CN1183863A - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及小型电器的电源装置,目的在于实现一种低价格、可靠性高的电源装置。为了达到此目的,输入电源(31)两端串联连接有开关变压器初级一侧线圈(34)和开关元件(35),上述输入电源(31)间还连接有电阻(32)与电容器(33)的串联电路,上述电阻(32)与电容器(33)的接点与上述开关变压器控制绕组(37)一端连接,上述开关变压器控制绕组(37)另一端与上述开关元件(35)控制端子连接,作为使上述电容器(33)放电的装置,采用上述开关变压器控制绕组(37)信号所驱动的放电电路(40),实现一种不要以往高耐压二极管,而且防止反向漏电流的可靠性高的电源装置。

Description

电源装置
技术领域
本发明涉及一种各种电器所用的电源装置，具体来说，涉及一种就例如无绳电话、移动电话、PHS、摄像机一体型影视设备、个人计算机等小型便携电器所用的非接触式电源装置而言有用的电源装置。
背景技术
一般知道有使开关变压器初级一侧线圈与其两端连接的电容器的电压谐振在次级一侧获得输出的电源装置。
作为在次级一侧获得稳定输出的手段，还采用种种控制初级一侧的电路组成和控制次级一侧的电路组成等。
先利用图15电路图说明在初级一侧设置控制电路作为对初级一侧的控制，作为稳定振荡手段之一，通过电阻与二极管的串联电路所组成的阻抗电路将开关元件控制极信号反馈至上述开关元件的输出，控制开关的导通、截止区间进行稳定的现有电源装置。由图可知，输入电源1是市电经整流平滑的直流电压，该输入电源1两端连接有电阻2所组成的启动电路与电容器3的串联电路，并且连接有开关变压器初级一侧线圈4与开关元件5的串联电路，开关变压器初级一侧线圈4两端连接有电容器6。
电阻2与电容器3的接点通过电阻7与二极管8的串联电路同开关元件5的漏极连接，通过开关变压器的控制绕组9与开关元件5的控制极连接。开关变压器次级一侧线圈10的两端连接有电容器11，并通过二极管12连接有电容器13，构成为通过电容器13两端获得输出。开关变压器次级一侧线圈10后面的负载侧可断开，可以根据需要获得输出。
以下说明上述现有电源装置的动作。加上输入电源1时便通过电阻2向电容器3开始充电。该电容器3的电压通过开关变压器的控制绕组9输入开关元件5的控制极，一旦达到控制极的阈值电压，开关元件5便开始导通。因此，开关变压器的控制线圈9和开关变压器次级一侧线圈10感生出电压，随着开关变压器控制线圈9电压的上升，开关元件5的控制极电压进一步增加，开关元件5靠正反馈作用瞬间处于完全导通状态。
因此，开关变压器初级一侧线圈4的电流，也就是开关元件5的漏极电流直线增加，在开关变压器初级一侧线圈4中贮存能量。开关元件5处于完全导通状态时，由电阻7与二极管8的阻抗电路14(或者也可以用图15所示阻抗电路15来替代该阻抗电路14)，使电容器3电压即开关元件5的控制极电压开始放电。通过这种反馈作用，开关元件5的控制极电压一旦低于阈值电压，开关元件5急速处于截止。
开关元件5截止时，开关变压器初级一侧线圈4所感生的电压反相，同时引起与电容器6的谐振。该谐振电压再次反相时，便通过开关变压器控制线圈9驱动使得开关元件5再次导通。与此同时，在次级一侧也发生开关变压器次级一侧线圈10与电容器11的谐振，靠二极管12与电容器13的整流平滑电路向次级一侧负载16提供直流输出。
