CN1190897C - 使用校准装置的振荡器 - Google Patents

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Abstract

公开了一种方法，通过在第一组多个监测窗口上监测一个频率发生装置的输出周期来校准该频率发生装置。在第二组多个监测窗口上累加这些监测出的输出周期，应用它来确定出对该频率发生装置的一个校正信号。还公开了一种方法，用于得到一个分数校正值，以应用来控制频率发生装置。

Description

使用校准装置的振荡器
                      技术领域
本发明涉及电池供电的单元，具体涉及在这类单元内一种保持时钟精确度的方法，同时使功耗最小。
                      背景技术
许多装置中包括一个实时时钟，从显示一天时间使用的手表直至较复杂的、其动作进程基于一天时间的智能装置。大多数装置中，对时钟的不精确作为一种次要的不方便性来对待，通过按照需要来调整时钟予以解决，以便适应时钟的漂移和老化。然而，对于某些依赖于时间进程表的系统，时间精确度的要求非常严格。在由几个单元组成，其每个单元各有其自身时钟的系统中，情况尤其如此，因为各个单元间互相配合，根据它们的时钟来安排它们的共同动作。时钟上的相互间漂移将使动作不协调，妨碍互相配合。例如，由J.C.Haartsen于1997年9月18日提出的用于ContemporaneousConnectivity To Multiple Piconets(对多个皮可网的同时连接)的美国专利申请第08/932,911中，所说明的无线跳频通信系统内每个单元有其自身的本系统时钟。该种本系统时钟在准备模式期间安排其觉醒和睡眠的时间长度，并安排其在觉醒时期内单元将调谐的跳频频率。另一个要与睡眠单元相联系的单元通过得知在准备模式中该单元的本系统时钟，能够显著地加速这种联系的捕获，并预测其时间进程。当联系上后，两个单元将交换它们当前的本系统时钟值。时钟的差值存储入两个单元内作为时钟偏移。于是，当这两个单元要再次连接时，这种时钟偏移值能应用于随后的场合中。将存储的偏移值相加到单元的本系统时钟上，可给出对另一个单元之本系统时钟值的一个估计值。
由于例如是温度变动和老化造成了时钟的漂移，所以存储的偏移值只有一个有限的可用时间。当时间消逝过去和没有构成连接时，估计值的精确度将变得低下些。所以，时钟愈是稳定(漂移较小)，这些单元在互相间没有配合的情况下能保持住同步的时间愈长。当希望相互作用时，就将涉及到较快速的捕获。
对于实时时钟或即一天时间的时钟，长时间稳定性十分重要。它在短时间(毫秒级)或中时间(秒至分钟)上的性能不很苛刻。对于精确的时钟来说，通常应用晶体振荡作基准。包含在振荡器中的这类晶体在50℃的温度范围内能给出(5-20)×10-6(即5-20ppm)的时钟稳定度。然而，这类振荡器会消耗相当的功率，最好在可能时便予以断电。所有的计算装置和通信装置中都包括一个晶体振荡基准。不过，该基准在睡眠模式和暂停模式期间是关断的，以便使功耗最小。对于例如是膝上终端和无线终端之类的便携装置而言，尤其应该这样。
消耗小电流的低功率振荡器可取地运行在低的频率上。晶体振荡器由于其高的频率和较多的功耗，在此种应用场合不太适合。低功率振荡器方面，可取地应用LC振荡器或张弛振荡器。这类振荡器可以运行在低的频率上，能够集成于一个芯片上而消耗很小的功率。然而，这类低功率振荡器(LPO)并不那样稳定。改进LPO长时间稳定性的一种普通方法是当晶体振荡器工作时应用晶体(基准)振荡器经常对LPO进行校准。所以，例如在准备模式中，可以定期地对晶体振荡器加电以校准LPO。可取地，当单元觉醒而用于其他动作(例如扫描之类)时就实现这种校准，在此期间晶体振荡器是处于工作状态下的。由于晶体振荡器只应用在很小的负载周期(它相应于对其他动作安排的觉醒期)上，功率是有限的，而比之单独的LPO来说，所能达到的长时间稳定性会较高。
