随着环境温度上升，NLD通常表现出更多的失真。因此，需要更高的二极管非线性电流来校正更大的失真。

衰减器100所经历的所有温度效应都与偏压有关。某些效应是加性效应，某些是减性效应。但是，其结果是，对于一个给定温度，将有一个最佳偏压来产生适当的校正输出。当偏压相对于温度有一个预先定义的变化时，将获得适当的温度校正。

参见图7，显示了温度补偿电路200的优选实施例。温度补偿电路200控制二极管109，110(图6所示)的偏置以得到最佳失真补偿。如图所示，温度补偿电路200包括两个晶体管206，213；一个电容器216；九个电阻器201，202，203，204，207，209，210，214，215；两个二极管205，208；和一个负温度系数热敏电阻211。负温度系数热敏电阻211与电阻器210并联耦合以形成一个温度线性化电阻，该电阻与温度变化相关。PNP晶体管206通过它的集电极把一个恒定电流源提供给线性化电阻器组合210，211。随着温度的改变，由PNP晶体管206提供的恒定电流在电阻器组合210，211上感应一个线性化电压变化。通过调整可变电阻器202的值，可以改变通过PNP晶体管206的恒定电流量。因此，可以改变相对于温度的电压摆动。恒定电流还经过可变电阻器209，从而产生一个恒定电压降，该恒定电压降被用作偏压调整的起始偏置点。通过选择性地调整电阻器202和209的电阻，可以获得电压摆动和起始偏压的任何组合。如图7所示，NPN晶体管213是一个射极跟随器晶体管，通过线路116把来自线路217的控制偏压提供给衰减器100。两个二极管205和208用于补偿两个晶体管206，213随温度改变的结电压。

表2提供图7中显示的部件的列表。但是，本领域技术人员可以认识到，表2中显示的值仅是示例，不应被理解为对本发明的限制。

表2

部件	值或标识
		201	16KΩ
202	3.3KΩ
		203	4.7KΩ
204	50KΩ
		205	1N4148
206	2N3906
		207	2KΩ
208	1N4148
		209	1.5KΩ
210	2KΩ
		211	DKE 402N10
212	100Ω
		213	2N3904
214	100Ω
		215	3KΩ
216	50μf

应该认识到，本发明提供了与偏置电源组合的瞬压受控非线性衰减器设计，以得到最佳非线性校正效率和偏压温度稳定性。即使不使用此处所公开的温度补偿电路200，本发明优选实施例也提供了在一个宽温度范围内的足够失真校正。当使用温度补偿电路200时，可以进一步改善失真补偿结果。因此，必须权衡补偿电路的性能和电路的复杂性之间的折衷。

Claims (5)

1.一种用于有线电视信号的选择性衰减的外部失真控制电路，包括：

信号输入端口(101)；

与所述输入端口连接的非线性电路，该非线性电路包括：

改进的π衰减器网络，包括并联耦合的第一和第二电阻器(105，106)，并联后的所述第一和第二电阻器再与第三电阻器(108)、电感器(117)和第四电阻器(112)串联耦合；

第一和第二二极管(109，110)，每个二极管与所述第三电阻器(108)和所述电感器(117)并联耦合；

与所述第一和第二二极管(109，110)两者跨接的第五电阻器(107)；

分压器，用于分别调整所述第一和第二二极管(109，110)的每一个上的第一偏压；

输出端口(114)，用于从所述非线性电路输出所述选择性衰减的信号；由此所述第一，第二和第五电阻器(105，106，107)提供所述第一和第二二极管(109，110)上的第二偏压。

2.根据权利要求1的失真控制电路，进一步包括与所述分压器并联的温度补偿电路，用于响应环境温度的变化选择性地调整所述第一偏压。

3.根据权利要求1的失真控制电路，其中所述第三电阻器(108)和所述电感器(117)产生与来自所述信号输入端口(101)的输入信号成比例的电压；由此所述成比例电压通过所述第一和第二二极管(109，110)中的至少一个二极管产生非线性电流，从而产生非线性电阻以选择性地衰减所述信号。

4.根据权利要求2的失真控制电路，其中所述温度补偿电路包括：

恒定电流源晶体管(206)；

第二晶体管(213)，与所述电流源晶体管(206)的输出端连接，用于输出至所述分压器；

线性化电阻电路，具有与另一电阻器(210)并联耦合的热敏电阻(211)；

可变电阻器(209)，通过它将所述电流源晶体管(206)连接到所述线性化电阻电路；

由此使得所述线性化电阻电路与环境温度的变化相关联。

5.根据权利要求1的失真控制电路，所述非线性电路基于信号幅度提供信号的选择性衰减；对于较大信号幅度提供较小衰减，对于较小信号幅度提供较大衰减。

Images