CN1183679C

CN1183679C - 信号处理器

Info

Publication number: CN1183679C
Application number: CNB971253544A
Authority: CN
Inventors: P·C·伊斯泰; C·斯莱特; P·D·苏尔佩
Original assignee: Sony United Kingdom Ltd
Current assignee: Sony Europe Ltd
Priority date: 1997-03-20
Filing date: 1997-12-03
Publication date: 2005-01-05
Anticipated expiration: 2017-12-03
Also published as: US6057792A; EP0866554B1; KR100514702B1; JPH10322220A; GB2323488A; EP0866554A2; GB9705722D0; DE69733878T2; KR19980080475A; DE69733878D1; JP3845505B2; GB2323488B; EP0866554A3; CN1195235A

Abstract

一种第n级戴尔塔-希格马调制器，其中n≥1，它包括用于接收具有信号分量和噪声分量的1位输入信号的输入端；量化器，第一组合器，n-1个中间组合器，末级组合器，其中由DSM加到1位输入信号上的传输函数为：

，加到量化器引入的量比噪声上的传输函数为：

，其中a₁-a_n的至少一个等于+1，b₁-b_n的每一个都不等于+1。

Description

信号处理器

技术领域

本发明涉及包括具有滤波部分的第n级戴尔塔-希格马调制器(Delta-Sigma Modulator)的1位信号处理器，其中n至少为1。本发明的优选实施例涉及音频信号处理，但本发明却并不局限于音频信号处理器。

背景技术

下面参照附图1、2和3来描述本发明的背景，其中，图1为已知的戴尔塔-希格马调制器的方框图，图2为作为第3级滤波器部分(n＝3)而构成的戴尔塔-希格马调制器的方框图，图3为噪声整形特性，而图4(a)为前面建议的DSM的极零图。

已经知道可以通过以至少为耐奎斯特率采样模拟信号和由m位数对采样的幅度编码来将模拟信号转换成数字形式。因此，如果m＝8，采样就量化为8位的精度。一般来说m可以为等于或大于1的任意位数。

为了量化成仅有1位，据知提供了“希格马-戴尔塔模/数转换器”或“戴尔塔-希格马模/数转换器”的模-数转换器(ADC)。此处采用了名词“戴尔塔-希格马”。这种ADC已在由德克萨斯仪器公司的Craig Marven和Gillian Ewers以ISBN 0-904.047-00-8公开的“数字信号处理的简单方法”中描述了。

见图1的这种ADC，模拟输入信号与1位输出信号的积分(希格马)间的差1(戴尔塔)馈给1位量化器3。输出信号包括逻辑值0和1的位，并分别代表为-1和+1的实际值。积分器3将1位的输出累加，这样其中所存储的值则跟随于模拟信号的值。量化器3随着每个位的产生将累加值增加(+1)1位或减少(-1)1位。ADC需要很高的采样来产生输出位流，其累加值跟随于模拟信号。

下面的描述及权利要求中的“1位”信号意味着信号被量化成诸如由戴尔塔-希格马ADC产生的1位数的精度。

构成n级滤波部分直接处理1位信号的戴尔塔-希格马调制器(DSM)是由N.M.Casey和James A.S.Angus在1993年10月7-10日于纽约的第95届AES会议上的为名“音频信号的1位数字处理”的论文中提出的。图2示出这种DSM滤波部分的第3级(n＝3)的电路图。

见图2，DSM具有一个1位音频信号的输入端4以及产生处理后的1位信号的输出端5。1位信号的位由已知的未示出的钟控装置经DSM所钟控。输出1位信号是由诸如具有零阈值电平的比较器的1位量化器所产生的。DSM具有3级，每级包括连接到输入端4的第一1位乘法器a₁、a₂、a₃，连接到输出端5的第二1位乘法器C1、C2、C3，加法器61，62，63和积分器71，72，73。

1位乘法器将所接收的1位信号乘以P位系数A₁、A₂、A₃、C₁、C₂、C₃，产生P位乘积，这些乘积由加法器61、62、63相加且和加到积分器7上。在加法器62、63的中间级中也将处理级积分器的输出相加。未级包括连接到输入端的另一个1位乘法器A4，它使输入信号被P位系数A4相乘，加法器64将乘积加到处理级的积分器7 3的输出上。其和加到量化器2上。