有几种校准LPO的方法，在大多数现代装置中，它是在数字领域内实现的。校准期间，将LPO与一个数字电路中的晶体基准时钟进行比较，得到的一个校正信号反馈给LPO。如图1中所示，由于LPO的调谐通过一个模拟信号来进行，所以，在数字校准电路120与LPO 110之间需要一个数一模(D/A)变换器130。这种常规电路将在下面更详细地说明。校正信号E由一个二进制字表示，存储入寄存器140中，它在每次校准工作中被更新。
然而，图1中电路的长时间稳定性受到两个因素的限制。首先，D/A变换器130的分辨率限制了校正信号E的精确度。对LPO 110的模拟输入，只能按D/A变换器130最低有效位(LSB)所确定的离散步级作出改变。D/A变换器130的分辨率受限于所应用的技术。最小的步级大小决定于所需的调谐范围和分辨率。由于存在过程变动，必须使LPO的调谐范围做得大些。此外，大于9比特分辨率的D/A变换器是不现实的。所以，LPO的长时间稳定性限制于几百ppm上。改进晶体振荡器的精确度或是校准的精确度往往不能明显地增大LPO的稳定性。
限制LPO稳定性的另一个因素是校准方法的精确度。校准的实现可以通过在LPO控制的一个时间窗期间计数基准时钟的基准周期数目N来进行。该N值对所希望的Nref值的偏离可确定出校正信号。该校正信号的分辨率为1/Nref。Nref决定于基准振荡器的频率fref和校准窗口Twake的长度，即
                   Nref＝fref×Twake
对于几个ppm量级的稳定性，Nref应为106的量级。基准频率fref决定于所用的晶体基准的类型，Twake决定于校准周期而可能受限于在准备模式期间所用的觉醒程序。也就是，在准备模式中，单元可以周期性地觉醒一个短时期Twake，以便对寻呼消息进行扫描。为了减小捕获时间，无线系统最好频繁地觉醒一短段时间，而不是不频繁地觉醒一段较长的时间。所以，Twake最好数值小。然而，小的Twake将导致低的LPO精确度。
因此，需要有一种方法来获得由一个晶体振荡器校准的LPO有较好的长时间稳定性，而又使功耗最小。
                      发明内容
通过在校准处理中使信号监测工作与信号校正工作分离开，能够增大LPO的长时间稳定性。在多个监测窗口M期间对LPO的输出信号进行监测。这些窗口可取地对应于LPO所在的主机系统在准备模式中的觉醒时间段。在觉醒时间中可以发生例如是寻呼扫描之类的其他动作。将监测处理的结果积累起来。基于从M个监测窗口中得出之结果的积累，可对下一个包罗另外的M个监测窗口的时间段确定出一种校正方案的决策。在两个监测窗口之间的时期内校正信号是恒定的，但在逐个窗口时期上校正信号能够改变。结果，在包罗M个监测窗口的时期内校正信号并不恒定，但在此段时期上进行平均后可给出一个精确度改善了一个系数值M的校正信号。依靠使(数字)校正信号值的摆动可以进一步改善LPO的精确度，该值的摆动只能呈现为离散值，在两个或多个离散值之间摆动。这种概念类似于分数N的频率合成器，即整数相除系数在两个(或多个)整数值之间摆动，以得到一个分数相除系数。
将多个监测窗口上的累积与校正值在两个离散值之间的摆动组合一起，可改善LPO的长时间稳定性。然而，如果不用于改善稳定性，本方法也可以通过减小监测窗口长度而应用于降低功耗，或者可应用于减低控制LPO之D/A变换器的分辨率(也即减低复杂性和功耗)。
根据本发明的第一方面，提供一种用于控制振荡器的方法，包含有步骤：在第一组多个监测窗口的每一个窗口期间计数振荡器之输出周期的数目；对计数出的输出周期进行累加；以及根据累加的输出周期对第二组多个监测时间期确定出要作用于振荡器上的一个输出周期校正信号。