以下利用图16电路图说明控制次级一侧输出的现有技术。由图可知，20是初级一侧电源部，由DC输入电源21、与此连接的高频电流发生电路22、初级一侧谐振电容器23和初级一侧线圈24构成。25是次级一侧电源部，与初级一侧电源部20分体设置，由次级一侧线圈26、该次级一侧线圈26两端连接的次级一侧谐振电容器27、次级一侧整流器28、一端与次级一侧整流器28连接而另一端与次级一侧线圈26连接的输出电容器29所构成，并且使输出稳定电路30与上述输出电容器29连接，同时使次级一侧负载(未图示)与该输出稳定电路连接。
综上所述，上述现有技术由于控制的是初级一侧和次级一侧中的任意一侧，因而不仅可用作一般电器的电源装置，也可用于初级一侧和次级一侧设于不同壳体中的非接触式电源装置。
但图15中电路构成在如上所述的现有构成中，就起到反馈作用的二极管8而言，由于开关元件5截止时加上的是开关变压器初级一侧线圈4谐振产生的反向高电压，因而需要高耐压的器件。而且，控制电路阻抗非常高，因而二极管8的反向漏电流会给开关元件5导通、截止的开关动作带来很大影响，二极管8需要反向漏电流极少的器件。而且，进行几百KHz高频动作，因而需要能够进行高频开关动作的器件。但满足这种特性的二极管不仅制造非常困难，而且成本高。
而图16电路构成则存在为了获得精度高的输出，输出稳定电路30会有较大电力损耗发生这种问题。
本发明目的在于提供一种可以解决上述问题，能有效获得稳定的次级输出的电源装置。
发明概述
本发明电源装置为了解决上述问题，对于对初级一侧进行控制的电源装置，输入电源两端连接有开关变压器初级一侧线圈与开关元件的串联电路，上述输入电源间还连接有电阻与电容器的串联电路，上述电阻与电容器的接点与上述开关变压器控制绕组的一端连接，上述开关变压器控制绕组的另一端与上述开关元件的控制端子连接，由上述开关变压器控制绕组的信号所驱动的放电电路构成为使上述电容器放电的手段，按照上述构成，可以实现一种不用高耐压二极管，而且没有反向漏电流影响，稳定动作的电源装置。
还有，对于对次级一侧进行控制的电源装置，构成为次级一侧线圈两端连接有电容器与阻抗可变电路的串联电路，还设有检测次级一侧线圈输出的输出检测电路，由该输出检测电路的输出控制上述阻抗可变电路，利用上述构成可以实现一种可相对于输入电压和输出状态的变动极为稳定地保持次级一侧输出的电源装置。
附图简要说明
图1是本发明电源装置一实施例的电路构成图。
图2是本发明电源装置另一实施例的电路构成图。
图3是本发明电源装置另一实施例的电路构成图。
图4是本发明电源装置输出特性图。
图5是本发明电源装置输入电压一输出功率特性图。
图6是本发明电源装置另一实施例的电路构成图。
图7是本发明电源装置另一实施例主要部分的电路构成图。
图8(a)是本发明电源装置另一实施例的电路构成图。
图8(b)是本发明电源装置另一实施例主要部分阻抗可变电路的具体电路构成图。
图8(c)是本发明电源装置另一实施例主要部分阻抗可变电路的具体电路构成图。
图8(d)是本发明电源装置另一实施例主要部分输出检测电路的具体电路构成图。
图8(e)和(f)是本发明电源装置另一实施例主要部分输出检测电路的具体电路构成图。
图9(a)是图8(a)电源装置的输出电压-电流特性图。
图9(b)是图8(a)电源装置的输出电压-电流特性图。
图10是本发明电源装置另一实施例的电路构成图。
图11是本发明电源装置另一实施例的输出特性图。
图12是本发明电源装置另一实施例的电路构成图。
图13是本发明电源装置另一实施例的输出特性图。
图14是本发明电源装置另一实施例的电路构成图。
图15是现有电源装置的电路构成图。
图16是现有另一电源装置的电路构成图。
实施发明的最佳方式
以下利用图1说明本发明电源装置一实施例。