在DSM中，两个的互补算术装置可用来代表正和负的P位数。量化器2的输入可为正的，在输出量化为+1(逻辑1)，或负的，在输出量化为-1(逻辑0)。

在Casey和Angus的文章中“1位处理器将产生一个1位的输出，该输出包含在不可接受程度的噪声中所隐藏的音频信号中，并且急需使量化的噪声被适当地整形”，隐藏音频信号的噪声是由量化器2产生的量化噪声。

量化器2可以是加法器，其第一输入端接收音频信号而第二输入端接收基本上与音频信号无关的随机位流(量化噪声)。在这种电路方案下，在输入端4接收的音频信号由乘法器a₁、a₂、a₃、a₄正向馈给输出端5并由乘法器C₁、C₂、C₃从输出端5反馈回来。因此，在正馈路径中的系数A₁至A₄限定了音频信号Z变换传输函数的零，而在反馈路径中的系数C₁-C₃限定了音频信号的传输函数的极。

由量化器产生的噪声信号经历了乘法器C₁-C₃、加法器61-64和积分器71-73，而不经历乘法器a₁-a₄。噪声信号的传输函数与输入信号的情况不同。

系数A₁-A₄和C₁-C₃在其它所要的特性中首选来提供电路的稳定性。

系数C₁-C₃用作对量化器产生的噪声进行整形，从而如图3实线31所示使音带中的量化噪声减至最少。

系数A₁-A₄和C₁-C₃也用于所需的音频信号处理特性。

系数A₁-A₄和C₁-C₃的选择可由下列因素促成：

a)找出所需滤波特性的Z变换H(Z)，例如噪声整形函数；和

b)将H(Z)变换成系数。

以上可以由R.W.Adams等人在Journal of Audio Engineering Society，1991年7/8月的39卷第7/8中的文章“Theory and PracticalImplementation of a Fifth Order Sigma-Delta A/D Converter”中描述的方法来实现。还可以由在上面已有技术部分的描述中所描述的Angus和Casey的文章中的方法来实现。

第五级戴尔塔-希格马调制器的噪声整形滤波函数：

对于如图10的结构，我们可以将第五级调制器的噪声整形滤波响应写出为：

y[n]＝q[n]+x[n]

x[n]＝x[n-1]+w[n-1]+Ey[n-1]

w[n]＝w[n-1]+v[n-1]+Dy[n-1]

v[n]＝v[n-1]+u[n-1]+Cy[n-1]

u[n]＝u[n-1]+t[n-1]+By[n-1]

t[n]＝t[n-1]+Ay[n-1]

经过z变换，并令

α = \frac{z^{- 1}}{({1 - z}^{- 1})},

则可写为：

Y(z)＝Q(z)+X(z)

X(z)＝α(W(z)+EY(z))

W(z)＝α(V(z)+DY(z))

V(z)＝α(U(z)+CY(z))

U(z)＝α(T(z)+BY(z))

T(z)＝αAY(z)

解Q(z)中的项Y(z)，则得：

Y(z)[(1-z^-1)-z^-1(E+αD+α²C+α³B+α⁴A)]＝(1-z^-1)Q(z)

替换α，则得第五级调制器的方程A.1：

H_{ns} (z) = \frac{Y (z)}{Q (z)} = \frac{{({1 - z}^{- 1})}^{5}}{{({1 - z}^{- 1})}^{5} - {Ez}^{- 1} {({1 - z}^{- 1})}^{4} - {Dz}^{- 2} {(1 - z^{- 1})}^{3} - {Cz}^{- 3} {({1 - z}^{- 1})}^{2} - {Bz}^{- 4} ({1 - z}^{- 1}) {- Az}^{- 5}}

方程H_ns(z)给出了所有在DC中的零，并且可能与标准的Butterworth或Chebyshev I型高通滤波器的设计精确匹配。该函数通用于任何级次的DSM。

