CN118302945A - 开关电路和逆变器电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供高频率且具有较高的电力转换效率的开关电路。开关电路(110)具有：电感器(L)，其配设于负载单元(R)与开关单元(M)之间；第一整流单元(D1)和第一电容器(C1)，它们串联地配设于开关单元(M)与电源或接地之间；第二整流单元(D2)和第二电容器(C2)，它们经由电感器(L)而与串联地配设的第一整流单元(D1)和第一电容器(C1)并联连接；以及第三整流单元(D3)，其配设于第一整流单元(D1)和第一电容器(C1)的连接部与第二电容器(C2)和第二整流单元(D2)的连接部之间。

Description

开关电路和逆变器电路

技术领域

本发明涉及非共振地进行ZCS/ZVS动作的开关电路和逆变器电路。

背景技术

为了改善电动车辆的续航距离和改善混合动力车辆的油耗而搭载的逆变器要求较高的电力转换效率。另外，为了提高马达效率，需要逆变器的动作频率即载流子的高频化。与此同时，期望将所产生的电磁噪声抑制得较低而改善EMC性能，并且削减噪声对策所花费的成本。

专利文献1公开了进行ZCS动作的逆变器电路

专利文献2公开了使用触发器的逆变器电路。

图27示出了3相逆变器的1个相的输出电路，将电感性负载与高端侧连接，设定为电源电压48V、驱动频率50KHz、占空比(Duty)50％，并为了防止击穿而设定规定的死区时间。

负载位于高端侧，电流方向为朝向半桥的流入方向。因此，底部开关160侧MOSFET成为主开关，顶部开关150侧进行飞轮电路动作。

图28示出对底部开关接通时的顶部开关和底部开关的电压/电流/损失进行模拟而得到的结果。

(条件)

·底部接通动作分析

·电源电压48V

·负载电感10uH

·负载电阻0.15Ω(48V 0.15Ω＝320A，由于为占空比(Duty)50％驱动，因此相当于160A)

·栅极电阻2.2Ω

·固定常数电路(布线电感＝0)

在底部开关160即将接通之前的状态下，由负载电感引起的负载电流≈160A经由顶部开关150向电源方向流动。这时底部开关160接通，因此在由顶部开关150的体二极管和外部附接的肖特基二极管的正向电流引起的热载流子消失的时间≈6ns的期间，较大的恢复电流流过上下开关。

在顶部开关侧，S-D间电压较小，因此损失较小，而在底部开关侧产生较大的电力损失。在载流子消失后，对顶部开关侧MOSFET的D-S电容进行充电，同时上下MOSFET的D-S间电压呈指数函数地增加(减少)，该电压成为输出端子电压波形。

另外，上述恢复电流直接在电源电流中成为较大的谐波纹波而流动。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2014-220913号公报

专利文献2：日本特开2015-76989号公报

发明内容

发明要解决的课题

图29示出对底部开关断开时的顶部开关和底部开关的电压/电流/损失进行模拟而得到的结果。

在底部开关160即将断开之前的状态下，由负载电感引起的负载电流≈160A经由底部开关160向GND方向流动。

这时底部开关160断开，因此负载电流以电流值被电感元件保持的状态，底部开关160的电流减少量作为顶部开关150的电流而增加。

示出顶部侧开关与底部侧开关的S-D间电压与漏极电流与损失的关系。这样，对于顶部侧开关，由于初始状态为断开，电流的增加相对于电压的增加较慢，因此损失比较小，但对于底部侧开关，在维持负载电流的160A的状态下S-D间电压增加，因此会产生较大的损失。

以上的各开关动作所带来的损失和电力转换效率如下。

底部开关侧MOSFET损失(1个)11.872W

底部侧恢复降低肖特基二极管损失＝266uW

顶部开关侧MOSFET损失(1个)4.122W

顶部侧恢复降低肖特基二极管损失＝373.8mW

负载电力＝3.6757KW

电源电力＝3.7235KW

效率＝98.71％

作为降低开关损失而提高效率的方法，通常具有如下的方法：通过共振(局部共振)进行ZVS、ZCS动作，在开关元件的电压与电流的相位之间设置差，由此降低V×I损失。但是，该方法具有构造复杂且难以控制时机的难点。此外，在以往的ZCS、ZVS的逆变器电路中，用于ZCS、ZVS动作的能量被直接消耗，因此无法提高效率。

本发明的目的在于，提供高频率且具有较高的电力转换效率，将所产生的电磁噪声抑制得较低而改善了EMC性能的开关电路和逆变器电路。

用于解决课题的手段

本发明的开关电路(110)是使从电源(E)供给的电力间断地对负载单元(R)进行驱动的开关电路，其为在向内置于该开关电路的开关单元(M)施加的电压与在该开关单元(M)中流动的电流之间设置时间差来降低开关损失的软开关方式。而且，该开关电路(110)具有：电感器(L)，其配设于所述负载单元(R)与所述开关单元(M)之间；第一整流单元(D1)和第一电容器(C1)，它们串联地配设于所述开关单元(M)与所述电源或接地之间；第二整流单元(D2)和第二电容器(C2)，它们经由所述电感器(L)而与串联地配设的所述第一整流单元(D1)和所述第一电容器(C1)并联连接；以及第三整流单元(D3)，其配设于所述第一整流单元(D1)和所述第一电容器(C1)的连接部与所述第二电容器(C2)和所述第二整流单元(D2)的连接部之间。

本发明的逆变器电路具有：半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关(50)和底部逆变器开关(60)；顶部侧辅助电路(20T)，其在所述顶部逆变器开关(50)的接通/断开时进行ZVS/ZCS动作；以及底部侧辅助电路(20B)，其在所述底部逆变器开关(60)的接通/断开时进行ZVS/ZCS动作。所述逆变器电路还具有：顶部侧电感器(L3)，其连接于所述顶部逆变器开关(50)与负载单元(LU)之间，在所述顶部逆变器开关(50)、所述底部逆变器开关(60)的接通转变时进行ZCS动作；以及底部侧电感器(L4)，其连接于所述底部逆变器开关(60)与负载单元(L1)之间，并且与所述顶部侧电感器(L3)连接。而且，所述顶部侧辅助电路(20T)具有：第一整流单元(D1)和第一电容器(C1)，它们串联地配设于所述顶部逆变器开关(50)与电源或接地之间；第二整流单元(D2)和第二电容器(C2)，它们经由所述顶部侧电感器(L3)而与串联地配设的所述第一整流单元(D1)和所述第一电容器(C2)并联连接；以及第三整流单元(D3)，其配设于所述第一整流单元(D1)和所述第一电容器(C1)的连接部与所述第二电容器(C2)和所述第二整流单元(D2)的连接部之间。

另外，上述各括号内的标号表示与后述的实施方式所记载的具体的手段的对应关系。

发明效果

在第1方面的开关电路中，用于通过ZCS使开关单元(M)接通的电感器(L)的能量在开关单元(M)的接通期间积蓄于第一电容器(C1)。而且，利用第一电容器(C1)的能量(电压)，通过ZVS使开关单元(M)断开，在开关单元(M)的断开期间，使第一电容器(C1)的能量向电源侧回流，而使第一电容器(C1)完全放电。在以往的ZCS、ZVS的逆变器电路中，用于ZCS、ZVS动作的能量被直接消耗，与此相对，在第1方面的逆变器电路中，使用于ZCS、ZVS动作的能量向电源侧回流，因此能够发挥较高的效率。

在第2方面的开关电路中，第一整流单元(D1)能够防止第一电容器(C1)的电荷在开关单元(M)发生短路，第三整流单元(D3)能够防止电感器(L)的短路。

在第3方面的开关电路中，第二整流单元(D2)能够使第二电容器(C2)的电荷向电源(E)回流。

在第4方面的开关电路中，负载单元是电阻性负载(R)，开关单元由仅通过单侧开关模式驱动的单侧开关的开关元件(M)构成。由于不使用两侧开关模式，因此构造简单。

在第5方面的开关电路中，负载单元是电感性负载(L1)，该开关电路具有用于使飞轮电流流动的整流元件(DF)。在第5方面的逆变器电路中，使飞轮电流在整流元件(DF)中流动，因此控制结构简单。

在第6方面的开关电路中，电感器被分割成两部分(L3、L4)，在分割出的连接点连接有电感性负载(L1)的一端(OUT)，电感性负载(L1)的另一端(VB)与电源连接或接地，被分割成两部分的电感器(L3、L4)与整流元件(DF)的一端(阳极)串联连接，整流元件(DF)的另一端(阴极)与电源连接或接地。在第6方面的逆变器电路中，使飞轮电流在整流元件(DF)中流动，因此控制结构简单。

在第7方面的开关电路中，负载单元是电感性负载(L1)，开关电路还具有用于使飞轮电流流动的开关元件(M1)。在第7方面的逆变器电路中，使飞轮电流在开关元件(M1)中流动，因此与使用整流元件的情况相比损失较低。

在第8方面的开关电路中，电感器被分割成两部分(L3、L4)，在分割出的连接点连接有电感性负载(L1)的一端(OUT)，电感性负载的另一端(VB)与电源连接或接地，被分割成两部分的电感器(L3、L4)与开关元件(M1)的一端(漏极或源极)串联连接，开关元件的另一端(源极或漏极)与电源连接或接地。在第8方面的逆变器电路中，使飞轮电流在开关元件(M1)中流动，因此与使用整流元件的情况相比损失较低。

在第9方面的逆变器电路中，使在主开关接通转变时向成为飞轮开关的相反侧的逆变器开关流动的开关恢复电流(能量)蓄积于顶部侧电感器(L3)和底部侧电感器(L4)，并通过下一次开关断开时的动作使其向电源再生，因此电力转换效率能够提高。另外，通过将开关恢复电流积蓄于顶部侧电感器(L3)和底部侧电感器(L4)而对其进行抑制，能够实现低噪声化。