图1在初级一侧设置控制电路，由图可知，输入电源31为市电经整流平滑的直流电压，该输入电源31两端连接有电阻32和电容器33的串联电路，并且连接有开关变压器初级一侧线圈34和开关元件35的串联电路，开关变压器初级一侧线圈34的两端连接有电容器36。
电阻32与电容器33的接点与开关变压器控制线圈37的一端连接，控制线圈另一端与开关元件35控制极连接。由开关变压器控制绕组37的信号驱动控制晶体管38和电阻39a、39b所构成的放电电路40，使电容器33的电荷放电。开关变压器次级一侧线圈41两端连接有电容器42，并且通过二极管43连接有电容器44，构成为由电容器44两端得到输出。而且，开关变压器次级一侧线圈41后面负载一侧是可断开，还可以根据需要得到输出的结构。
以下说明动作，加上输入电源31便通过电阻32对电容器33开始充电。此电容器33的电压通过开关变压器控制绕组37输入开关元件35控制极，此电压一旦达到控制极阈值电压，开关元件35便开始导通。因此开关变压器控制绕组37和开关变压器次级一侧线圈41中有感生电压产生，开关元件35的控制极电压随该开关变压器控制绕组37的电压上升而进一步增加，开关元件35靠正反馈作用，瞬时处于完全导通状态。
因此，开关变压器初级一侧线圈34电流即开关元件35漏极电流线性增加，在开关变压器初级一侧线圈34中贮存能量。这时，开关变压器控制绕组37的电压一旦达到控制晶体管38阈值电压，控制晶体管38便瞬时导通，通过电阻39b使电容器33开始放电。通过这种反馈作用，开关元件35控制极电压一旦使阈值电压中断，开关元件35便急剧截止(另外，本实施例中开关元件35由于采用的是场效应晶体管(FET)，因而阈值电压就是控制极截止电压，该开关元件采用晶体管时晶体管基极电压就为阈值电压)。
开关元件35截止时，开关变压器初级一侧线圈34所产生的感生电压反相，同时引起与电容器36的谐振。这种谐振电压若再次反相，便通过开关变压器控制绕组37驱动开关元件35，使之再次导通。而且，与图15现有例一样，这时次级一侧也产生开关变压器次级一侧线圈41与电容器42的谐振，由二极管43与电容器42的整流平滑电路向负载45提供直流输出。
(实施例2)
图2为另一实施例电路构成图，与图1实施例不同之处在于，增加了电阻46和二极管47所组成的箝位电路48。开关变压器控制绕组37所产生的不要的脉冲尖峰电压，除了对开关元件35的控制极以外，还对开关的导通、截止动作带来不良影响。因此，是通过上述箝位电路48，靠二极管47正向压降(VF)对加在控制极上的电压进行箝位，除去不要的脉冲尖峰电压的。
这里，箝位电路48为补偿开关元件35控制极电压阈值随温度的变化而采用的元件，当然不是一个二极管，用多个二极管，或齐纳二极管，及其组合电路都行。
上述各实施例中，输出是由开关动作导通、截止区间确定的。如上所述，导通区间是开关元件35导通之后通过电阻39b使电容器33电压放电，直至开关元件35阈值电压中断的时间。而截止区间是从开关元件35截止开始，由输入电源31通过电阻32，对电容器33充电，直到开关元件35达到阈值电压的时间。因而可以知道，输出由电容器33充放电时间确定。因此，对电容器33充放电的电阻32或电阻39b采取可变电阻，能够任意进行输出设定。
综上所述，上述各实施例中，开关变压器控制绕组一端同输入电源间连接的电阻和电容器串联电路的接点连接，上述控制绕组另一端与开关元件控制端子连接，由上述开关变压器控制绕组信号驱动的放电电路与上述控制绕组的上述一端连接，因而在初级一侧构成振荡电路和控制电路时，不必采用高耐压二极管，而且没有反向漏电流影响，可以使得动作稳定，并且可以完成近乎理想的开关动作，可以以较便宜的器件实现高可靠性的电源装置。
(实施例3)