第五级戴尔塔-希格马调制器的音频滤波函数：

对于图11给出的结构，我们可以将第五级调制器的噪声整形滤波响应写为：

y[n]＝fx[n]+w[n]+q[n]

w[n]＝w[n-1]+ex[n-1]+Ey[n-1]+v[n-1]

v[n]＝v[n-1]+dx[n-1]+Dy[n-1]+u[n-1]

u[n]＝u[n-1]+cx[n-1]+Cy[n-1]+t[n-1]

t[n]＝t[n-1]+bx[n-1]+By[n-1]+s[n-1]

s[n]＝s[n-1]+ax[n-1]+Ay[n-1]

经过Z变换，并令

α = \frac{z^{- 1}}{({1 - z}^{- 1})},

则可写为：

Y(z)＝fX(z)+W(z)+Q(z)

W(z)＝α(eX(z)+EY(z)+V(z))

V(z)＝α(dX(z)+DY(z)+U(z))

U(z)＝α(cX(z)+CY(z)+T(z))

T(z)＝α(bX(z)+BY(z)+S(z))

S(z)＝α(aX(z)+AY(z))

解X(z)和Q(z)中的项Y(z)，可得：

Y(z)[1-α⁵A-α⁴B-α³C-α²D-αE]＝X(z)[α⁵a+α⁴b+α³c+α²d+αe+f]+Q(z)

由于Q(z)受到噪声整形器的整形，这样，它就为DC中的零。它可以在接近DC处近似为零，当采样率远大于音频带宽即兆赫兹级时，它对音频信号是有效的。因此对于第五级调制器可得方程A.2：

H_{A} (z) = \frac{Y (z)}{X (z)} \approx \frac{f {(1 - z^{- 1})}^{5} + {ez}^{- 1} {({1 - z}^{- 1})}^{4} + {dz}^{- 2} {({1 - z}^{- 1})}^{3} + {cz}^{- 3} {({1 - z}^{- 1})}^{2} + {bz}^{- 4} (1 - z^{- 1}) {az}^{- 5}}{{(1 {- z}^{- 1})}^{5} - {Ez}^{- 1} {({1 - z}^{- 1})}^{4} - {Dz}^{- 2} {(1 {- z}^{- 1})}^{3} - {Cz}^{- 3} {({1 - z}^{- 1})}^{2} - {Bz}^{- 4} ({1 - z}^{- 1}) {- Az}^{- 5}}

通过按下述方式使变量相等化而消去H_A(z)的分子和分母：

f＝1，e＝-E，d＝-D，c＝-C，b＝-B，a＝-A

这样可以消去音频传输函数的极和零，从而产生平坦的音频响应。该函数可对任何级次的DSM通用。

需要使信号处理器可包括串联或级联耦合的多个DSM，以处理1位信号。这种建议从上面提到的文件中无法获知。

发明内容

对DSM输入的1位信号包括音频分量和噪声分量，本发明人认为输入1位信号中的噪声分量会降低DSM的稳定性。当DSM串联时，可增加不稳定的风险。据信本发明人是第一个认识到此问题的人。

根据本发明的一种第n级戴尔塔-希格马调制器，其中n≥1，它包括用于接收具有信号分量和噪声分量的1位输入信号的输入端；

量化器，用于将P位信号再量化成1位形式信号，该再量化后的1位信号为DSM的输出信号，其中P＞1；

第一组合器，用于形成1位输入信号与一个系数的积和输出信号与一个系数的积的加组合积分；

n-1个中间组合器，每个组合器用于形成1位输入信号与一个系数的积、输出信号与一个系数的积以及前级组合器加组合积分的加组合积分；

末级组合器，用于形成输入信号与一个系数以及前级组合器的组合积分的加组合积分，以形成由量化器再量化的所述P位信号，

其中，由所述第n级戴尔塔-希格马调制器加到1位输入信号上的传输函数为：

\frac{a_{0} (1 + a_{1} z^{- 1}) (1 + a_{2} z^{- 1}) (1 + a_{3} z^{- 1}) . . (1 + a_{n} z^{- 1})}{(1 + b_{1} z^{- 1}) (1 + b_{2} z^{- 1}) (1 + b_{3} z^{- 1}) . . (1 + a_{n} z^{- 1})}

