CN1180962A - 数/模转换装置 - Google Patents

Abstract

一种数/模(D/A)转换装置,除进行常规D/A转换装置中对差数据滤波外,还用△－∑法进行附加的增益控制,D/A转换装置包括:乘法器,用于倍增常规D/A转换装置中的微分器输出的差数据,并输出结果数据;滤波器,用于对差数据滤波并输出经滤波的数据;加法器,用于相加乘法器和滤波器的输出数据,并把结果供给量化器,适当选择乘法器的倍数,使产生的量化噪声小于常规D/A转换装置中量化时增加的量化噪声。与常规D/A转换装置比本发明D/A转换装置能提供更宽的信号通带。

Description

数/模转换装置

本发明涉及数/模(D/A)转换装置，特别涉及为改善其性能而减小加到信号上的量化噪声的数/模(D/A)转换装置。

把模拟信号转换成数字信号的各种模/数(A/D)转换技术和把数字信号转换成模拟信号的各种D/A转换技术在模拟和数字通信系统领域中被开发。其中，在声音信号频带中广泛应用的一种技术是用过取样技术的Δ-∑(delta-sigma)方法。Δ-∑方法用有恒定带宽的低通滤波器(LPF)，由此限制输入信号的频带，并用大于奈奎斯特(Nyquist)频率的取样频率对限带信号过取样。以下参见图1说明用这种Δ-∑方法的常规D/A转换装置。

图1中，表示成16量化位的每个取样的16位数字信号输入到内插器11。内插器11内插输入数字信号和输出用所需倍数被过取样的数字信号。差分器12接收过取样的数字数据X和由延迟器18供给的数据y。微分器12把收到的数据y变成表示为16位的数字信号，之后，获得过取样数字数据x与用16位表示的数字数据之间的差数据x-y，并把差数据x-y输入LPF13。具有表示成H(f)的传递函数的LPF13低通滤波差数据x-y。

量化器14使用利用远高于奈奎斯特频率的频率作取样频率fs的过取样技术，以便把由LPF13低通滤波后的数据(x-y)H(f)量化成单个位的量化位。量化器14包括乘法器15和取样器16，并把由LPF13供给的数据量化，并按1-位位流形式将其输出。乘法器15把经低通滤波过的数据(x-y)H(f)乘以预定值g。取样器16用取样频率fs对乘法器15输出的数据(x-y)H(f)取样，由此产生表示成1-位量化位的1-位数据。结果，从量化器14按1-位位流形式输出1-位数据y。1-位数据y输出到延迟器18和D/A转换器17。延迟器18对量化器14供给的1-位数据y延迟预定时间，并把延迟后的数据供给微分器12。D/A转换器是1位数/模转换器，把量化器14输出的1-位位流转换成模拟信号，然后输出。

尽管图1所示D/A转换装置采用了使用远高于奈奎斯特频率的取样频率fs的过取样技术，由取样器16输出的1-位位流仍然包含在量化过程中增加的量化噪声q。为了分析这种量化噪声q，图1所示D/A转换装置的传递函数被表示成与量化器14产生的1-位数据y相关的下式(1)

y＝(x-y)H(f)g+q    ...(1)

如果把上式(1)相对于1-位数据y进行整理，则上式(1)可表示成下式(2) $y=H\left(f\right)-\frac{g}{1+H\left(f\right)g}-x+\frac{1}{1+H\left(f\right)g}q----\left(2\right)$ 式中H(f)是LPF13的传递函数。

若H(f)g比“1”大得多，则在量化过程中产生的量化噪声能表示成下式(3) $\frac{1}{1+H\left(f\right)g}q---\left(3\right)$ 表示成式(3)的量化噪声与LPF13的传递函数H(f)成反比。即，如图2所示，量化噪声q随频率升高而变大。特别是，当乘法器15的倍数g恒定时，式(3)所示量化噪声由LPF13的传递函数H(f)确定。因此，频率越高，H(f)的值越小，由此，使量化噪声增大。

若H(f)是“1”，量化噪声最小，它能表示成下式(4) $\frac{1}{1+g}q----\left(4\right)$

但是，随着频率变高，量化噪声值变大，而信号值变小。结果，量化噪声使高频信号受干扰，使输入数字信号转变成模拟信号的通带变窄。

而且，要求取样频率高于当前的取样频率的音频设备，例如，具有约100KHz带宽最大值的超音频原理的下一代音频设备要求高于当前的信噪比(SNR)的SNR。因此，当上述D/A转换装置用在上述音频设备中时，上述的量化噪声成了很严重的问题。