在第9方面的逆变器电路中，用于通过ZCS使顶部开关(50)和底部开关(60)接通的负载单元(LU)的能量在顶部开关和底部开关的接通期间积蓄于第一电容器(C1)。而且，利用第一电容器(C1)的能量(电压)，通过ZVS使顶部开关和底部开关断开，在顶部开关和底部开关的断开期间，使第一电容器(C1)的能量向电源侧回流，使第一电容器(C1)完全放电。在以往的ZCS、ZVS的逆变器电路中，用于ZCS、ZVS动作的能量被直接消耗，与此相对，在第9方面的逆变器电路中，使用于ZCS、ZVS动作的能量向电源侧回流，因此能够发挥较高的效率。

第10方面的逆变器电路是3相逆变器。即使在高频的情况下也能够以较低的损失来驱动3相马达。

在第11方面的逆变器电路中，底部侧辅助电路(20B)具有：第一整流单元(D1)和第一电容器(C1)，它们串联地配设于底部逆变器开关(60)与电源或接地之间；第二整流单元(D2)和第二电容器(C2)，它们经由底部侧电感器(L4)而与串联地配设的第一整流单元(D1)和第一电容器(C1)并联连接；以及第三整流单元(D3)，其配设于第一整流单元(D1)和第一电容器(C1)的连接部与第二电容器(C2)和第二整流单元(D2)的连接部之间。第11方面的逆变器电路使向逆变器开关流动的开关恢复电流(能量)蓄积于顶部侧电感器(L3)和底部侧电感器(L4)，并通过下一次开关断开时的动作使其向电源再生，因此电力转换效率能够提高。

第12方面的逆变器电路具有：检测单元(70)，其检测顶部逆变器开关(50)和底部逆变器开关(60)中的哪一个成为主开关；以及辅助电路切断单元(SW1、SW2)，其使主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)不能进行动作。第12方面的逆变器电路一边使用顶部逆变器开关、底部逆变器开关的两侧开关模式，一边适当地使向逆变器开关流动的开关恢复电流(能量)蓄积于顶部侧电感器(L3)和底部侧电感器(L4)，并通过下一次开关断开时的动作使其向电源再生，因此电力转换效率能够提高。

第13方面的逆变器电路具有触发器(A3)，该触发器(A3)具有构成检测单元的输入端子(D、CLK)和对辅助电路切断单元进行控制的输出端子(Q、Q反)。因此，在第13方面的逆变器电路中，判断电流负载是来自逆变器电路的流出方向还是流入方向来检测主开关，使主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)不能进行动作。

在第14方面的逆变器电路中，检测单元(70)由电阻(R22)、第1比较器(CPT)以及第2比较器(CPB)构成，该电阻(R22)连接于顶部侧电感器(L3)和底部侧电感器(L4)的连接部(CN)与负载(LU)之间，第1比较器(CPT)和第2比较器(CPB)与电阻的两端连接，该第1比较器(CPT)在负载侧的电位低于连接部侧的电位时产生输出，该第2比较器(CPB)在负载侧的电位高于连接部侧的电位时产生输出。辅助电路切断单元由第1开关(SW1)和第2开关(SW2)构成，该第1开关(SW1)和第2开关(SW2)利用第1比较器、第2比较器的输出，使主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路或底部侧辅助电路不能进行动作。在第14方面的逆变器电路中，判断电流负载是来自逆变器电路的流出方向还是流入方向来检测主开关，使主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)不能进行动作。第14方面的逆变器电路由检测单元(70)、电阻(R22)、第1比较器(CPT)以及第2比较器(CPB)构成，因此结构简单。

第15方面的逆变器电路具有：比较单元(CPU2、CPV2、CPW2)，其对U相控制输入信号、V相控制输入信号、W相控制输入信号进行比较；以及辅助电路切断单元(SW1、SW2)，其使主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路或底部侧辅助电路不能进行动作。第15方面的逆变器电路能够根据U相控制输入信号、V相控制输入信号、W相控制输入信号来检测主开关，使主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)不能进行动作。第15方面的逆变器电路能够在不使负载电流向电阻流动的情况下切断辅助电路，因此没有电阻损失而效率较高。

在第16方面的逆变器电路中，比较单元(80)由U相控制用的比较器(CPU2)、V相控制用的比较器(CPV2)以及W相控制用的比较器(CPW2)构成，该U相控制用的比较器(CPU2)对W相控制输入信号与U相控制输入信号进行比较，该V相控制用的比较器(CPV2)对U相控制输入信号与V相控制输入信号进行比较，该W相控制用的比较器(CPW2)对V相控制输入信号与W相控制输入信号进行比较。辅助电路切断单元由U相的辅助电路切断单元(SW1U、SW2U)、V相的辅助电路切断单元(SW1V、SW2V)以及W相的辅助电路切断单元(SW1W、SW2W)构成，该U相的辅助电路切断单元(SW1U、SW2U)根据U相控制用的比较器的输出，使U相(110U)的主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路或底部侧辅助电路不能进行动作，该V相的辅助电路切断单元(SW1V、SW2V)根据V相控制用的比较器的输出，使V相(110V)的主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路或底部侧辅助电路不能进行动作，该W相的辅助电路切断单元(SW1W、SW2W)根据W相控制用的比较器的输出，使W相(110W)的主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路或底部侧辅助电路不能进行动作。第16方面的逆变器电路能够根据U相控制输入信号、V相控制输入信号、W相控制输入信号来检测主开关，使主开关侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路(20T)或底部侧辅助电路(20B)不能进行动作。第16方面的逆变器电路能够在不使负载电流向电阻流动的情况下切断辅助电路，因此没有电阻损失而效率较高。

在第17方面的逆变器电路中，与顶部逆变器开关(122)连接的顶部侧电感器(L3)和与底部逆变器开关(118)连接的底部侧电感器(L4)是构成输出端子(124)的金属板的一部分，由以延伸方向大致垂直的方式形成的一对延伸片(124A、124B)构成。在第17方面的逆变器电路中，顶部侧电感器L3、底部侧电感器L4是构成输出端子124的金属板的一部分，因此能够廉价地构成，并且机械强度较高，可靠性较高。在两延伸片124A、124B中相对于延伸方向呈螺旋状地产生磁通，但两延伸片124A、124B以延伸方向大致垂直的方式形成，因此磁通不会相互干涉。

在第18方面的逆变器电路中，延伸片(124A、124B)为恒定宽度，从构成输出端子(124)的金属板的两侧端(124L、124R)延伸。在第18方面的逆变器电路中，顶部侧电感器L3、底部侧电感器L4是构成输出端子124的金属板的一部分，因此能够廉价地构成，并且机械强度较高，可靠性较高。

第19方面的逆变器电路具有：半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关(50、122)和底部逆变器开关(60、118)；顶部侧电感器(L3)，其与顶部逆变器开关(50)连接；以及底部侧电感器(L4)，其与底部逆变器开关(60)连接，与顶部逆变器开关(122)连接的顶部侧电感器(L3)和与底部逆变器开关(118)连接的底部侧电感器(L4)是构成输出端子(124)的金属板的一部分，由以延伸方向大致垂直的方式形成的一对延伸片(124A、124B)构成。在第19方面的逆变器电路中，顶部侧电感器L3、底部侧电感器L4是构成输出端子124的金属板的一部分，因此能够廉价地构成，并且机械强度较高，可靠性较高。在两延伸片124A、124B中相对于延伸方向呈螺旋状地产生磁通，但两延伸片124A、124B以延伸方向大致垂直的方式形成，因此磁通不会相互干涉。

在第20方面的逆变器电路中，延伸片(124A、124B)为恒定宽度，从构成输出端子(124)的金属板的两侧端(124L、124R)延伸。在第20方面的逆变器电路中，顶部侧电感器L3、底部侧电感器L4是构成输出端子124的金属板的一部分，因此能够廉价地构成，并且机械强度较高，可靠性较高。

附图说明

图1的(A)是MOFFET(M)的源极侧接地的本发明的第1实施方式的开关电路的电路例，图1的(B)是MOFFET(M)的源极侧与电阻性负载R连接的第1实施方式的开关电路的电路例。

图2的(A)是MOFFET(M)的源极侧接地的第2实施方式的开关电路的电路例，图2的(B)是MOFFET(M)的源极侧与电感性负载L1连接的第2实施方式的开关电路的电路例。

图3是由1个电感器构成的第2实施方式的开关电路的电路例。

图4的(A)是MOSFET(M1)侧进行飞轮电路动作、MOSFET(M2)作为主开关进行作用的第3实施方式的开关电路的电路结构，图4的(B)是MOSFET(M2)侧进行飞轮电路动作、MOSFET(M1)作为主开关进行作用的第3实施方式的开关电路的电路结构。