根据本发明的第二方面，提供一种用于调谐振荡器的校准方法，包含有步骤：将一个初始偏置值存储入一个第一寄存器中，所述初始偏置值在一个校准周期的结束处被修正；对所述偏置值加上一个预定值，并将所述相加的结果作为暂时的控制字存储入一个第二寄存器中，该暂时的控制字只在一个子周期内有效；以及应用暂时的控制字来校正所述振荡器的输出周期，其中，子周期中包含一个觉醒时间段及一个相应的睡眠时间段，又其中，由多个子周期构成一个校准周期。
根据本发明的第三方面，提供一种用于调谐振荡器的校准方法，包含有步骤：将一个初始偏置值存储入一个第一寄存器中，所述初始偏置值在一个校准周期的结束处被修正；对所述偏置值加上一个预定值，并将所述相加的结果作为暂时的控制字存储入一个第二寄存器中，该暂时的控制字只在一个子周期内有效；对于每一个子周期给出的所述振荡器之各个输出周期进行累加，并在一个校准周期的结束处计算出平均的输出周期，其中，子周期中包含一个觉醒时间段及一个相应的睡眠时间段，又其中，多个子周期包含一个校准周期；以及根据所述平均输出周期计算的结果，调整所述振荡器的所述输出周期。
                      附图说明
结合阅读附图，本技术领域内的熟练人员从下述的说明中容易明白本发明的这些和其他的目的、特性和优点，附图中：
图1示明一种常规的低功率振荡器(LPO)和校准逻辑电路；
图2示明用于图1中电路的校准逻辑电路；
图3示明常规校准的LPO之工作用的一个时序图；
图4示明按照本发明一个示例的实施例，它表示出一个校准的LPO之工作的一种时序图；
图5示明按照本发明的一个校准的LPO之示例性实施例的逻辑电路；以及
图6示明按照本发明的一个校准的LPO之另一种示例性实施例的逻辑电路。
                    具体实施方式
图1中示明一个周期性校准的LPO的基本工作。一个例如是张弛振荡器的常规LPO 110由一个校准电路120进行控制。校准单元根据LPO输出和基准信号XOSC周期性地确定一个校正信号E。由二进制字表示的校正信号E存储入寄存器140中，当输出时在D/A变换器130内变换成模拟信号，控制LPO 110输出其一个工作频率FLPO。D/A变换器这里是明确地示出的，但它也可以是LPO振荡槽路的一部分。也就是，张弛振荡型LPO的振荡槽路用一个电容器组来实现，各个电容器可以由二进制字直接地予以接入或切出，以控制LPO的频率。
在睡眠期间，XOSC和校准单元120是断电的。LPO应用寄存器140中存储的控制信号而保持其运行。校准逻辑电路120更详细的例子示明于图2中，对递减计数器230预装载一个值，它表示出在一个觉醒(也即监测)期间LPO振荡周期的数目。在觉醒时，由一个觉醒信号WK启动计数器230，它开始以LPO的频率递减计数。只要WK为高电平并且递减计数器230的内容不为零，递增计数器280总是启动的。在启动中，递增计数器280以XOSC的频率计数。递增计数器280的输出A馈送至一个比较器250上，在那里与一个基准值Nref进行比较。在监测窗口结束处，当递减计数器230计数至零时，便应用递增计数器280计数值与预定基准值Nref之间的比较结果来确定出，控制寄存器240中的控制值是过高还是过低。按照减小该差值的方向来调整寄存器240中存储的值。如果控制值高，便减小它；如果控制值低，便增加它。
参考图3，校准电路和基准振荡器周期性地觉醒一段时间Twake，以重新校准LPO。在此时间内，递增计数器280是启动的，其计数内容随时间线性地增加。在觉醒期结束处，如果比较器的差值为负，则控制寄存器的数值增大，如果比较器的差值为正，则控制寄存器的数值减小。这种方法假定，大的控制字值将使得LPO的频率增高。计数器又都复位。在图3示明的例子中，寄存器240中的校正值E在k与k+1之间切换。
参考图1至图3所说明的常规方法，对于LPO的长时间稳定性而言有它的局限性。首先，整数值Nref限制了校准处理的分辨率。稳定度限制于1/Nref上。由于Nref表Twake期间计数的基准振荡周期数目，所以长时间稳定度S不能够优于：