为解决上述问题，本发明的目的是，提供一种数/模(D/A)转换装置，其中，减小输入数字信号转换成模拟信号时产生的量化噪声，以提高数/模转换性能。

为达到本发明的上述目的，提供一种D/A转换装置，它包括：微分器，用于接收被量化为预定多个量化位并被过取样的数据和1-位数据，并产生这两个接收数据之间的差数据，滤波器装置，用于带通滤波由微分器产生的差数据，并输出经滤波的数据；第一乘法器，用于将微分器产生的差数据乘以第一倍数并输出结果数据；加法器，用于求和滤波器装置的输出数据和第一乘法器的输出数据，并输出结果数据；量化器，用于把加法器输出的数据量化成表示为1-位量化位的1-位数据，并输出结果数据；延迟器，用于延迟由量化器输出的1-位数据预定的时间间隔，并将延迟后的1-位数据提供给微分器；以及D/A转换器，用于把由量化器输出的1-位数据组成的1-位位流进行数/模转换。

第一乘法器的第一倍数的大小满足所产生的量化噪声相对小于量化器只量化滤波器输出数据时产生的量化噪声的条件。

以下将参见附图说明优选实施例：

图1是常规D/A转换装置的方框图；

图2是图1所示装置的频率与量化噪声的特性曲线图：

图3是按本发明优选实施例的D/A转换装置的方框图；

图4A是图3所示装置中的滤波器采用低通滤波器时的频率与量化噪声的特性曲线图；

图4B是图3所示装置中的滤波器采用高通滤波器时的频率与量化噪声的特性曲线图。

以下将参见附图说明本发明的优选实施例。

参见展示按本发明优选实施例的D/A转换装置的图3，内插器31内插输入的16位数字信号和输出用所需的倍数被过取样的数字数据X。这里，16位数字数据是每个样值被表示成16量化位的信号，如图1所述。由内插器31产生的过取样的数字数据X输入到微分器32。微分器32与图1中的微分器12执行同样的工作，以获得过取样的数字数据x与由延迟器40反馈的1-位数据y之间的差数据x-y，并把差数据x-y输出到乘法器33和滤波器34。乘法器33把输入的差数据x-y乘以预定倍数g′，并把结果数据(x-y)g′输出到加法器35。滤波器34可以是有表示成传递函数H(f)的恒定带宽的低通滤波器(LPF)或高通滤波器(HPF)，它滤波输入的差数据x-y并产生限带数据(x-y)H(f)。限带数据输入到加法器35。

加法器35把乘法器33供给的数据(x-y)g′和滤波器34供给的限带数据(x-y)H(f)相加，并把结果输出到量化器36。接收加法器35的输出数据的量化器36包括乘法器37和取样器38。量化器36采用用高于奈奎斯特频率的取样频率Fs的过取样技术，并把加法器35供给的数据量化成表示为1位量化位的1位数据。更详细地说，乘法器37把由加法器35输出的数据(x-y)g′+(x-y)H(f)乘以预定值g，并把相乘结果输出到取样器38。取样器38用取样频率Fs对乘法器37输出的数据[(x-y)g′+(x-y)H(f)]g取样并产生1位数据y。结果，从量化器36按1位位流形式输出1位数据y。D/A转换器39把自量化器14输出的1位位流转换成模拟信号，之后再输出。延迟器40按预定时间延迟由量化器36供给的1位数据y，并把延迟结果供给微分器32作为反馈数据。这里，上述预定时间是为了获得相邻过取样数据之间的差数据。微分器32把延迟器40供给的1位数据转换成16位数据，之后，计算转换的16位数据与内插器31供给的16位数据之间的差数据。

以下将说明图3和图1所示D/A转换装置在量化噪声之间的差别。

图3所示D/A转换装置具有用下式(5)表示的相对于量化器36产生的1位数据y的传递函数。

y＝((x-y)H(f)+(x-y)g′)g+q    ...(5)

如果把上式(5)相对于1位数据y进行整理，则上式(5)可表示成下式(6) $y=\frac{(g^{\′}+H\left(f\right))g}{1+\left(g^{\′}H\left(f\right)\right)g}x+\frac{1}{1+(g^{\′}+H\left(f\right))g}q----\left(6\right)$ 这里，H(f)是滤波器34的传递函数。如果(g′+H(f))g远大于“1”，则量化过程中产生的量化噪声能表示成下式(7)。 $\frac{1}{1+(g^{\′}+H\left(f\right))g}q----\left(7\right)$

当滤波器34是LPF时，上式(7)表示的量化噪声满足位于图4A的较下边的频率量化噪声特性曲线。如果滤波器34的传递函数H(f)和乘法器33的倍数g′均为“1”，则式(7)所示量化噪声最小，可用下式(8)表示。 $\frac{1}{1+2g}q----\left(8\right)$