图3是本发明另一实施例的电路构成图，由该图可知，输入电源51是市电经整流平滑的直流电压或汽车蓄电池等直流电源，该输入电源51两端串联连接有电阻52和电容器53，使电阻54与电容器53并联连接。此外，输入电源两端连接有开关变压器初级一侧线圈55与开关元件56的串联电路，开关变压器初级一侧线圈55的两端连接有电容器57。
电阻52与电容器53的接点与开关变压器控制绕组58一端连接，并且控制绕组58另一端与开关元件56控制极连接。
开关元件56的漏极、源极间连接有电阻59与电阻60的串联电路，构成电阻59与电阻60的接点通过稳压二极管61连接有晶体管62和电阻63的峰值电压控制电路64，并使晶体管62的集电极同电阻52与电容器53的接点连接。而且，开关变压器次级一侧线圈65的两端连接有电容器66，并通过二极管67连接有电容器68，形成为由电容器68两端得到输出的构成。而且，开关变压器次级一侧线圈65后面负载一侧可断开，属于可以根据需要获得输出的结构。
以下说明动作，先加上输入电源51，通过电阻52向电容器53开始充电。此电容器53电压通过开关变压器控制绕组58输入开关元件56控制极，控制极一旦达到阈值电压，开关元件56便开始导通。因此，开关变压器控制绕组58和开关变压器次级一侧线圈65产生感生电压，开关元件56的控制极电压随开关变压器控制绕组58电压的上升而进一步增加，开关元件56靠正反馈作用瞬时处于完全导通状态。
因此，开关变压器初级一侧线圈55的电流即开关元件56的漏极电流线性增加，在开关变压器初级一侧线圈55中贮存能量。这时，电容器53电压通过电阻52和电阻54的分压固定为某个电压，因而开关元件56的控制极电压也受此电压限制。因此，根据FET的特性，通过对控制极电压的限制也可限制漏极电流，因此漏极-源极间电压上升。由此，开关变压器初级一侧线圈55电压减少，同时开关变压器控制绕组58电压也减少，因而开关元件56控制极电压减少，一旦使阈值电压中断，开关元件56便急剧截止。另外，本实施例中开关元件56采用场效应晶体管(TET)，因而阈值电压就是控制极截止电压，而双极型晶体管用作该开关元件时，基极电压便为阈值电压。
开关元件56一旦截止，开关变压器初级一侧线圈55所产生的感生电压便反相，同时引起与电容器57的谐振。这时，开关元件56漏极-源极间电压因谐振现象上升为正弦波形。令此开关元件56漏极-源极间电压峰值为Vp，则
Vp＞[Vz+Vbe]*[R13+R16]/R16
(R13：电阻59的电阻值，R16：电阻60的电阻值)峰值电压控制电路64动作，进行使电容器53电压下降的负反馈控制，每一开关脉冲均控制使得Vp一定。很快此谐振电压再次反相，便通过开关变压器控制绕组58驱动开关元件56，使之再次导通。这时，在次级一侧也发生开关变压器次级一侧线圈65与电容器66的谐振，靠二极管67与电容器66的整流平滑电路向次级一侧负载提供直流输出。
由于上述原因，谐振电压的峰值Vp对于输入电源51的变动就每一开关脉冲控制使之总保持一定。因此，开关变压器次级一侧线圈65所产生的输出电压也如图4所示总是一定，可以向次级一侧输出提供极为稳定的电压。
图5是示意输入电压与输出电压关系的特性图，示出输出功率通过峰值电压控制电路64的控制保持一定的状态。
(实施例4)
图6是本发明一实施例电路构成图，为图3实施例的展开例，仅仅说明与图3实施例不同之处，峰值电压控制电路64的输出即晶体管62的集电极采取与开关元件56控制极直接连接的结构，因而具有与图3实施例相同的效果。
(实施例5)
图7是本发明实施例主要部分峰值电压控制电路的电路构成图，其他电路部分的构成与图3电路构成相同。