              S≤1/(fref×Twake)
例如，如果基准频率为1MHz，觉醒期为10ms，则稳定度限制于100ppm上。但是，除了此校准方法的限制因素之外，LPO调谐中有限的精确度也限制了稳定度。D/A变换器的分辨率决定了LPO频率控制的分辨率。作为一个例子，假定LPO的频率为3.2kHz。为了适应过程变动和容差值，要求调谐范围大约为+/-400Hz。对于9比特的D/A变换器，分辨率从而约为1.6Hz。这限制住精确度大约是+/-250ppm。需要指出，除了这个稳定度之外，还须考虑到晶体基准振荡器的稳定度，这可能再要附加上5-20ppm。对于因校准方法和LPO控制的限制所造成的不精确度来说，这是最小的值了。
按照本发明，通过增大Nref和LPO调谐精确度两者，可以改善LPO的稳定性。图4中示明了基本思想。在一个校准周期CC内容纳有多达M个觉醒窗口和M个睡眠期。一个睡眠期和一个觉醒期一起构成一个子周期。在一个校准周期内有M个子周期。在校准周期内，不象先前的校准方法，递增计数器并不复位；在M个接连的觉醒期(监测窗口)内，递增计数器的内容积累起来。结果，整数Nref的值增大M倍，从fref×Twake变到M×fref×Twake。于是，精确度增大一个系数值M。此外，在子周期内校正值E是恒定的，但在逐个子周期上它不必需是恒定的。即使是属于同一校准周期内的各个子周期。校正值也可以逐个子周期上有变化。这样，LPO的稳定性决定于在校准周期上校正值E的平均，而不是决定于瞬时校正值E自身。在下一个校准周期上校正值E应当变化的样式决定于当前校准周期的结束处，并依赖于积累的数值N与所希望的数值Nref之间的差值。对于频率合成器技术领域内的熟练人员来说，很显然，这里应用的技术类似于在分数N的频率合成器中所应用的技术。虽然，原理上看，由于在PLL反馈环路中只能有整数相除系数N，频率仅能以离散的步级改变，但借助于在两个(或多个)整数相除系数之间摆动，也能够得到分数步级，从而提供出一个分数相除系数。对于LPO，如图4中所示，在校准周期内输出频率FLPO将不恒定。然而，其平均值能十分靠近所希望的数值。对于LPO，由于仅仅长时间稳定性是一个问题，所以较不关心在短时间段内的偏差。使用本方法时，LPO调谐的精确度也可改善一个系数值M。
下面的例子示明了本概念。假定，LPO的分辨率为DHz。LPO的频率为F0+i×D；式中，F0是调谐范围的下端界限，i是一个整数。进一步假定，LPO所需的平均频率是F1，而(F1-F0)/D不是整数；也就是，不存在整数i值可使F1＝F0+i×D。假定，F1＝F0+10.1×D。如果M选择为10，则在M＝10子周期的一个校准周期内应用9倍的F0+10×D和1倍的F0+11×D，能得到一个平均的LPO频率F1。平均后，得到的LPO频率结果为：
FLPO＝(9×(F0+10×D)+(F0+11×D))/10＝F0+10.1×D
这是所需的频率。
换一种说法，在图4中，通过在校准周期内合适地改变控制值E来实现这一点。E是一个二进制控制字，它只能是整数值。在图4所示的例子中，假定E的范围为0至2W-1，W是D/A变换器的字长。E的一个步级对应于LPO输出中的DHz。假设具有一个k值的E对应于LPO频率F0+10×D，则具有一个k+1值的E对应于LPO频率F0+11×D。如果E在k与k+1之间摆动，则平均起来，对于E可得到一个处于k与k+1之间的分数值。在示明的例子中，如果E选择成在9个子周期上为k值，在1个子周期上为k+1值，则在校准周期内其平均值为k+0.1，它对应于平均LPO频率是{[9×(F0+10×D)]+[F0+11×D]}/10，这可以表示成[10×F0+101×D]/10或F0+10.1×D。
校准方法的第一实施例示明于图5中。寄存器A 530中包含一个初始偏置值OV，在每个校准周期的结束处可由校准单元510对它加以调整。