因此，与图1所示的用有相同传递函数H(f)的LPF的D/A转换装置相比，图3所示装置的量化噪声更小。图4A中，位于较上边的频率量化噪声特性曲线是图1所示常规装置的特性曲线。如果乘法器33的倍数g′大于“1”，量化噪声变得极小。此外，由于与图1所示装置比，量化噪声的增大率较小，可以把有小量化噪声的通带确定戍比常规情况下的通带更宽。

当滤波器34是HPF时，式(7)表示的量化噪声满足位于图4B较下边的频率-量化噪声特性曲线。因此，与图1所示D/A转换装置比，图3所示装置有较小的量化噪声。即，输入信号频带进入高频范围时，滤波器34的传递函数H(f)增大，因此，量化噪声变小。而且，当乘法器33和37的倍数g′和g均恒定时，由滤波器34的传递函数H(f)确定量化噪声。因此，频率越高，H(f)值越大，量化噪声减小。如果滤波器34的传递函数H(f)是最小值“0”，而乘法器33的倍数g′是“1”时，量化噪声最小，并与式(4)所示相同。它与图1所示D/A转换装置的最小量化噪声相同。而且，如果乘法器33的倍数g′大于“1”，则量化噪声能表示成下式(9)，它会变得很小。 $\frac{1}{1+g^{\′}g}q----\left(9\right)$

因此，与图1所示D/A转换装置比，图3所示用HPF的D/A转换装置在整个频率范围中有更小的量化噪声，如图4B所示。

如上所述，按本发明的D/A转换装置用LPF或HPF滤波，并相对于两个相邻的过取样数据之间的差数据分别进行大小控制操作，并把大小控制过的数据和滤波后数据相加，以量化相加结果。因此，本发明能在整个频率范围内减小量化噪声，有展宽通带宽度的作用。结果，本发明提供适用于要求更高SNR的下一代音频设备的性能。而且，只需对常规D/A转换装置的硬件稍微改变，就能构成按本发明的D/A转换装置。因此，能用基本上相同的生产成本和制造工艺制成其性能更好的D/A转换装置。

这里具体说明了本发明的一些实施例，但应了解，在不脱离本发明精神和范围的前提下还会有各种改型。

Claims (7)

1.一种数/模(D/A)转换装置，包括：

微分器，用于接收被量化为预定的多个量化位并被过取样的数据和1位数据，并产生这两个接收数据之间的差数据；

滤波器装置，用于带通滤波由所述微分器产生的差数据，并输出经滤波的数据；

第一乘法器，用于将由所述微分器产生的差数据乘以第一倍数，并输出结果数据；

加法器，用于将从所述滤波器装置输出的数据和从所述第一乘法器输出的数据相加、并输出结果数据；

量化器，用于把所述加法器输出的数据量化成表示为1位量化位的1位数据，并输出结果；

延迟器，用于按预定时间间隔延迟由所述量化器输出的1位数据，并把延迟后的1位数据供给所述微分器；和

D/A转换器，用于把由所述量化器输出的1位数据组成的1位位流进行数/模转换。

2.按照权利要求1的D/A转换装置，其中，第一乘法器的第一倍数的值满足产生的量化噪声相对较小于量化器只量化滤波器装置的输出数据时产生的量化噪声的条件。

3.按照权利要求2的D/A转换装置，其中，所述量化器包括第二乘法器、用于把由所述加法器输出的数据乘以第二倍数，并输出结果数据；和

取样器，用于对从第二乘法器输出的数据过取样，并产生1位数据，

其中，将所述第一乘法器，第二乘法器和所述滤波器装置设计成使在所述量化器的量化操作中增加的量化噪声满足下式：式中(g′+H(f))g是远大于“1”的值，其中，g′是第一倍数，g是第二倍数，H(f)是所述滤波器的传递函数。

4.按照权利要求3的D/A转换装置，其中，所述滤波器装置是低通滤波器，所述第一倍数的值至少是“1”。

5.按照权利要求4的D/A转换装置，其中，将所述滤波器装置和第一乘法器设计成使所述滤波器装置的传递函数H(f)的最大值和第一倍数的最小值分别为“1”，以把相加的量化噪声的最小值限制为 $\frac{1}{1+2g}q.$

6.按照权利要求3的D/A转换装置，其中，所述滤波器装置是高通滤波器，所述第一倍数的值至少是“1”。

7.按照权利要求6的D/A转换装置，其中，将所述滤器装置和第一乘法器设计成使所述滤波器装置的传递函数的最小值为“0”，第一倍数的最小值是“1”以便把相加后的量化噪声的最大值限制为 $\frac{1}{1+g}q.$

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