采用比较器(运算放大器)69与基准电压70代替图3中晶体管62与稳压二极管61构成峰值电压控制电路64a，具有与图3实施例相同的效果。
以上是对初级一侧设置控制电路的情形进行的说明，以下说明一例在次级一侧设置控制电路的实施例。
(实施例7)
图8(a)是一例次级一侧设置控制电路的电源装置实施例的电路构成图，71是初级一侧电源部，由DC输入电源72、高频电流发生电路73、初级一侧线圈74和初级一侧谐振电容器75组成，76是次级一侧电源部，由次级一侧线圈77、次级一侧谐振电容器78、阻抗可变电路79、次级一侧整流器80、输出电容器81和输出检测电路82组成，上述阻抗可变电路79插入次级一侧谐振电容器78和次级一侧线圈77间，并且由输出电容器81两端连接的输出检测电路82来控制。
对于如上所述构成的非接触型直流电源装置说明其动作。
初级一侧线圈74有高频电流发生电路73所发生高频电流流过，由于该电流在初级一侧线圈74中有高频电压发生。此高频电压由于是初级一侧谐振电容器75和初级一侧线圈74阻抗的谐振现象，故而为正弦波。
次级一侧线圈77有与该正弦波相似的电压波形发生，与其半波长相当的部分会被次级一侧整流器80阻止。所阻止的半波长的功率一旦贮存于次级一侧谐振电容器78，便在下一振荡周期时传送给输出。图9(a)示出此时输出电压与电流的特性。
若上述次级一侧谐振电容器78串联接入阻抗，输出电压与电流的特性随该阻抗如图9(b)所示变化。因而，若由输出检测电路82检测输出电压或电流，对阻抗可变电路79的阻抗进行控制，使之保持一定的话，次级一侧谐振电容器78所贮存的电力便可调节，可以高精度地控制输出。
图8(b)、8(c)示出阻抗可变电路79的具体例，(b)采用的是晶体管83与二极管84的并联电路，(c)示出的是采用场效应晶体管85的情形，图8(d)、8(e)、8(f)示出输出检测电路82的具体例。
图8(d)是由晶体管86和向其基极提供输出电压分压的电阻87、88组成的情形，(e)是采用误差放大器89的情形，(f)是采用输出电流检测电路检测晶体管90输出电流的情形。
另外，图中(A)为阻抗可变电路79接收输出电压(电流)检测电路控制用输出的端子部，(B)示出阻抗可变电路79输入电压(电流)检测电路的输出端子部。
91、92、93是电阻，89a是发生基准电压的基准电池。
综上所述，本实施例中，通过在次级一侧谐振电容器78中设置阻抗可变电路79和输出检测电路82，可以实现一种使以往非常难以稳定的输出稳压，可获得高精度输出的电源装置。
(实施例8)
图10是本发明一实施例的电路图，由图可知，初级一侧交流电源94通过整流电路95与电容器96组成的整流平滑电路和初级开关元件97连接有开关变压器初级一侧线圈98，使控制电路99与初级开关元件97连接，构成在初级一侧稳定的稳恒功率振荡电路。此外，开关变压器次级一侧，次级一侧线圈100通过电容器C1连接有晶体管(FET)101，并且开关变压器次级一侧线圈100通过二极管102连接有电容器103、电阻104和输出端子105。此外，还通过电阻104与晶体管106、晶体管(FET)101连接，晶体管106基极经电阻107与检测电阻108连接，经晶体管109与输出端子110连接构成，通过晶体管(FET)101与上述电容器C1串联连接，使晶体管(FET)101阻抗变化，以便传送至负载一侧的能量变化，进行稳恒电压稳恒电流控制。
此构成当中，由二极管102和电容器103使开关变压器次级一侧线圈100和电容器C1所获得的电压整流平滑，此输出通过检测电阻108与输出端子105、110连接，电流总是得到稳定。外部负载111连接电池等，通过输出电流切换电路112监视外部负载(电池等)111的状态，如图11所示驱动晶体管109，将提供给外部负载111的充电电流切换为快速充电或涓流充电，对外部负载111进行最适当的充电。