图5是第4实施方式的逆变器电路的电路图。

图6是在第4实施方式的逆变器电路中流动的电流的说明图。

图7是第5实施方式的逆变器电路的电路图。

图8是第5实施方式的逆变器电路的电路图，示出主开关接通动作中的电流方向。

图9是第5实施方式的逆变器电路的电路图，示出主开关接通动作中的电流方向。

图10是第5实施方式的逆变器电路的电路图，示出主开关接通动作中的电流方向。

图11是第5实施方式的逆变器电路的电路图，示出主开关断开动作中的电流方向。

图12示出顶部侧、底部侧的漏极电流、D-S间电压、漏极损失。

图13示出顶部侧的漏极电流、D-S间电压、漏极损失、节点电压。

图14示出顶部侧、底部侧的漏极电流、D-S间电压、漏极损失、电容器C2电流。

图15示出输出电压波形的FFT分析结果。

图16示出电源电流波形的FFT分析结果。

图17示出现有技术的逆变器电路和第5实施方式的逆变器电路的下降波形。

图18示出现有技术的逆变器电路和第5实施方式的逆变器电路的上升波形。

图19是示出第5实施方式的逆变器电路的再生动作的电路图。

图20是示出由第5实施方式的逆变器电路构成的功率模块的示意图。

图21是第5实施方式的第1改变例的逆变器的电路图。

图22是第5实施方式的第2改变例的逆变器的电路图。

图23是第6实施方式的逆变器的电路图。

图24示出第6实施方式的逆变器的U、V、W相输出电流和U、V、W相控制信号。

图25示出第6实施方式的逆变器的U、V、W相输出电流和U、V、W相控制信号。

图26示出第6实施方式的逆变器的U、V、W相输出电流和U、V、W相控制信号。

图27是现有技术的逆变器电路的电路图。

图28示出在现有技术的逆变器电路中，对底部开关接通时的顶部开关和底部开关的电压/电流/损失进行模拟而得到的结果。

图29示出在现有技术的逆变器电路中，对底部开关断开时的顶部开关和底部开关的电压/电流/损失进行模拟而得到的结果。

具体实施方式

[第1实施方式]

图1是第1实施方式的开关电路的电路图。

图1的(A)是MOFFET(M)的源极侧接地的电路例，图1的(B)是MOFFET(M)的源极侧与电阻性负载R连接的电路例。

第1实施方式的开关电路110使从电源E供给的电力间断而对负载单元(电阻性负载)R进行驱动。开关单元由仅以单侧开关模式驱动的开关元件(MOSFET)M构成。开关电路110是在向内置于该开关电路的开关单元M施加的电压与流过该开关单元M的电流之间设置时间差来降低开关损失的软开关方式。即，开关电路110根据来自控制电路单元10的栅极信号，在电流为零(ZCS)的时刻接通开关单元(MOSFET)M，在电压为零(ZVS)的时刻使MOSFET(M)断开。

图1的(A)所示的第1实施方式的开关电路110具有：电感器L，其配设于电阻性负载R与MOSFET(M)之间；第1二极管D1和第一电容器C1，它们串联地配设于MOSFET(M)与电源E(或者接地(图1的(B))之间；第2二极管D2和第二电容器C2，它们经由电感器L而与串联地配设的第1二极管D1和第一电容器C1并联连接；以及第3二极管D3，其配设于第1二极管D1和第一电容器C1的连接部与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部之间。

电阻性负载R的输入端子VB与电源E、第一电容器C1以及第2二极管D2的阴极侧连接。电阻性负载R的输出端子OUT与电感器L和第二电容器C2的连接部连接。

在第1二极管D1中，为了防止第一电容器C1的电荷在MOSFET(M)发生短路，第1二极管D1的阳极侧与MOSFET(M)的漏极侧连接。

第2二极管D2使第二电容器C2的电荷向电源E回流。第2二极管D2的阴极侧与电源E(或者接地(图1的(B))连接，阳极侧与第二电容器C2侧连接。

第3二极管D3防止电感器L的短路。第3二极管D3的阳极侧与第1二极管D1和第一电容器C1的连接部连接，阴极侧与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部连接。

[开关元件M的接通动作]

在开关元件M断开时，电感器L中向左的电流流动的时间为短时间“1μsec以下”。因此，通常开关元件M即将接通之前的电感器L的电流为零。

电感器L由于上次的断开动作在左侧产生+的电压，同时使负载电流流动。由于在来自电感器L的电流为零(ZCS)的时刻开关单元(MOSFET)M接通，电感器L的电流为初始值0，因此以规定的上升时间(时间常数)增加。由此，在开关元件M的漏极电压成为0之后，漏极电流增加。

当着眼于电感器L的动作时，在开关单元M接通的瞬间，以电容器C1-整流单元D3-电容器C2-电感器L的路径流动的第一电流与从电源E经由负载单元R流动的第二电流之和的电流流动。第一电流伴随着电容器C1、电容器C2的充电而在短时间之内减少，但电感器L会以维持该减少的电流的方式进行作用而在右端产生负方向的电压。因此，OUT端子成为GND电平以下的负电压，以通过电容器C1和电容器C2对电源E的电压和该负电压进行分压的方式进行作用。

另外，在第一电容器(蓄电器)C1、第二电容器(蓄电器)C2被充电之后，调整第一电容器C1、第二电容器C2的电容，以使第一电容器C1的下端电压成为0V。第二电容器C2起到用于将第一电容器C1的上端电压设定为电源电压、将下端电压设定为0V的作用。通过第一电容器C1的下端电压成为0V，实现了后述的开关元件M的ZVS。

[开关元件M的断开动作]

通过上述的接通动作，第一电容器(蓄电器)C1被充电为与电源E的电压大致相等的电压。在开关元件M即将断开之前，在电感器L中流过负载电流，当该开关元件M断开而电感器L的电流将要减少时，电感器L需要在左端产生正方向的电压以保持之前的电流值。但是，前述的电容器C1的下端成为0V，因此不会产生该正方向的电压，电感器L的左端的电压保持0V的状态，电流经由整流单元D1向电容器C1流动，沿反方向对电容器C1进行充电，同时开关元件M的漏极电压上升。该电压为开关元件M的漏极电压，开关元件M的切断时间比该电压的上升时间早，因此实现了开关元件M的ZVS动作。

在开关元件M通过ZVS断开时，漏极电流成为0A，但漏极电压从与第一电容器C1的下端的电压大致相等的0V开始，使再生电流向电源侧流动，同时第一电容器C1放电。在第一电容器C1完全放电时，电感器L的电流经由第一整流单元(二极管)D1、第三整流单元D3以及第二整流单元D2而在短时间内向电源E回流。

通过负载单元R，在OUT端子成为电源E的电压的状态时，起到使第二电容器C2放电而使第二电容器C2的充电电压为0V的作用，由此，在下次的开关元件M接通时，能够进行使第一电容器C1的下端成为0V的动作。假设在没有第二整流单元D2的情况下，第二电容器C2保持上端被正向充电的状态，因此即使开关元件M接通，也无法使电流按照第一电容器C1-第三整流单元D3-第二电容器C2的路径流动。

在第1实施方式的开关电路中，用于使开关单元M通过ZCS接通的电感器L的能量在开关单元M的接通期间积蓄在第一电容器C1中。而且，利用第一电容器C1的能量(电压)，使开关单元M通过ZVS断开，在开关单元M的断开期间，使第一电容器C1的能量向电源侧回流，使第一电容器C1完全放电。在以往的ZCS、ZVS的逆变器电路中，用于ZCS、ZVS动作的能量被直接消耗，与此相对，在第1实施方式的开关电路中，使用于ZCS、ZVS动作的能量向电源侧回流，因此能够发挥较高的效率。

[第2实施方式]

图2是第2实施方式的开关电路的电路图。

图2的(A)是MOFFET(M)的源极侧接地的电路例，图2的(B)是MOFFET(M)的源极侧与电感性负载L1连接的电路例。

第2实施方式的开关电路110使从电源E供给的电力间断而对电感性负载L1进行驱动。

开关电路110是在向内置于该开关电路的开关单元(MOSFET)M施加的电压与流过该MOSFET(M)的电流之间设置时间差来降低开关损失的软开关方式。即，开关电路110根据来自控制电路单元10的栅极信号，在电流为零(ZCS)的时刻接通开关单元(MOSFET)M，在电压为零(ZVS)的时刻使MOSFET(M)断开。

图2的(A)所示的第2实施方式的开关电路110具有：电感器L4，其配设于电感性负载L1与MOSFET(M)之间；第1二极管D1和第一电容器C1，它们串联地配设于MOSFET(M)与电源E(或者接地(图2的(B))之间；第2二极管D2和第二电容器C2，它们经由电感器L3、L4而与串联地配设的第1二极管D1和第一电容器C1并联连接；第3二极管D3，其配设于第1二极管D1和第一电容器C1的连接部与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部之间；以及整流元件(飞轮二极管)DF，其用于使飞轮电流流动。

电感性负载L1的输入端子VB与电源E、第一电容器C1以及第2二极管D2的阴极侧连接。电感性负载L1的输出端子OUT与电感器L3和电感器L4的连接部连接。

在第1二极管D1中，为了防止第一电容器C1的电荷在MOSFET(M)发生短路，第1二极管D1的阳极侧与MOSFET(M)的漏极侧连接。第2二极管D2使第二电容器C2的电荷向电源E回流。第2二极管D2的阴极侧与电源E连接，阳极侧与第二电容器C2侧连接。第3二极管D3防止电感器L3、电感器L4的短路。第3二极管D3的阳极侧与第1二极管D1和第一电容器C1的连接部连接，阴极侧与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部连接。飞轮二极管DF的阳极侧与电感器L3串联连接，阴极侧与电源或者接地、电感性负载L1的输入端子VB连接。

被分割成两部分的电感器L3、电感器L4的连接点与电感性负载L1的输出端子OUT连接，电感性负载L1的输入端子VB与电源E连接。在图2的(B)的电路例中，电感性负载L1的接地端子GND接地。

[开关接通动作]

飞轮二极管DF进行飞轮电路动作。在MOSFET(M)断开时，电感性负载L1的电流减少，因此电感性负载L1为了维持电流，在下侧产生+的电压，同时负载电流流动。

前述的电流的方向和值在沿飞轮二极管DF的正向流动的同时被维持。接着，MOSFET(M)接通，因此反向恢复电流向飞轮二极管DF流动，电感器L3的电流迅速反转，并且电感器L4的电流的初始值为0，因此以规定的上升时间(时间常数)增加。由此，在MOSFET(M)的漏极电压成为0V之后，漏极电流增加，实现了MOSFET(M)的接通转变时的ZCS动作。另外，飞轮二极管DF侧恢复电流(能量)成为电流并蓄积于电感器L3和电感器L4，利用下一项之后的动作向电源再生，因此电力转换效率能够提高。