为达到初始偏置值，在相加的方框520(加法器)中加上一个1或0作为最低有效位(LSB)。相加的结果存储入寄存器B 540中，作为一个暂时的LPO控制字。寄存器B 540的内容对应于图4中的控制字E。LPO控制字只在校准周期中的一个子周期上有效。对任一个给定的子周期加上1或者0是由每一个子周期上循环缓冲器560中的最高有效位(MSB)决定的。也就是，循环缓冲器560以子周期的频率(也即觉醒频率)移位前进。缓冲器560的内容确定了控制字保持恒定或是增量1(也即OV或是OV+1)。因此，偏置值在两个整数值之间摆动。校准单元510监测LPO的频率，并计算出平均值FLPO。
控制觉醒状态的信号WK将推移缓冲器560，并启动寄存器530和540。在校准周期之后，当校准单元510发现平均的LPO频率过低时，使循环缓冲器560中的一个0改变为1。与之相反，当发现LPO频率过高时，使缓冲器560中的一个1改变为0。这将对缓冲器560中1和0的数目进行均衡，直至得到所需的平均LPO频率。最有效的做法是一开始以各个1填充缓冲器560，并应用一个指针跟踪最后的1的位置。这样，由校准单元510可以方便地加上或删除各个1。当循环缓冲器560中各个比特的位置与校准周期开始时的相同时，在校准周期的结束处，也即在M次移位之后，可以对循环缓冲器560的内容实施一次修正。如果缓冲器560中包含的全部是1，则寄存器A 530的内容应该增量1，使OV＝OV+1。缓冲器560不必需复位；如果频率显得过高，将自动加上各个0。如果缓冲器560中包含的全部是0，则寄存器A的内容应减量1，使OV＝OV-1。需要指出，图5中示明的概念能对LPO提供出一个非整数的控制信号，这里，整数部分作为OV驻留于寄存器A 530中，而分数部分作为诸个1和0的一个序列驻留于循环缓冲器560内。
本发明的第二实施例示明于图6中。如图5所示明，这里有一个校准单元610、一个用于存储初始偏置值OV的寄存器A 630、以及一个用于存储LPO控制字的寄存器B 640。然而，取代循环缓冲器560，应用了一个∑-Δ(总和-增量)变换器单元660，它提供出非整数LPO控制信号的分数部分。该单元660由校准单元610来的、存储于寄存器C 680中的一个校正信号予以激励。该校正信号是寄存器A 630中的初始值与所需的LPO控制信号之间的差值。∑-Δ单元660按照其输入信号的值将有关的1或0加到值OV上。如果使用多电平的∑-Δ变换器，也可以加上有关的1、0和-1。对于∑-Δ单元，以WK或是以LPO时钟本身的时钟信号进行取样。
上面说明的实施例中，在每个校准周期之后根据M个监测窗口的积累结果在校准单元中确定一次新的校正值。然而，也可以采用一种移动的积累方法，它在每个子周期之后根据最后的M个监测窗口而在校准单元中确定一个新的校正值。
依据具体实施例已经说明了本发明，便于人们理解。然而，上面的实施例是示例性的，而不是限制性的。本技术领域内的普通技术人员容易知道，对上面示明的具体实施例可作出各种变更而偏离不开本发明的中心精神和范围。所以，对本发明不应认作限制于上面的例子，而应认为同后面的权利要求书在权利范围上是完全地等效的。

Claims (30)

1.一种用于控制振荡器的方法，包含有步骤：
在第一组多个监测窗口的每一个窗口期间计数振荡器之输出周期的数目；
对计数出的输出周期进行累加；以及
根据累加的输出周期对第二组多个监测窗口确定出要作用于振荡器上的一个输出周期校正信号。
2.权利要求1的方法，其中，第二组多个监测窗口跟随在第一组多个监测窗口之后。
3.权利要求2的方法，其中，在第二组多个监测窗口期间将确定出的校正信号加到振荡器上，又其中，在第二组多个监测窗口期间校正信号是恒定的。
4.权利要求1的方法，还包含有步骤：
在第二组多个监测窗口的每一个窗口期间计数振荡器之输出周期的数目；
对第二组多个监测窗口上计数出的输出周期进行累加；以及
根据对第二组多个监测窗口累加的输出周期，确定出要加到振荡器上的用于第三组多个监测窗口的一个输出周期校正信号。