(实施例9)
图12是本发明另一实施例，是对图10实施例的改进。
图10实施例中，是通过使晶体管(FET)101阻抗变化进行稳恒电压电流控制的，但快速充电时晶体管(FET)101完全处于导通状态，可获得最大输出，可向外部负载111提供最大功率。相当于图11输出特性图中f线和g线，按i线(快速充电区域)充电。此时，晶体管101处于导通状态，故漏极-源极间阻抗非常小，使发热减小。
可是涓流充电中，外部负载111一旦达到满充电状态，便由输出电流切换电路112使晶体管109截止，检测电阻108有电流流过，其两端电压一旦达到晶体管106阈值电压，晶体管106便导通，动作使得晶体管(FET)101截止，限制输出电流，从而成为稳恒电流下垂特性。按图11输出特性图中的h线(涓流充电区域)充电。这时，晶体管(FET)101在工作区域动作，故漏极-源极间阻抗较大，晶体管(FET)101的发热非常大，消耗功率也增加，但与此对应的是本实施例。
以下说明本实施例与图10不同之处，在次级一侧线圈100两端间设有第一电容器C2和与之并联的由晶体管(FET)101和第二电容器C3组成的串联电路来替代电容器C1，并且该第一和第二电容器电容之和取为与图10电容器C1电容基本上相同。
按照上述构成，由二极管102与电容器103对开关变压器次级一侧线圈100与第一电容器C2、第二电容器C3所获得的电压进行整流平滑，该输出通过检测电阻108与输出端子105、110连接，电流始终保持稳定，而且与图10实施例一样快速充电时，晶体管(FET)101完全处于导通状态，可获得最大输出，向外部负载111提供最大功率。相当于图13输出特性图中的a线和b线，按e线(快速充电区域)充电。此时，晶体管(FET)101处于导通状态，故漏极-源极间阻抗非常小，发热减少。
涓流充电当中，外部负载111电池一旦达到满充电，便通过输出电流切换电路112使晶体管109截止，检测电阻108有电流流过，其两端电压一旦达到晶体管106阈值电压，晶体管106便导通，动作使得晶体管(FET)101截止，限制输出电流，故输出为稳恒电流下垂特性，按图13输出特性图中c线(涓流充电区域)充电。此时，晶体管(FET)101在工作区域内动作，故漏极-源极间阻抗便变大，晶体管(FET)101的发热非常大，但电容器C2与C3并联设置，因而现有技术的电容C1＝C2+C3，各电容器所流过的电流分别为i2、i3，各电容器所流过电流为高频电流，故由开关频率与电容器电容确定，开关频率越高，而且电容器电容越大，电流就越大，但晶体管(FET)101漏极-源极间阻抗一定的话，图10电容器C1所流电流il和本实施例第二电容器C3所流电流i3具有il＞i3关系，本电路中晶体管(FET)101的发热抑制得较低。
而且，这里输出的动态范围较小，故而考虑第一电容器C2的负载线(图13中的d线)，对电容器C2、C3进行适当设定，以便能够确保涓流充电区域(图13中的c线)。
(实施例10)
图14是本发明另一实施例的电路构成图，由图可知，输入电源113是市电经整流平滑的直流电压，通过开关部114连接有次级一侧线圈115和电容器116的并联电路，构成初级一侧电源装置117。
次级一侧电源装置118在次级一侧线圈119两端串联连接有电容器120a和开关元件120，并且连接有二极管121与电容器122的串联电路，通过脉宽控制部123、稳恒电压控制部124和稳恒电流控制部125向负载提供输出。