着眼于电感器L3的动作，在电感器L3中，在MOSFET(M)的接通动作时，飞轮二极管DF的较大的恢复电流流动，但伴随着恢复电流的消失，电流急剧减少。这样，电感器L3为了维持到此为止的电流，以上部为负的极性产生较大的电压。由此，在电容器C2和电容器C1中，分别经由二极管D1、二极管D3，电容器C2的左被正向充电，电容器C1的上部被正向充电，之前的恢复能量蓄积于两电容器。这样，在电感器L3的上部产生较大的负浪涌电压，但为了使该电压不超过飞轮二极管DF的耐压，电容器C1和电容器C2的电容设定是重要的。

另外，以使电容器C1和电容器C2被充电后的电容器C1下端电压成为0V的方式设定电容器C1与电容器C2的比率，实现后述的MOSFET的断开动作时的ZVS。

[主开关断开动作]

通过前述的接通时的动作，电容器C1被充电为与电源电压大致相等的电压E。因此，在MOSFET(M)断开时，漏极电流成为0A，但漏极电压伴随着电感性负载L1的电流减少所导致的电感性负载L1下端的电压上升，从与电容器C1下端的电压大致相等的0V开始，使再生电流向电源侧流动，同时电容器C1放电。在该动作中，飞轮二极管DF处于断开期间中，因此电容器C1电流不会经由飞轮二极管DF和电感器L3、电感器L4、二极管D1而回流，从而不会导致电力损失。在电容器C1完全放电时，上述电感性负载L1的飞轮电流经由二极管D1、二极管D3、二极管D2而在短时间内向电源回流，但紧接着电感器L3的上部的电压达到飞轮二极管DF的接通电位，从而之后经由飞轮二极管DF向电源回流，因此上述二极管D1、二极管D3、二极管D2的电力损失被抑制得较小。

即使不使用图2的(A)、图2的(B)中所示的分割的电感器L3、电感器L4而仅通过作为一个电感器L的图3所示的电路结构，也能够进行ZVS/ZCS动作。

以下进行除去电感器L3而作为1个电感器L的情况下的图3所示的开关电路的动作的说明。

作为电感性负载，在对DC马达进行公知的PWM驱动时，为了降低DC马达的电刷噪声，通常与负载并联地插入电容器C。这时，MOSFET(M)接通而作为飞轮整流单元的飞轮二极管DF的恢复电流在电感器L中流动，在伴随着成为飞轮二极管DF的恢复电流的原因的热载流子(空穴)的减少而电流值要减少时，电感器L为了保持到此为止的电流而在上端产生负的电压，该电压被电容器C2和电容器C1分压，使电容器C1的下端电压成为GND电位(0V)，由此实现了之后的MOSFET(M)断开时的ZVS动作，这一点如上所述。然而，在存在与负载并联的电容器C的情况下，上述负的电压的产生受到抑制而电压未充分降低，因此电容器C1的下端的电压不成为0V。另外，这时的电压受到电容器C的电容值较大的影响。

因此，为了不受到电容器C的电容值的影响而产生恒定的上述负电压，将L如图2中所示那样分割为L3和L4是有效的。

由此，上述负的电压值稳定，由此能够使电容器C1的下端的电压为0V，并且能够准确地控制飞轮二极管DF的下端电压，从而具有不会超过飞轮二极管DF的反向耐压的优异的效果。

[第3实施方式]

图4是第3实施方式的开关电路的电路图。

图4的(A)是MOSFET(M1)侧进行飞轮电路动作、MOSFET(M2)作为主开关进行作用的电路结构。

图4的(B)是MOSFET(M2)侧进行飞轮电路动作、MOSFET(M1)作为主开关进行作用的电路结构。

[电路结构]

第3实施方式的开关电路110使从电源E供给的电力间断而对电感性负载L1进行驱动。

开关电路110是在向内置于该开关电路的开关单元(MOSFET)M2施加的电压与流过该MOSFET(M2)的电流之间设置时间差来降低开关损失的软开关方式。即，图4的(A)所示的第3实施方式的开关电路110根据来自控制电路单元10的栅极信号，在电流为零(ZCS)的时刻接通MOSFET(M2)，在电压为零(ZVS)的时刻使MOSFET(M2)断开。

图4的(A)所示的第3实施方式的开关电路110具有：电感器L4，其配设于电感性负载L1与MOSFET(M2)之间；第1二极管D1和第一电容器C1，它们串联地配设于MOSFET(M2)与电源E(或者接地(图4的(B))之间；第2二极管D2和第二电容器C2，它们经由电感器L3、L4而与串联地配设的第1二极管D1和第一电容器C1并联连接；第3二极管D3，其配设于第1二极管D1和第一电容器C1的连接部与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部之间；以及开关元件(MOSFET(M1))，其用于使飞轮电流流动。

电感性负载L1的输入端子VB与电源E、第一电容器C1、MOSFET(M1)的漏极侧连接(电感性负载L1的接地端子GND与接地连接(图4的(B))。电感性负载L1的输出端子OUT与电感器L3和电感器L4的连接部连接。

第1二极管D1为了防止第一电容器C1的电荷在MOSFET(M2)发生短路，第1二极管D1的阳极侧与MOSFET(M2)的漏极侧连接。

第2二极管D2使第二电容器C2的电荷向电源E回流。第2二极管D2的阴极侧与电源E连接，阳极侧与第二电容器C2侧连接。

第3二极管D3防止电感器L3、电感器L4的短路。第3二极管D3的阳极侧与第1二极管D1和第一电容器C1的连接部连接，阴极侧与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部连接。

MOSFET(M1)的源极侧与电感器L3串联连接，漏极侧与电感性负载L1的输入端子VB连接。

被分割成两部分的电感器L3、电感器L4的连接点与电感性负载L1的输出端子OUT连接，电感性负载L1的输入端子VB与电源E连接。

[主开关接通动作]

如图4的(A)所示，存在电感性负载L1，MOSFET(M2)作为主开关进行作用，MOSFET(M1)进行飞轮电路动作。在MOSFET(M2)断开时，电感性负载L1的电流减少，因此电感性负载L1为了维持电流，在下侧产生+的电压，同时负载电流流动。

接着，MOSFET(M1)提前与死区时间对应的时间量断开，但前述的电流的方向和值得到维持。稍后MOSFET(M2)接通，因此体二极管反向恢复电流向MOSFET(M1)流动，电感器L3的电流迅速反转，并且电感器L4的电流的初始值为0，因此以规定的上升时间(时间常数)增加。由此，在MOSFET(M2)的漏极电压成为0V之后，漏极电流增加，实现了主开关接通转变时的ZCS动作。另外，MOSFET(M1)侧开关恢复电流(能量)成为电流并蓄积于电感器L3和电感器L4，利用下一项之后的动作向电源再生，因此电力转换效率能够提高。

着眼于电感器L3的动作，在电感器L3中，在MOSFET(M2)的接通动作时，MOSFET(M1)的较大的恢复电流流动，但伴随着恢复电流的消失，电流急剧减少。这样，电感器L3为了维持到此为止的电流，以上部为负的极性产生较大的电压。由此，在电容器C2和电容器C1中，分别经由二极管D1、二极管D3，电容器C2的左被正向充电，电容器C1的上部被正向充电，之前的恢复能量蓄积于两电容器。这样，在电感器L3的上部产生较大的负浪涌电压，但为了使该电压不超过MOSFET(M1)的耐压，电容器C1和电容器C2的电容设定是重要的。

另外，以使电容器C1和电容器C2被充电后的电容器C1下端电压成为0V的方式设定电容器C1与电容器C2的比率，实现后述的MOSFET(M2)侧MOSFET的断开动作时的ZVS。

[主开关断开动作]

通过前述的接通时的动作，电容器C1被充电为与电源电压大致相等的电压E。因此，在作为主开关的MOSFET(M2)侧MOSFET断开时，漏极电流成为0A，但漏极电压伴随着电感性负载L1的电流减少所导致的电感性负载L1下端的电压上升，从与电容器C1下端的电压大致相等的0V开始，使再生电流向电源侧流动，同时电容器C1放电。在该动作中，MOSFET(M1)处于死区时间期间中，因此电容器C1电流不会经由MOSFET(M1)和电感器L3、电感器L4、二极管D1而回流，从而不会导致电力损失。在电容器C1完全放电时，上述电感性负载L1的飞轮电流经由二极管D1、二极管D3、二极管D2而在短时间内向电源回流，但紧接着电感器L3的上部的电压达到MOSFET(M2)的源极电位，从而之后经由MOSFET(M1)向电源回流，因此上述二极管D1、二极管D3、二极管D2的电力损失被抑制得较小。

如上所述，主开关MOSFET(M2)的断开动作实现了电流成为零之后电压上升的ZVS动作，并抑制了开关损失。

[第4实施方式]

图5是第4实施方式的逆变器电路的电路图。

第4实施方式的逆变器电路110用于驱动具有U相线圈LU、V相线圈LV、W相线圈LW的3相马达。第4实施方式的逆变器电路110由U相线圈LU驱动用的U相逆变器电路110U、V相线圈LV驱动用的V相逆变器电路110V以及W相线圈LW驱动用的W相逆变器电路110W构成。U相逆变器电路110U、V相逆变器电路110V以及W相逆变器电路110W由相同的结构构成。

[电路结构]

第4实施方式的开关电路110的U相逆变器电路110U具有：半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关50和底部逆变器开关60；顶部侧辅助电路20T，其在顶部逆变器开关50的接通/断开时，根据来自控制电路单元10的栅极信号进行ZVS/ZCS动作；以及底部侧辅助电路20B，其在底部逆变器开关60的接通/断开时，根据来自控制电路单元10的栅极信号进行ZVS/ZCS动作。