加到量化器引入的量化噪声上的传输函数为：

\frac{{(1 - z^{- 1})}^{n}}{(1 + b_{1} z^{- 1}) (1 + b_{2} z^{- 1}) (1 + b_{3} z^{- 1}) . . (1 + b_{n} z^{- 1})}

其中，a₁-a_n的至少一个等于+1，b₁-b_n的每一个都不等于+1，

其中，a₀为增益系数，a₁-a_n和b₁-b_n为各系数乘法器的系数，z为复合Z平面上的取值。

在上述第n级戴尔塔-希格马调制器中，a₁-a_n的每个都等于+1。

在上述第n级戴尔塔-希格马调制器中，a₀＝1。

在上述第n级戴尔塔-希格马调制器中，n＝3。

在根据本发明的第n级戴尔塔-希格马调制器中，n≥3，a₁-a_n的一个子集提供1位输入信号的低通滤波，a₁-a_n的其余的还对1位输入信号提供预定的均等化。

在上述的第n级戴尔塔-希格马调制器中，n＝5。

在根据本发明的的第n级戴尔塔-希格马调制器中，n≥2，所述第n级戴尔塔-希格马调制器具有一个针对输入信号的传输函数

\frac{A (z)}{B (z)} \cdot \frac{C (z)}{D (z)}

其中

\frac{A (z)}{B (z)} = \frac{a_{0} {(1 + z^{- 1})}^{m}}{(1 + b_{1} z^{- 1}) . . (1 + b_{m} z^{- 1})}

其中m＜n以提供输入信号的低通滤波；

\frac{C (z)}{D (z)} = \frac{(1 + c_{1} z^{- 1}) . . (1 + c_{n - m} z^{- 1})}{(1 + d_{1} z^{- 1}) . . (1 + d_{n - m} z^{- 1})}

为对输入信号提供预定的均等化，DSM的噪声整形函数相对于由DSM所引入的量化噪声为：

\frac{Y (z)}{Q (z)}

其中：

\frac{Y}{Q} = \frac{{(1 - z^{- 1})}^{n}}{(1 + b_{1} z^{- 1}) . . (1 + b_{m} z^{- 1}) (1 + d_{1} z^{- 1}) . . (1 + d_{n - m} z^{- 1})}

在上述第n级戴尔塔-希格马调制器中，m＝3且n＝5。

在根据本发明的第n级戴尔塔-希格马调制器中，n≥2，其中a₁-a_n的的一个子集提供1位输入信号的低通滤波，加到由所述第n级戴尔塔-希格马调制器引入的所述量化噪声上的传输函数具有高通噪声整形特性，a₁-a_n的其余的除低通滤波之外还提供1位信号的均等化。

本发明还包括根据前述各技术方案的串联的多个戴尔塔-希格马调制器。

在早先提出的另一级DSM中，a₁-a_n选为分别等于b₁-b_n，这样，输入信号传输函数的极由输入信号传输函数的对应零所消除，以得到一个中性或平的频率响应，见图4(a)。根据本发明，a₁-a_n是独立于b₁-b_n而选出的。

应当注意噪声整形函数

\frac{{({1 - z}^{- 1})}^{n}}{(1 + b_{1} z^{- 1}) . . . (1 + b_{n} z^{- 1})}

是不受对a₁-a_n的选择而影响的。因此，根据本发明，独立于噪声整形函数的极和零在DSM中限定输入信号传输函数。

在本发明的实施例中，其中n＝3，输入信号传输函数的a₁-a_n选为都等于1，由此而限定的零与噪声整形函数的零相等但符号相反。它对输入信号提供一个补偿噪声信号的高通滤波特性的低通滤波特性，两个特性具有相同的“角频”。

因此，在DSM中提供于DSM中产生的量化噪声的噪声整形和1位输入信号的噪声分量的衰减而不须增加DSM的级。借助于解释，早前提出的DSM，例如级n＝3相对于输入信号具有一个平的频响，并提供量化器噪声的所需噪声整形。通过增加诸如第二级同等部分(n＝5)，额外地提供了在输入信号中噪声的所需低通滤波。由于它不需增加滤波器的级以提供用于过滤输入信号中噪声的低通滤波频响，这种建议与本发明相比是不能令人满意的。