以下详细说明动作和电路构成，初级一侧电源装置117中，加上输入电源113，开关部114便动作，向初级一侧线圈115提供高频电流。同时，初级一侧线圈115发生与电容器116的谐振，产生高频感生电压。
初级一侧线圈115产生的感生电压为对置的次级一侧线圈119感应，开关元件120截止时，次级一侧线圈119与电容器120a不谐振，仅仅获得从初级一侧线圈115感应出的电压，而且，开关元件120导通时，次级一侧线圈119和电容器120a发生谐振，可获得高输出。接下来，这些谐振电压和非谐振输出由导通区间、截止区间的占空比平均，经二极管121和电容器122整流平滑，在电容器122两端获得输出。
而且，从稳恒电压控制部124向脉宽控制部123传送信号，以便电容器122所获得的电压总是保持不变。这里，脉宽控制部123按一定频率控制，输出电压下降时使输出脉冲导通时间加长，控制使得开关元件120导通时间即电容器120a导通时间加长，起到次级一侧线圈119与电容器120a谐振时间加长，电压上升这种作用。
反之，输出电压上升时，控制使得输出脉冲导通时间缩短，起到次级一侧线圈119与电容器120a谐振时间缩短，电压下降这种作用。
此外，从稳恒电流控制部125向脉宽控制部123传送信号，以便提供给负载的电流总是保持不变，输出电流减少时使输出脉冲导通时间加长，控制使得开关元件120导通区间即电容器120a导通时间加长，起到次级一侧线圈119与电容器120a谐振时间加长，电流增加这种作用。
反之输出电流增加时便控制使得导通时间缩短，起到次级一侧线圈119与电容器120a谐振时间缩短，电流减小这种作用。
是这样靠脉宽控制部123控制开关脉冲导通、截止时间，来控制电容器120a导通、截止时间，控制输出电压、输出电流，向负载提供稳恒电压稳恒电流输出的。
另外，稳恒电压控制部124和稳恒电流控制部125不妨根据负载需要的是稳恒电压或是稳恒电流，分别采用其中某一种构成。
综上所述，本发明在次级一侧，线圈两端串联连接有第一电容器和开关元件，此外上述线圈与上述第一电容器的接点还通过二极管连接第二电容器，具有稳恒电压控制部或稳恒电流控制部，还包括由上述稳恒电压控制部或稳恒电流控制部信号对上述开关元件进行通断控制的脉宽控制部所构成，是对次级一侧线圈119与电容器120a的谐振进行通断控制获得输出的，因而，并非如图12所示晶体管(FET)那样可模拟控制，可以对发热进一步减少和装置小型化作出贡献。
工业实用性
综上所述，本发明电源装置可以提供一种可在初级一侧或次级一侧进行控制，获得稳定输出的电源装置。
具体来说，
(1)输入电源间连接的电阻与电容器的串联电路的接点连接开关变压器控制绕组的一端，上述控制绕组另一端与开关元件控制端子连接，上述控制绕组的上述一端连接有由上述开关变压器控制绕组信号驱动的放电电路，初级一侧构成振荡电路和控制电路时，不必用高耐压二极管，而且没有反向漏电流影响，可以使得工作稳定，同时可以做到近乎理想的开关动作，可以以便宜的元件实现高可靠性的电源装置。
(2)此外，还设有箝位电路，可以对加在开关元件控制极上的电压进行箝位，去除不要的脉冲尖峰电压。
(3)而且，输入电源两端串联连接有开关变压器初级一侧线圈与开关元件，还在上述输入电源间串联连接有第一电阻和电容器，将第二电阻与上述电容器并联连接，上述第一电阻与上述电容器的接点与上述开关变压器控制绕组一端连接，上述开关变压器控制绕组另一端与上述开关元件控制端子连接，作为使上述电容器放电的装置，包括一对上述开关元件漏极进行电阻分压、检测峰值电压的电压检测部和上述电阻分压的接点通过稳压二极管由晶体管和电阻构成的控制部所组成的峰值电压控制电路，在初级一侧构成振荡电路和控制电路时，可以每一开关脉冲进行控制，因而可以进行精度高的稳定动作，同时可以获得近乎理想的开关特性和输出特性。