U相逆变器电路110U还具有：顶部侧电感器L3，其在顶部逆变器开关50、底部逆变器开关60的接通转变时进行ZCS动作，该顶部侧电感器L3连接于顶部逆变器开关50与负载单元(U相线圈LU)之间；以及底部侧电感器L4，其连接于底部逆变器开关60与U相线圈LU之间，并且与顶部侧电感器L3连接。

而且，顶部侧辅助电路20T具有：第1二极管D1和第一电容器C1，它们串联地配设于顶部逆变器开关50与接地之间；第2二极管D2和第二电容器C2，它们经由电感器L3、L4而与串联地配设的第1二极管D1和第一电容器C1并联连接；以及第3二极管D3，其配设于第1二极管D1和第一电容器C1的连接部与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部之间。

而且，底部侧辅助电路20B具有：第1二极管D1和第一电容器C1，它们串联地配设于底部逆变器开关60与电源E之间；第2二极管D2和第二电容器C2，它们经由电感器L3、L4而与串联地配设的第1二极管D1和第一电容器C1并联连接；以及第3二极管D3，其配设于第1二极管D1和第一电容器C1的连接部与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部之间。

与被分割成两部分的电感器L3和电感器L4的连接部连接的U相逆变器电路110U的输出端子OUT与电感性负载U相线圈LU的一端侧连接，电感性负载U相线圈LU的另一端与电感性负载V相线圈LV、电感性负载W相线圈LW的另一端连接。

在底部侧辅助电路20B，在第1二极管D1中，为了防止第一电容器C1的电荷在MOSFET(M2)发生短路，第1二极管D1的阳极侧与MOSFET(M2)的漏极侧连接。

第2二极管D2使第二电容器C2的电荷向电源E回流。第2二极管D2的阴极侧与电源E连接，阳极侧与第二电容器C2侧连接。

第3二极管D3防止电感器L3、电感器L4的短路。第3二极管D3的阳极侧与第1二极管D1和第一电容器C1的连接部连接，阴极侧与第二电容器C2和第2二极管D2的连接部连接。

MOSFET(M1)的源极侧与电感器L3串联连接，漏极侧与电源E连接。

电路动作

[电流方向检测电路]

图5中的电流方向检测电路70检测电流方向。电流方向检测电路70在MOSFET(M2)成为接通的时刻根据输出端子的电平，判别负载电流是流出方向还是朝向逆变器电路的流入方向。在电感性负载(U相线圈)LU的电流方向为图示右方向时，电感性负载LU为了阻止该方向的电流减少，电感性负载LU左侧的电压电平成为“L”。在这种情况下，顶部开关侧MOSFET(M1)成为主开关而底部开关侧MOSFET(M2)成为飞轮开关。因此，不需要底部开关ZCS/ZVS电路20B，因此使开关SW1断开而切断电路元件(如果底部开关ZCS/ZVS电路20B和顶部开关ZCS/ZVS电路20T同时连接，则会导致不希望的电路动作而使损失增加)。

同样地，在电感性负载LU的电流方向为左方向的情况下，顶部侧开关的ZCS/ZVS电路20T通过使开关SW2断开而被切断。

在第4实施方式的逆变器电路中需要开关SW1、SW2的理由

在如图6中所示那样负载电流的方向在电感性负载LU中向左方向流动的情况下，顶部开关侧MOSFET(M1)成为飞轮开关，底部开关侧MOSFET(M2)成为主开关。这时，如果底部开关侧MOSFET(M2)接通，则在电感器L3的上端产生负电压，在下端产生正电压。但是，如果连接有顶部开关ZCS/ZVS电路，则图6中所示的方向的电流流动，电感器L3的上端不会成为负电压。因此，需要根据负载电流方向控制SW1或SW2，切断飞轮侧的ZCS/ZVS电路。

[主开关接通动作]

如图5所示，具有电感性负载LU，MOSFET(M2)通过开关SW1的接通而作为主开关进行作用，MOSFET(M1)通过开关SW2的断开而进行飞轮电路动作。在MOSFET(M2)为断开时，电感性负载LU的电流减少，因此电感性负载LU为了维持电流，在左侧产生+的电压，同时负载电流流动。

接着，MOSFET(M1)提前与死区时间对应的时间量断开，但前述的电流的方向和值得到维持。稍后MOSFET(M2)接通，因此体二极管反向恢复电流向MOSFET(M1)流动，电感器L3的电流迅速反转，并且电感器L4的电流的初始值为0，因此以规定的上升时间(时间常数)增加。由此，在MOSFET(M2)的漏极电压成为0V之后，漏极电流增加，实现了主开关接通转变时的ZCS动作。另外，MOSFET(M1)侧开关恢复电流(能量)成为电流并蓄积于电感器L3和电感器L4，利用下一项之后的动作向电源再生，因此电力转换效率能够提高。

着眼于电感器L3的动作，在电感器L3中，在MOSFET(M2)的接通动作时，MOSFET(M1)的较大的恢复电流流动，但伴随着恢复电流的消失，电流急剧减少。这样，电感器L3为了维持到此为止的电流，以上部为负的极性产生较大的电压。由此，在电容器C2和电容器C1中，分别经由二极管D1、二极管D3，电容器C2的左被正向充电，电容器C1的上部被正向充电，之前的恢复能量蓄积于两个电容器。这样，在电感器L3的上部产生较大的负浪涌电压，但为了使该电压不超过MOSFET(M1)的耐压，电容器C1和电容器C2的电容设定是重要的。

另外，使以电容器C1和电容器C2被充电后的电容器C1下端电压成为0V的方式设定电容器C1与电容器C2的比率，实现后述的MOSFET(M2)侧MOSFET的断开动作时的ZVS。

[主开关断开动作]

通过前述的接通时的动作，电容器C1被充电为与电源电压大致相等的电压E。因此，在作为主开关的MOSFET(M2)侧MOSFET断开时，漏极电流成为0A，但漏极电压伴随着电感性负载LU的电流减少所导致的电感性负载LU左端的电压上升，从与电容器C1下端的电压大致相等的0V开始，使再生电流向电源侧流动，同时电容器C1放电。在该动作中，MOSFET(M1)处于死区时间期间中，因此电容器C1电流不会经由MOSFET(M1)和电感器L3、电感器L4、二极管D1而回流，从而不会导致电力损失。在电容器C1完全放电时，上述电感性负载LU的飞轮电流经由二极管D1、二极管D3、二极管D2而在短时间内向电源回流，但紧接着电感器L3的上部的电压达到MOSFET(M2)的源极电位，从而之后经由MOSFET(M1)向电源回流，因此上述二极管D1、二极管D3、二极管D2的电力损失被抑制得较小。

如上所述，主开关MOSFET(M2)的断开动作实现了电流成为零之后电压上升的ZVS动作，并抑制了开关损失。

[第5实施方式]

图7是第5实施方式的逆变器电路的电路图。

第5实施方式的逆变器电路与第4实施方式同样地，用于驱动具有U相线圈L1、未图示的V相线圈、W相线圈的3相马达。在图7中仅示出了第5实施方式的U相线圈L1驱动用的U相逆变器电路110，但其他的V相逆变器电路、W相逆变器电路由相同的结构构成。

[电路结构]

第5实施方式的开关电路的U相逆变器电路110具有：半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关50和底部逆变器开关60；顶部侧辅助电路20T，其在顶部逆变器开关50的接通/断开时，根据来自控制电路单元A1、A2的信号来进行ZVS/ZCS动作；以及底部侧辅助电路20B，其在底部逆变器开关60的接通/断开时，根据来自控制电路单元A1、A2的信号来进行ZVS/ZCS动作。

U相逆变器电路110还具有：顶部侧电感器L3，其在顶部逆变器开关50、底部逆变器开关60的接通转变时进行ZCS动作，该顶部侧电感器L3连接于顶部逆变器开关50与负载单元(U相线圈L1)之间；以及底部侧电感器L4，其连接于底部逆变器开关60与U相线圈L1之间，并且与顶部侧电感器L3连接。

而且，顶部侧辅助电路20T具有：第1二极管D1(D1c、D1d)和第一电容器C1c，它们串联地配设于顶部逆变器开关50与接地之间；第2二极管D2(D2c、D2d)和第二电容器C2c，它们经由电感器L3、L4而与串联地配设的第1二极管D1(D1c、D1d)和第一电容器C1c并联连接；以及第3二极管D3(D3c、D3d)，其配设于第1二极管D1(D1c、D1d)和第一电容器C1c的连接部与第二电容器C2c和第2二极管D2(D2c、D2d)的连接部之间。

而且，底部侧辅助电路20B具有：第1二极管D1(D1a、D1b)和第一电容器C1，它们串联地配设于底部逆变器开关60与电源E之间；第2二极管D2(D2a、D2b)和第二电容器C2，它们经由电感器L3、L4而与串联地配设的第1二极管D1(D1a、D1b)和第一电容器C1并联连接；以及第3二极管D3(D3a、D13)，其配设于第1二极管D1(D1a、D1b)和第一电容器C1的连接部与第二电容器C2和第2二极管D2(D2a、D2b)的连接部之间。底部侧辅助电路20B还具有抑制电压的变动的电阻R5和电容器C6。

在被分割成两部分的电感器L3和电感器L4的连接部连接有电感性负载U相线圈L1的一端侧，电感性负载U相线圈L1的另一端与电源连接。电阻R3表示电感性负载U相线圈L1中的电阻量。

在底部侧辅助电路20B中，在第1二极管D1(D1a、D1b)中，为了防止第一电容器C1的电荷在MOSFET(M2)中发生短路，第1二极管D1(D1a、D1b)的阳极侧与MOSFET(M2)的漏极侧连接。