在本发明的大多数优选实施例中，n≥3，a₁-a_n的子集提供1位输入信号的低通滤波，通过噪声整形函数将高通滤波加到量化噪声上，且a₁-a_n其余的还对1位输入信号提供预定的均等部分。最好n＝5，子集包括a₁-a₃，其中a₁-a₃等于+1，并由a₄和a₅提供均等部分。通过与前述早先提出的方案相比较，为了提供均等，早先提出的将须要使级n＝7。由于DSM的级越高，信号处理的延迟越大，且不稳定的风险越大，因此是不能令人满意的。

通过进一步比较，在将1位信号输入到DSM之前，通过对DSM的输入低通滤波，可以减少在1位输入信号中的量化噪声。但是，这种低通滤波将在DSM中导致输入到DSM中的P位信号需要P位乘法器，因而失去了1位DSM的一个主要优点。

附图说明

为了更好地理解本发明，下面参照图4(b)-9的附图加以描述：

图4(b)为极-零图，示出最好为本发明优选DSM的极-零位置；

图5为根据本发明的示意性第三级DSM的示意方框图；

图6为频-幅特性图，示出图5的DSM对输入信号的影响；

图7示出本发明所采用的第五级DSM；

图8示出多个串联的DSM；和

图9示出DSM的积分器。

具体实施方式

图5的戴尔塔-希格马调制器(DSM)为具有三个积分器部分和末级部分的第三级DSM。该DSM具有用来接收1位音频信号的输入端4和其上产生处理后的1位信号的输出端5。

在输出端5的信号是由末级中的量化器产生的。量化器2接收P位信号，其中P＞1。量化器2可以是具有零阈值的比较器。量化器将正信号量化为+1(逻辑1)，将负信号量化为-1(逻辑0)。

第一组合部分包括连接到输入端4的第一1位乘法器、连接到输出端5的第二1位系数乘法器A、对1位乘法器a₁和A₁的输出求和的加法器61以及将加法器61的输出积分的积分器71。1位系数乘法器将1位信号乘以P位系数a和A。

两个中间组合器部分的每一个都相似地包括连接到输入端4的第一1位系数乘法器b、c、连接到输出端5的第二1位系数乘法器B、C、加法器62、63、以及积分器72、73。加法器除接收系数乘法器的输出外，还接收前级积分器的输出。

末级包括连接到积分器73的输出的加法器64的1位系数乘法器d。量化器2将加法器63的P位输出量化以在输出端5产生1位信号。

图9示出积分器71的实例，并且包括与延迟元件串联的加法器。延迟元件的输出反馈到加法器以累加加法器的输出的积分，该加法器将系数乘法器的输出求和。如图5所示，积分器的加法器可以由加法器61来实现，它将级中的系数乘法器的输出求和。因此对于系数乘法器和积分器71不需单独的加法器。

对于如图5所示的系数a、b、c和d以及A、B、C为固定的，并且如图9所示在积分器中提供单独的加法器的情况下，系数乘法器a、b、c和d以及用于将系数乘法器的输出求和的加法器可由查寻表来代替。对于由系数a和由系数A相乘的1位信号来说，输出就为+a、-a、+A、-A。查寻表可方便地存储+a和-a、+A和-A的所有可能的组合；存储的内容可由1位信号来寻址。

如上面所讨论的，可以用上文及附件中提及的方法来选择系数a-d和A-C。

根据本发明，本发明人注意到在输入端4的1位输入信号具有由1位量化处理所产生的音频分量和噪声分量。噪声分量特别是当几个DSM串联时至少可以减少DSM的稳定性。此外，在串联DSM中的影响将大大增加1位信号的噪声含量。需要减少这种噪声分量。

根据本发明所示的实施例，提供了如图6所示的滤波特性。见图6，线50示出用于在DSM中由量化器2所产生的量化噪声上的噪声整形特性。其中输入到DSM的1位信号来自于先前的DSM特性50，它也代表输入信号的噪声分量。线51示出音频分量的实际滤波特性。