5.权利要求4的方法，其中，第三组多个监测窗口跟随在第二组多个监测窗口之后。
6.权利要求5的方法，其中，在第三组多个监测窗口期间使第二组多个监测窗口期间所确定的校正信号加到振荡器上，又其中，在第三组多个监测窗口期间校正信号是恒定的。
7.权利要求6的方法，其中，在第二组多个监测窗口期间所施加的校正信号是不同于第三组多个监测窗口期间所施加的校正信号的。
8.权利要求1的方法，其中，由施加上校正信号所取得的振荡器精确度的改善，是对应于监测窗口之数目的。
9.权利要求1的方法，其中，每一个监测窗口持续时间上的减小可降低振荡器的功耗。
10.权利要求1的方法，其中，振荡器是一个低功率振荡器。
11.权利要求1的方法，其中，第一组多个监测窗口包含一个校准周期，它包括有：
多个觉醒时间段；以及
多个睡眠时间段，其每一个时间段对应着所述诸觉醒时间段之一，其中，每一个觉醒时间段及一个相应的睡眠时间段构成一个子周期，它伴随有一个恒定的校正值。
12.权利要求8的方法，其中，通过施加上一个至少在两个离散值之间摆动的校正信号，以进一步改善振荡器的精确度。
13.一种用于调谐振荡器的校准方法，包含有步骤：
将一个初始偏置值存储入一个第一寄存器中，所述初始偏置值在一个校准周期的结束处被修正；
对偏置值加上一个预定值，并将所述相加的结果作为暂时的控制字存储入一个第二寄存器中，该暂时的控制字只在一个子周期内有效；以及
应用暂时的控制字来校正所述振荡器的输出周期，其中，子周期中包含一个觉醒时间段及一个相应的睡眠时间段，又其中，由多个子周期构成一个校准周期。
14.权利要求13的方法，其中，相加上的值由一个循环缓冲器决定。
15.权利要求14的方法，其中，所述循环缓冲器中包含多个寄存器，其每一个存储入1或0值之一。
16.权利要求14的方法，其中，循环缓冲器由觉醒信号予以启动。
17.权利要求14的方法，其中，循环缓冲器在所述子周期之每一个的结束处移位一位。
18.权利要求13的方法，其中，所述控制字是所述初始偏置值或所述初始偏置值加1两者之一。
19.权利要求13的方法，其中，相加上的值由一个∑-Δ变换器决定。
20.权利要求19的方法，其中，相加上的值是1或0值之一。
21.权利要求19的方法，其中，所述∑-Δ变换器由存储在一个第三寄存器中的校正单元之校正信号予以启动。
22.权利要求13的方法，其中，所述控制字是所述偏置值或所述偏置值加1两者之一。
23.一种用于调谐振荡器的校准方法，包含有步骤：
将一个初始偏置值存储入一个第一寄存器中，所述初始偏置值在一个校准周期的结束处被修正；
对偏置值加上一个预定值，并将所述相加的结果作为暂时的控制字存储入一个第二寄存器中，该暂时的控制字只在一个子周期内有效；
对于每一个子周期给出的所述振荡器之各个输出周期进行累加，并在一个校准周期的结束处计算出平均的输出周期，其中，子周期中包含一个觉醒时间段及一个相应的睡眠时间段，又其中，多个子周期包含一个校准周期；以及
根据所述平均输出周期计算的结果，调整所述振荡器的所述输出周期。
24.权利要求23的方法，其中，相加上的比特值由一个循环缓冲器决定。
25.权利要求24的方法，其中，所述循环缓冲器中包含多个寄存器，其每一个存储入1或0值之一。
26.权利要求24的方法，其中，循环缓冲器由觉醒信号予以启动。
27.权利要求24的方法，其中，循环缓冲器在所述子周期之每一个的结束处移位。
28.权利要求23的方法，其中，所述控制字是所述偏置值或所述偏置值加1二者之一。
29.权利要求23的方法，其中，如果累加值高于一个预置值，则包含1的所述诸寄存器之一的值改变为0。
30.权利要求23的方法，其中，如果累加值低于一个预置值，则包含0的所述诸寄存器之一的值改变为1。
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