第2二极管D2(D2a、D2b)使第二电容器C2的电荷向电源E回流。第2二极管D2(D2a、D2b)的阴极侧与电源E连接，阳极侧与第二电容器C2侧连接。

第3二极管D3(D3a、D3b)防止电感器L3、电感器L4的短路。第3二极管D3(D3a、D3b)的阳极侧与第1二极管D1(D1a、D1b)和第一电容器C1的连接部连接，阴极侧与第二电容器C2和第2二极管D2(D2a、D2b)的连接部连接。

MOSFET(M1)的源极侧与电感器L3串联连接，漏极侧与电源E连接。

电路动作

[电流方向检测电路]

图7中的电流方向检测电路70检测电流方向。电流方向检测电路70在底部开关60成为接通的时刻，根据输出端子的电平来判别负载电流是流出方向还是朝向逆变器电路的流入方向。具体而言，在触发器A3的时钟端子CLK为底部开关60侧的MOSFET的栅极驱动器的输入信号、并且在时钟的上升(底部MOSFET的接通时刻)中与数据端子D连接的输出端子为“L”的情况下，电感性负载L1的电流方向成为图示右方向，电感性负载L1为了阻止该方向的电流减少，电感性负载L1左侧的电压电平成为“L”。在这种情况下，顶部开关侧MOSFET成为主开关而底部开关侧MOSFET成为飞轮开关。因此，不需要底部开关ZCS/ZVS电路20B，因此使MOSFETM4断开而切断电路元件。(如果底部开关ZCS/ZVS电路20B和顶部开关ZCS/ZVS电路20T同时连接，则会导致不希望的电路动作而损失增加)。即，基于与第4实施方式的逆变器电路相同的理由，第5实施方式的逆变器电路需要电流方向检测电路70。

同样地，在电感性负载L1的电流方向为左方向的情况下，顶部侧开关的ZCS/ZVS电路20T被切断。

[主开关接通动作]

如图8所示，电感性负载L1处于电源侧，底部开关60作为主开关进行作用，顶部开关50进行飞轮电路动作。在底部开关侧MOSFET为断开时，电感性负载L1的电流减少，因此电感性负载L1为了维持电流，在左侧产生+的电压，同时负载电流流动。

接着，参照图9和图12，顶部开关侧MOSFET提前与死区时间对应的时间量断开，但前述的电流的方向和值得到维持。稍后底部开关侧MOSFET接通，因此顶部侧恢复对策二极管D5和各MOSFET的体二极管反向恢复电流流动，电感器L3的电流迅速反转，并且电感器L4的电流的初始值为0，因此以规定的上升时间(时间常数)增加。由此，在底部开关侧MOSFET的漏极电压成为0V之后，漏极电流增加，实现了主开关接通转变时的ZCS动作。另外，顶部侧开关恢复电流(能量)成为电流并蓄积于电感器L3和电感器L4，利用下一项之后的动作向电源再生，因此电力转换效率能够提高。

着眼于电感器L3的动作，如图12、图13中所示，在电感器L3中，在底部开关侧MOSFET的接通动作时，顶部侧开关的较大的恢复电流流动，但伴随着恢复电流的消失，电流急剧减少。这样，电感器L3为了维持到此为止的电流，以上部(节点n012)为负的极性产生较大的电压(图10、图12)。由此，在电容器C2和电容器C1中，分别经由二极管D1(D1a、D1b)、二极管D3(D3a、D3b)，电容器C2的左被正向充电，电容器C1的上部被正向充电，之前的恢复能量蓄积于两电容器。这样，如在图13中所示那样，在节点n012产生约70V的较大的负浪涌电压，但为了使该电压不超过顶部侧开关的耐压，电容器C1和电容器C2的电容设定是重要的。

另外，以使电容器C1和电容器C2被充电之后的电容器C1下端电压成为0V的方式设定电容器C1与电容器C2的比率，实现后述的底部开关侧MOSFET的断开动作时的ZVS。

将电源电压设为48V、将顶部侧开关的耐压设为(48V+70V≈120V)的情况下的关系式如下。

(48V+70V)×C1/(C1+C2)＝48V

[主开关断开动作]

通过前述的接通时的动作，电容器C1被充电为与电源电压大致相等的48V。因此，在作为主开关的底部开关侧MOSFET断开时，漏极电流成为0A，但漏极电压伴随着电感性负载L1的电流减少所导致的电感性负载L1左端的电压上升，从与电容器C1下端的电压大致相等的0V开始，使再生电流向电源侧流动，同时电容器C1放电。在该动作中，顶部侧开关处于死区时间期间中，因此电容器C1电流不会经由顶部开关侧MOSFET和电感器L3、电感器L4、二极管D1(D1a、D1b)而回流，从而不会导致电力损失。在电容器C1完全放电时，上述电感性负载L1的飞轮电流经由二极管D1(D1a、D1b)、二极管D3(D3a、D3b)、二极管D2(D2a、D2b)在短时间内向电源回流，但紧接着节点n012的电压达到顶部开关侧MOSFET的源极电位，从而之后经由顶部侧开关向电源回流，因此上述二极管D1(D1a、D1b)、二极管D3(D3a、D3b)、二极管D2(D2a、D2b)的电力损失被抑制得较小。

如上所述，如图14所示那样，主开关的断开动作实现了电流成为零之后电压上升的ZVS动作，抑制了开关损失。图14中的电容器C2的电流的凸起部分C2up表示向电源侧再生的电流。

以上的各开关动作所带来的损失和电力转换效率如下。

底部开关侧MOSFET损失(1个)3.9488W

底部侧恢复降低肖特基二极管D5损失＝15.25uW

顶部开关侧MOSFET损失(1个)3.7975W

顶部侧恢复降低肖特基二极管D7损失＝262.54mW

负载电力＝3.6925KW

电源电力＝3.7231KW

效率＝99.178

其结果为，作为现有技术的高速硬开关电路，能够使电力损失降低63.72％。

(其他参考值)

ZCS/ZVS电路部件损失

M4＝454.2mW

D2a＝699.92mW

D2b＝699.92mW

D3a＝790.63mW

D3b＝790.63mW

D1a＝689.04mW

D1b＝689.04mW

L3＝1.3214W

L4＝1.3376W

[输出电压/输入电流的噪声分析]

图15是输出电压波形的FFT分析结果。

可知与现有技术的噪声峰的包络线相比，第5实施方式的逆变器电路大幅下降。

图16是电源电流波形的FFT分析结果。

可知与现有技术的噪声峰的包络线相比，第5实施方式的逆变器电路大幅下降。

[图27所示的现有技术的逆变器电路与第5实施方式的ZCS/ZVS的上升/下降波形、电源电流波形的比较]

在图17、图18中，通过其开关波形表示现有技术的逆变器电路与第5实施方式的ZCS/ZVS所产生的噪声差的原因。

图17示出下降波形，上侧表示输出电压的下降，下侧表示电源电流的下降。在上侧的输出电压的下降中，在现有技术的逆变器电路中，波形急剧下降，与此相对，在第5实施方式的ZCS/ZVS中平缓地下降。在下侧的电源电流的下降中，现有技术的逆变器电路产生在短时间内变化的尖峰状的恢复电流。该恢复电流成为电力损失，并且成为较大的噪声的原因。

图18示出上升波形，上侧表示输出电压的上升，下侧表示电源电流的上升。在上侧的输出电压的上升中，在现有技术的逆变器电路中，波形急剧上升，与此相对，在第5实施方式的ZCS/ZVS中平缓地上升。在下侧的电源电流的下降中，在现有技术的逆变器电路中，波形急剧上升，与此相对，在第5实施方式的ZCS/ZVS中平缓地上升。

在第5实施方式的逆变器电路中，如上所述，在主开关接通转变时向成为飞轮开关的相反侧的MOSFET流动的开关恢复电流(能量)成为电流并蓄积于电感器L3和电感器L4，通过下一次开关断开时的动作向电源再生，因此电力转换效率能够提高。另外，通过将开关恢复电流积蓄于电感器L3和电感器L4而对其进行抑制，能够实现低噪声化。

在第5实施方式的逆变器电路中，用于通过ZCS使顶部开关50的MOSFET和底部开关60的MOSFET接通的电感器L1的能量在顶部开关50的MOSFET和底部开关60的MOSFET的接通期间积蓄于电容器C1。而且，利用电容器C1的能量(电压)，通过ZVS断开顶部开关50的MOSFET和底部开关60的MOSFET，在顶部开关50的MOSFET和底部开关60的MOSFET的断开期间，使电容器C1的能量向电源侧回流，并使电容器C1完全放电。在现有的ZCS、ZVS的逆变器电路中，用于ZCS、ZVS动作的能量被直接消耗，与此相对，在第5实施方式的逆变器电路中，使用于ZCS、ZVS动作的能量向电源侧回流，因此能够发挥较高的效率。

另外，在上述实施方式中，作为开关元件例示了MOSFET，但作为开关元件，也可以使用SiC等各种功率电子学用开关元件。另外，各二极管也可以是由MOSFET构成的公知的理想二极管器件。

图19是示出第5实施方式的逆变器电路的再生动作的电路图。

车载用的3相逆变器使来自马达侧的电力再生而对蓄电池进行充电。需要减速再生动作。现有技术的ZCS、ZVS式的逆变器电路在进行再生动作时，利用ZCS、ZVS的开关的接通、断开无法适当地进行，再生时效率大幅降低。与此相对，在第5实施方式的逆变器电路中，能够在MOSFET的接通时进行ZCS，在断开时进行ZVS，因此即使在再生动作中，效率也不会降低。

图20是示出由第5实施方式的逆变器电路构成的半桥功率模块210的示意图。功率模块210具有-侧输入端子112、+侧输入端子114以及输出端子124。在-侧输入端子112安装有周边电路120和SiC、MOSFET等底部逆变器开关122。在+侧输入端子112安装有周边电路116和顶部逆变器开关118。输出端子124与底部逆变器开关122经由与输出端子一体地形成的底部侧电感器L4连接。输出端子124与顶部逆变器开关118经由与输出端子一体地形成的顶部侧电感器L3连接。上述部件在配置于基板130上的状态下被模制，构成功率模块210。