当根据本发明的DSM如图8的实例所示串联时。对一个DSM的输入信号包括整形后的噪声特性50的低频区的音频分量以及由特性50所表示的频率整形后的噪声。DSM用于音频和噪声上，低通滤波特性51减少输入到DSM的信号中的噪声。DSM引入新量化噪声，这样，DSM的输出信号再次包括在整形后的噪声特性低频区的音频分量及由特性50所代表的频率整形后的噪声。

然而，当DSM串联时，由串联DSM产生的噪声总量在采用本发明时比未周本发明时已被减少。

见图5，在本发明的实施例中，带有其噪声分量的输入1位音频信号经历传输函数：

\frac{A (z)}{B (z)} = \frac{a_{0} (1 + a_{1} z^{- 1}) (1 + a_{2} z^{- 1}) (1 + a_{3} z^{- 1})}{(1 + b_{1} z^{- 1}) (1 + b_{2} z^{- 1}) (1 + b_{3} z^{- 1})}

其中a₀为增益系数，a₀、a₁-a₃限定了正馈系数 a- d，而b₁、b₂、b₃限定了反馈系数A-C。选增益系数a₀来补偿在Z^-1＝-1时放入音频信号传输函数的零而引入的任何衰减。

分子限定了音频信号传输函数的零而分母限定了音频信号传输函数的极。

量化器2将量化噪声引入音频输入信号中。根据本发明，噪声经历噪声整形传输函数：

\frac{Y (z)}{Q (z)} = \frac{({1 - z}^{- 1}) ({1 - z}^{- 1}) ({1 - z}^{- 1})}{(1 + b_{1} z^{- 1}) (1 + b_{2} z^{- 1}) (1 + b_{3} z^{- 1})}

其中b₁-b₃限定了噪声反馈系数A-C，而由积分器71-73在分子中实现-1与Z^-1的乘法。

于是，根据本实施例，音频信号传输函数的极与噪声整形函数的极相同，且音频传输函数的零(1+Z^-1)与噪声整形函数的零(1-Z^-1)互补。

参阅图4(b)，音频信号传输函数与噪声整形函数的极和零是绘在复合Z平面上的。音频零位于实轴-1上，与噪声整形函数的零+1轴向相反。因此音频信号经历滤波特性51，如图6所示，它是与用于DSM中产生的噪声上的滤波特性50互补的。

虽然本发明是参照第三级的DSM描述的，但本发明并不局限于此。DSM可以为任意级的，包括n＝1的情况。增加级次将减少噪声，但级次越高，经DSM的信号延迟越大，且不稳定的危险越大。因此需要使级次尽可能小。

图4(b)和5的实施例仅提供音频输入信号的低通滤波。但是，根据本发明的DSM可以即提供参照图4(b)、5和6所述的低通滤波以减少量化噪声，又可提供音频信号的量化。

见图7，其中示出第5级DSM。根据图7的本发明的实施例具有用于输入音频信号的传输函数

\frac{Y (z)}{X (z)}

其中

\frac{Y (z)}{X (z)} = \frac{A (z)}{B (z)} \cdot \frac{C (z)}{D (z)}

而

\frac{A (z)}{B (z)} = \frac{a_{0} ({1 + z}^{- 1}) ({1 + z}^{- 1}) ({1 + z}^{- 1})}{(1 + b_{1} z^{- 1}) (1 + b_{2} z^{- 1}) (1 + b_{3} z^{- 1})}

因而用于输入信号的所需低通滤波特性则为：

\frac{C (z)}{D (z)} = \frac{C_{0} (1 + c_{1} z^{- 1}) . . (1 + c_{2} z^{- 1})}{(1 + d_{1} z^{- 1}) . . (1 + d_{2} z^{- 1})}

从而使所需的量化加到输入信号上。

噪声整形函数为：

\frac{Y (z)}{Q (z)} = \frac{{({1 - z}^{- 1})}^{5}}{(1 + b_{1} z^{- 1}) (1 + b_{2} z^{- 1}) (1 + b_{3} z^{- 1}) (1 + d_{1} z^{- 1}) (1 + d_{2} z^{- 1})}