(4)而且，使提供高频电流的初级一侧线圈与装在和上述初级一侧线圈不同壳体中的次级一侧线圈对置，从上述初级一侧线圈向上述次级一侧线圈传送电力的电源装置当中，还设有与上述次级一侧线圈两端连接的电容器与阻抗可变电路的串联电路，和检测上述次级一侧线圈输出的输出检测装置，靠上述输出检测装置的输出控制上述阻抗可变电路，通过控制阻抗可变电路的阻抗，调节贮存于次级一侧谐振电容器的电力，可以高精度地控制输出。
(5)此外，构成为设有输出电流切换电路与输出检测装置连接，来控制上述输出检测装置，可以将充电电流切换为快速充电或涓流充电。
(6)次级一侧线圈两端连接的电容器与阻抗可变电路即晶体管的串联电路上并联连接有另一电容器，涓流充电时可抑制发热，不需要散热片，晶体管可以做成较小形状，有利于电源装置的小型化。
(7)在次级一侧线圈两端串联连接有第一电容器与开关元件，上述线圈与上述第一电容器的接点还通过二极管连接有第二电容器，具有稳恒电压控制部或稳恒电流控制部，并包括由上述稳恒电压控制部或稳恒电流控制部信号对上述开关元件进行通断控制的脉宽控制部所构成，从而对次级一侧线圈与电容器的谐振进行通断控制，获得输出，因为不是模拟控制，因而可以对发热少和装置小型化有所贡献。
(8)而且，将初级一侧线圈与次级一侧线圈设置在不同壳体中，作为非接触式电源装置，对于无绳电话机等便携用电器很有用。

Claims (6)

1.一种电源装置，其特征在于，输入电源两端连接有开关变压器初级一侧线圈与开关元件的串联电路，所述输入电源间还连接有电阻与电容器的串联电路，所述电阻与电容器的接点与所述开关变压器控制绕组一端连接，所述开关变压器控制绕组另一端与所述开关元件控制端子连接，作为使所述电容器放电的装置，将靠所述开关变压器控制绕组信号驱动的放电电路与所述控制绕组的所述一端连接。
2.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，开关变压器控制绕组与开关元件控制端子之间设有箝位电路。
3.一种电源装置，其特征在于，输入电源两端串联连接有开关变压器初级一侧线圈与开关元件，所述输入电源间还串联连接有第一电阻与电容器，所述第二电阻与所述电容器并联连接，所述第一电阻与所述电容器的接点与所述开关变压器控制绕组一端连接，作为使所述电容器放电的装置，所述开关变压器控制绕组另一端与所述开关元件控制端子连接，包括一对所述开关元件漏极进行电阻分压、检测峰值电压的电压检测部和经所述电阻分压的接点通过稳压二极管由晶体管和电阻构成的控制部所组成的峰值电压控制电路，所述晶体管输出与所述电容器或所述开关元件的控制极连接。
4.一种电源装置，使提供高频电流的初级一侧线圈与装在和所述初级一侧线圈不同壳体中的次级一侧线圈对置，从所述初级一侧线圈向所述次级一侧线圈传送电力，其特征在于，还具有与所述次级一侧线圈两端连接的电容器与阻抗可变电路的串联电路，和检测所述次级一侧线圈输出的输出检测装置，靠所述输出检测装置的输出控制所述阻抗可变电路。
5.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，设有与输出检测装置连接的输出电流切换电路，控制所述输出检测装置。
6.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，次级一侧线圈两端连接的电容器与阻抗可变电路的串联电路并联连接有另一电容器。
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