与顶部逆变器开关118连接的顶部侧电感器L3和与底部逆变器开关122连接的底部侧电感器L4是构成输出端子124的金属板的一部分，由以延伸方向大致垂直的方式形成的一对延伸片124A、124B构成。顶部侧电感器L3构成图17中的电感器L3，底部侧电感器L4构成电感器L4。在两延伸片124A、124B相对于延伸方向呈螺旋状地产生磁通，但两延伸片124A、124B以延伸方向大致垂直的方式形成，因此磁通不会相互干涉。延伸片124A、124B为恒定宽度，从构成输出端子124的金属板的两侧端124R、124L延伸。延伸片124A、124B的长度Ln为7.5mm，具有5nH的电感。

第5实施方式的功率模块210的顶部侧电感器L3、底部侧电感器L4是构成输出端子124的金属板的一部分，因此能够廉价地构成，并且机械强度较高，可靠性较高。

[第5实施方式的第1改变例]

图21是第5实施方式的第1改变例的逆变器电路的电路图。

第5实施方式的第1改变例的逆变器电路与第5实施方式同样地，用于驱动具有U相线圈LU、未图示的V相线圈以及W相线圈的3相马达。

[电路结构]

第5实施方式的第1改变例的开关电路的U相逆变器电路110U具有：半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关50和底部逆变器开关60；顶部侧辅助电路20T，其在顶部逆变器开关50的接通/断开时，根据来自控制电路单元10的信号来进行ZVS/ZCS动作；以及底部侧辅助电路20B，其在底部逆变器开关60的接通/断开时，根据来自控制电路单元10的信号来进行ZVS/ZCS动作。

[电流方向检测电路]

图21中的电流方向检测电路70检测电流方向。电流方向检测电路70在底部开关60成为接通的时刻，根据输出端子的电平来判别负载电流是流出方向还是朝向逆变器电路的流入方向。具体而言，在触发器A4的时钟端子CLK为底部开关60侧的MOSFET的栅极驱动器的输入信号、并且在时钟的上升(底部MOSFET的接通时刻)中与数据端子D连接的输出端子为“L”的情况下，电感性负载LU的电流方向成为图示右方向，电感性负载LU为了阻止该方向的电流减少，电感性负载LU左侧的电压电平成为“L”。在这种情况下，顶部开关侧MOSFET成为主开关而底部开关侧MOSFET(60)成为飞轮开关。因此，不需要底部开关ZCS/ZVS电路20B，因此使开关SW1断开而切断电路元件。(如果底部开关ZCS/ZVS电路20B和顶部开关ZCS/ZVS电路20T同时连接，则会导致不希望的电路动作而损失增加)。

同样地，在电感性负载LU的电流方向为左方向的情况下，顶部侧开关的ZCS/ZVS电路20T通过开关SW2被切断。

[第5实施方式的第2改变例]

图22是第5实施方式的第2改变例的逆变器电路的电路图。

第5实施方式的第2改变例的逆变器电路与第5实施方式同样地，用于驱动具有U相线圈LU、未图示的V相线圈以及W相线圈的3相马达。

[电路结构]

第5实施方式的第2改变例的逆变器电路的U相逆变器电路110U具有：半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关50和底部逆变器开关60；顶部侧辅助电路20T，其在顶部逆变器开关50的接通/断开时，根据来自控制电路单元10的信号来进行ZVS/ZCS动作；以及底部侧辅助电路20B，其在底部逆变器开关60的接通/断开时，根据来自控制电路单元10的信号来进行ZVS/ZCS动作。

[电流方向检测单元]

图22中的电流方向检测电路70检测电流方向。电流方向检测电路70由电阻R22、第1比较器CPT以及第2比较器CPB构成，该电阻R22连接于顶部侧电感器L3和底部侧电感器L4的连接部CN与负载LU之间，

该第1比较器CPT和该第2比较器CPB与电阻R22的两端连接，

在负载LU侧的电位比连接部CN侧的电位低、即负载电流向负载LU侧流出，通过电阻R22的电压下降而负载LU侧的电位比连接部CN侧的电位低时，该第1比较器CPT产生输出，

在负载LU侧的电位比连接部CN侧的电位高、即负载电流向逆变器侧流入，通过电阻R22的电压下降而负载LU侧的电位比连接部CN侧的电位高时，该第2比较器CPB产生输出。

通过第1比较器CPT的输出(H＝接通)，开关SW2接通，使顶部侧辅助电路20T能够进行动作，通过第2比较器CPB的断开，开关SW1断开，使底部侧辅助电路20B不能进行动作。

通过第2比较器CPB的输出(H＝接通)，开关SW1接通，使底部侧辅助电路20B能够进行动作，通过第1比较器CPT的断开，开关SW2断开，使顶部侧辅助电路20T不能进行动作。在第5实施方式的第2改变例的逆变器电路110中，能够通过电流负载判断是来自逆变器电路的流出方向还是流入方向来检测主开关，使主开关侧的顶部侧辅助电路20T或底部侧辅助电路20B能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路20T或底部侧辅助电路20B不能进行动作。在第5实施方式的第2改变例的逆变器电路中，检测单元70由电阻R22、第1比较器CPT和第2比较器CPB构成，因此结构简单。

[第6实施方式]

图23是第6实施方式的逆变器电路的电路图。

第6实施方式的逆变器电路与第5实施方式同样地，用于驱动具有U相线圈LU、未图示的V相线圈以及W相线圈的3相马达。

[电路结构]

第6实施方式的开关电路的U相逆变器电路110U具有：半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关50和底部逆变器开关60；顶部侧辅助电路20T，其在顶部逆变器开关50的接通/断开时，根据来自控制电路单元10的信号来进行ZVS/ZCS动作；以及底部侧辅助电路20B，其在底部逆变器开关60的接通/断开时，根据来自控制电路单元10的信号来进行ZVS/ZCS动作。

[控制电路单元]

控制电路单元10具有锯齿波振荡器12，该锯齿波振荡器12产生10KHz～100KHz的固定的载流子频率的锯齿波。向控制电路单元10输入相差120°相位的U、V、W相控制信号。U相控制信号(U相控制输入信号)通过U相输出用比较器CPU与锯齿波进行比较，从U相输出用比较器CPU输出符合U相控制信号的正弦波的、进行了接通、断开的占空比调制的矩形波。来自U相输出用比较器CPU的矩形波经由延迟单元14B进行底部逆变器开关60的接通/断开，并经由非电路NT1和延迟单元14T进行顶部逆变器开关50的接通/断开。延迟单元14B、延迟单元14T设置顶部逆变器开关50与底部逆变器开关60之间的死区时间，防止顶部逆变器开关50和底部逆变器开关60同时接通。V相输出用比较器CPV、W相输出用比较器CPW进行与上述U相输出用比较器CPU相同的动作。在提高马达的转矩时，U、V、W相控制信号的正弦波振幅变大，在提高马达的旋转时，U、V、W相控制信号的频率被提高。U、V、W相控制信号的正弦波的频率为在马达的旋转速度下的50Hz～100Hz左右。

[比较单元]

图23中的比较单元80检测电流方向。

比较单元80由U相控制用的比较器CPU2、V相控制用的比较器CPV2以及W相控制用的比较器CPW2构成，该U相控制用的比较器CPU2对W相控制输入信号与U相控制输入信号进行比较，该V相控制用的比较器CPV2对U相控制输入信号与V相控制输入信号进行比较，该W相控制用的比较器CPW2对V相控制输入信号与W相控制输入信号进行比较。

图24示出U、V、W相输出电流和U、V、W相控制信号。U、V、W相输出电流的相位比U、V、W相控制信号延迟180°。U、V、W相输出电流的正弦波的正侧的振幅表示向U相线圈LU流动的输出电流为右方向(负载电流向负载LU侧流出)，正弦波的负侧的振幅表示向U相线圈LU流动的输出电流为左方向(负载电流向逆变器侧流入)。在U相控制用的比较器CPU2中，对W相控制输入信号与U相控制输入信号进行比较，在图中夹在划线之间的时刻，在W相控制输入信号(双点划线)比U相控制输入信号(实线)大的期间，U相输出电流的振幅成为正侧。在U相输出电流的振幅成为正侧的期间，从U相控制用的比较器CPU2输出接通信号，U相110U的主开关侧的顶部侧辅助电路20T的开关SW2U接通，并经由非电路NT2根据接通信号的反转后的断开信号，断开底部侧辅助电路20B的开关SW1U。另一方面，在U相输出电流的振幅成为负侧的期间，从U相控制用的比较器CPU2断开输出，断开U相110U的主开关侧的顶部侧辅助电路20T的开关SW2U，并经由非电路NT2根据断开信号的反转后的接通信号，接通底部侧辅助电路20B的开关SW1U。

图25示出U、V、W相输出电流和U、V、W相控制信号。在V相控制用的比较器CPU2中，对U相控制输入信号与V相控制输入信号进行比较，在图中夹在划线之间的时刻，在U相控制输入信号(实线)比V相控制输入信号(单点划线)大的期间，V相输出电流的振幅成为正侧。在V相输出电流的振幅成为正侧的期间，从V相控制用的比较器CPV2输出接通信号，接通V相110V的主开关侧的顶部侧辅助电路20T的开关SW2V，并经由非电路NT4根据接通信号的反转后的断开信号，断开底部侧辅助电路20B的开关SW1V。

图26示出U、V、W相输出电流和U、V、W相控制信号。在W相控制用的比较器CPW2中，对V相控制输入信号与W相控制输入信号进行比较，在图中夹在划线之间的时刻，在V相控制输入信号(单点划线)比W相控制输入信号(双点划线)大的期间，W相输出电流的振幅成为正侧。在W相输出电流的振幅成为正侧的期间，从W相控制用的比较器CPW2输出接通信号，接通W相110W的主开关侧的顶部侧辅助电路20T的开关SW2W，经由非电路NT6根据接通信号的反转后的断开信号，断开底部侧辅助电路20B的开关SW1W。