虽然在此例中第三级低通滤波特性是与第二级量化特性一起获得的，这些特性也可以是其它级次的。

通过在DSM中对输入信号低通滤波，从而减少信号中的量化噪声，多个DSM可如图8所示串联而减少不稳定的风险。

下面参见附件A及其附图10和11。附件A产生第五级DSM的传输函数。

产生传输函数的形式不同于先前给出的，在附件A中给出的传输函数与上面所给出的相等同。

分析是基于假定量化器2是加法器，它将输入端的1位信号与代表量化噪声的随机信号相加。

该分析表明：

总的来说，极和零是位于复合平面中的。

音频滤波器的极等于噪声整形器的极，见图4(a)。

根据本发明的优选实施例，音频滤波函数的零在Z^-1＝-1处，而极则在Z^-1不等于-1处，见图4(b)，因此，音频是由与噪声整形器具有相同角频率的低通滤波器处理的，见图6。

Claims

1.一种第n级戴尔塔-希格马调制器，其中n≥1，它包括用于接收具有信号分量和噪声分量的1位输入信号的输入端；

量化器，用于将P位信号再量化成1位形式信号，该再量化后的1位信号为所述第n级戴尔塔-希格马调制器的输出信号，其中P＞1；

\frac{a_{0} (1 + a_{1} z^{- 1}) (1 + a_{2} z^{- 1}) (1 + a_{3} z^{- 1}) . . (1 + a_{n} z^{- 1})}{(1 + b_{1} z^{- 1}) (1 + b_{2} z^{- 1}) (1 + b_{3} z^{- 1}) . . (1 + a_{n} z^{- 1})}

加到量化器引入的量化噪声上的传输函数为：

\frac{{(1 - z^{- 1})}^{n}}{(1 + b_{1} z^{- 1}) (1 + b_{2} z^{- 1}) (1 + b_{3} z^{- 1}) . . (1 + b_{n} z^{- 1})}

2.如权利要求1所述的第n级戴尔塔-希格马调制器，其特征在于，a₁-a_n的每个都等于+1。

3.如权利要求1所述的第n级戴尔塔-希格马调制器，其特征在于，a₀＝1。

4.如权利要求1或2所述的第n级戴尔塔-希格马调制器，其特征在于，n＝3。

5.如权利要求1所述的第n级戴尔塔-希格马调制器，其特征在于，n≥3，a₁-a_n的一个子集提供1位输入信号的低通滤波，a₁-a_n的其余的还对1位输入信号提供预定的均等化。

6.如权利要求5所述的第n级戴尔塔-希格马调制器，其特征在于，n＝5。

7.如权利要求1所述的第n级戴尔塔-希格马调制器，其特征在于，n≥2，所述第n级戴尔塔-希格马调制器具有一个针对输入信号的传输函数

\frac{A (z)}{B (z)} \cdot \frac{C (z)}{D (z)}

其中

\frac{A (z)}{B (z)} = \frac{a_{0} {(1 + z^{- 1})}^{m}}{(1 + b_{1} z^{- 1}) . . (1 + b_{m} z^{- 1})}

其中m＜n以提供输入信号的低通滤波；

\frac{C (z)}{D (z)} = \frac{(1 + c_{1} z^{- 1}) . . (1 + c_{n - m} z^{- 1})}{(1 + d_{1} z^{- 1}) . . (1 + d_{n - m} z^{- 1})}

为对输入信号提供预定的均等化，所述第n级戴尔塔-希格马调制器的噪声整形函数相对于由所述第n级戴尔塔-希格马调制器所引入的量化噪声为：

\frac{Y (z)}{Q (z)}

其中：

\frac{Y}{Q} = \frac{{(1 - z^{- 1})}^{n}}{(1 + b_{1} z^{- 1}) . . (1 + b_{m} z^{- 1}) (1 + d_{1} z^{- 1}) . . (1 + d_{n - m} z^{- 1})} .

8.如权利要求7所述的第n级戴尔塔-希格马调制器，其特征在于，m＝3且n＝5。

9.如权利要求1所述的第n级戴尔塔-希格马调制器，其特征在于，n≥2，其中a₁-a_n的的一个子集提供1位输入信号的低通滤波，加到由所述第n级戴尔塔-希格马调制器引入的所述量化噪声上的传输函数具有高通噪声整形特性，a₁-a_n的其余的除低通滤波之外还提供1位信号的均等化。