在第6实施方式的逆变器电路110中，辅助电路切断单元由U相的辅助电路切断单元(开关)SW1U、SW2U、V相的辅助电路切断单元SW1V、SW2V以及W相的辅助电路切断单元SW1W、SW2W构成，

该U相的辅助电路切断单元(开关)SW1U、SW2U根据U相控制用的比较器CPU2的输出，使U相110U的主开关侧的顶部侧辅助电路20T或底部侧辅助电路20B能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路或底部侧辅助电路不能进行动作，

该V相的辅助电路切断单元SW1V、SW2V根据V相控制用的比较器CPV2的输出，使V相110V的主开关侧的顶部侧辅助电路20T或底部侧辅助电路20B能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路或底部侧辅助电路不能进行动作，

该W相的辅助电路切断单元SW1W、SW2W根据W相控制用的比较器CPW2的输出，使W相110W的主开关侧的顶部侧辅助电路20T或底部侧辅助电路20B能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路或底部侧辅助电路不能进行动作。

第6实施方式的逆变器电路能够根据U相控制输入信号、V相控制输入信号、W相控制输入信号检测主开关，使主开关侧的顶部侧辅助电路20T或底部侧辅助电路20B能够进行动作，使不是主开关的一侧的顶部侧辅助电路20T或底部侧辅助电路20B不能进行动作。第6实施方式的逆变器电路能够在不使负载电流向电阻流动的情况下切断辅助电路，因此没有电阻损失而效率较高。

在上述实施方式中，开关SW1、SW2、SW1U、SW2U等由半导体开关元件构成。

标号说明

10：控制电路单元；20T：顶部侧辅助电路；20B：底部侧辅助电路；50：顶部逆变器开关；60：底部逆变器开关；C1：第一电容器；C2：第二电容器；D1：第一整流单元；D2：第二整流单元；D3：第三整流单元；L：电感器；L1：负载单元；L3：顶部侧电感器；L4：底部侧电感器。

Claims (21)

1.一种开关电路，其使从电源供给的电力间断地对负载单元进行驱动，其特征在于，

该开关电路是在向内置于该开关电路的开关单元施加的电压与在该开关单元中流动的电流之间设置时间差来降低开关损失的软开关方式的开关电路，

该开关电路具有：

电感器，其配设于所述负载单元与所述开关单元之间；

第一整流单元和第一电容器，它们串联地配设于所述开关单元与所述电源或接地之间；

第二整流单元和第二电容器，它们经由所述电感器而与串联地配设的所述第一整流单元和所述第一电容器并联连接；以及

第三整流单元，其配设于所述第一整流单元和所述第一电容器的连接部与所述第二电容器和所述第二整流单元的连接部之间。

2.根据权利要求1所述的开关电路，其中，

所述第一整流单元防止所述第一电容器的电荷在所述开关单元中发生短路，

所述第三整流单元防止所述电感器的短路。

3.根据权利要求2所述的开关电路，其中，

所述第二整流单元使所述第二电容器的电荷向所述电源回流。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的开关电路，其中，

所述负载单元是电阻性负载，

所述开关单元由仅以单侧开关模式驱动的开关元件构成。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的开关电路，其中，

所述负载单元是电感性负载，

该开关电路还具有用于使飞轮电流流动的整流元件。

6.根据权利要求5所述的开关电路，其中，

所述电感器被分割成两部分，在分割出的连接点连接有所述电感性负载的一端，所述电感性负载的另一端与电源连接或接地，

被分割成两部分的所述电感器与所述整流元件的一端串联连接，所述整流元件的另一端与电源连接或接地。

7.根据权利要求1至3中的任意一项所述的开关电路，其中，

所述负载单元是电感性负载，

该开关电路还具有用于使飞轮电流流动的开关元件。

8.根据权利要求7所述的开关电路，其中，

所述电感器被分割成两部分，在分割出的连接点连接有所述电感性负载的一端，所述电感性负载的另一端与电源连接或接地，

被分割成两部分的所述电感器与所述开关元件的一端串联连接，所述开关元件的另一端与电源连接或接地。

9.一种逆变器电路，其特征在于，

该逆变器电路具有：

半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关和底部逆变器开关；

顶部侧辅助电路，其在所述顶部逆变器开关的接通/断开时，进行ZVS/ZCS动作；以及

底部侧辅助电路，其在所述底部逆变器开关的接通/断开时，进行ZVS/ZCS动作，

所述逆变器电路还具有：

顶部侧电感器，其连接于所述顶部逆变器开关与负载单元之间，在所述顶部逆变器开关、所述底部逆变器开关的接通转变时进行ZCS动作；以及

底部侧电感器，其连接于所述底部逆变器开关与负载单元之间，并且与所述顶部侧电感器连接，

所述顶部侧辅助电路具有：

第一整流单元和第一电容器，它们串联地配设于所述顶部逆变器开关与电源或接地之间；

第二整流单元和第二电容器，它们经由所述顶部侧电感器而与串联地配设的所述第一整流单元和所述第一电容器并联连接；以及

第三整流单元，其配设于所述第一整流单元和所述第一电容器的连接部与所述第二电容器和所述第二整流单元的连接部之间。

10.根据权利要求9所述的逆变器电路，其中，

该逆变器电路是3相逆变器。

11.根据权利要求9或10所述的逆变器电路，其中，

所述底部侧辅助电路具有：

第一整流单元和第一电容器，它们串联地配设于所述底部逆变器开关与电源或接地之间；

第二整流单元和第二电容器，它们经由所述底部侧电感器而与串联地配设的所述第一整流单元和所述第一电容器并联连接；以及

第三整流单元，其配设于所述第一整流单元和所述第一电容器的连接部与所述第二电容器和所述第二整流单元的连接部之间。

12.根据权利要求9至11中的任意一项所述的逆变器电路，其中，

该逆变器电路还具有：

检测单元，其检测所述顶部逆变器开关和所述底部逆变器开关中的哪一个成为主开关；以及

辅助电路切断单元，其使主开关侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路能够进行动作，使不是主开关的一侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路不能进行动作。

13.根据权利要求12所述的逆变器电路，其中，

该逆变器电路具有触发器，该触发器具有构成所述检测单元的输入端子和对所述辅助电路切断单元进行控制的输出端子。

14.根据权利要求12所述的逆变器电路，其中，

所述检测单元由电阻、第1比较器以及第2比较器构成，

该电阻连接于所述顶部侧电感器和所述底部侧电感器的连接部与负载之间，

该第1比较器和该第2比较器是与所述电阻的两端连接，并对所述电阻的负载侧的电位与连接部侧的电位进行比较的一对比较器，该第1比较器在所述负载侧的电位低于所述连接部侧的电位时产生输出，该第2比较器在所述负载侧的电位高于所述连接部侧的电位时产生输出，

所述辅助电路切断单元由第1开关和第2开关构成，该第1开关和该第2开关利用所述第1比较器、所述第2比较器的输出，使主开关侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路能够进行动作，使不是主开关的一侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路不能进行动作。

15.根据权利要求10所述的逆变器电路，其中，

该逆变器电路具有：

比较单元，其对U相控制输入信号、V相控制输入信号以及W相控制输入信号进行比较；以及

辅助电路切断单元，其根据所述比较单元的比较结果，使主开关侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路能够进行动作，使不是主开关的一侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路不能进行动作。

16.根据权利要求15所述的逆变器电路，其中，

所述比较单元由U相控制用的比较器、V相控制用的比较器以及W相控制用的比较器构成，该U相控制用的比较器对W相控制输入信号与U相控制输入信号进行比较，该V相控制用的比较器对U相控制输入信号与V相控制输入信号进行比较，该W相控制用的比较器对V相控制输入信号与W相控制输入信号进行比较，

所述辅助电路切断单元由U相的辅助电路切断单元、V相的辅助电路切断单元以及W相的辅助电路切断单元构成，

该U相的辅助电路切断单元根据所述U相控制用的比较器的输出，使U相的主开关侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路能够进行动作，使不是主开关的一侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路不能进行动作，

该V相的辅助电路切断单元根据所述V相控制用的比较器的输出，使V相的主开关侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路能够进行动作，使不是主开关的一侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路不能进行动作，

该W相的辅助电路切断单元根据所述W相控制用的比较器的输出，使W相的主开关侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路能够进行动作，使不是主开关的一侧的所述顶部侧辅助电路或所述底部侧辅助电路不能进行动作。

17.一种功率模块，其具有权利要求9所述的逆变器电路而构成为一体。

18.根据权利要求17所述的功率模块，其中，

与所述顶部逆变器开关连接的所述顶部侧电感器和与所述底部逆变器开关连接的所述底部侧电感器是构成输出端子的金属板的一部分，由以延伸方向大致垂直的方式形成的一对延伸片构成。

19.根据权利要求18所述的功率模块，其中，

所述延伸片为恒定宽度，从构成所述输出端子的所述金属板的两侧端延伸。

20.一种逆变器电路，其具有：

半桥逆变器，其具有顶部逆变器开关和底部逆变器开关；

顶部侧电感器，其与所述顶部逆变器开关连接；以及

底部侧电感器，其与所述底部逆变器开关连接，

与所述顶部逆变器开关连接的所述顶部侧电感器和与所述底部逆变器开关连接的所述底部侧电感器是构成输出端子的金属板的一部分，由以延伸方向大致垂直的方式形成的一对延伸片构成。

21.根据权利要求20所述的逆变器电路，其中，

所述延伸片为恒定宽度，从构成所述输出端子的所述金属板的两侧端延伸。