CN1256037A - 信号处理方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及数字信号处理,特别是,涉及由∑－△调制器产生的脉冲密度调制(PDM)信号的电平控制。例如,由作为模拟调制器的第一∑－△调制器(2)产生一位脉冲密度调制PDM信号。通过将所述一位脉冲密度调制PDM信号与多位乘数(300)相乘以获得多位数字流,来执行电平控制,其中由第二数字∑－△调制器(4)将它重新转换成一位PDM信号。根据本发明,第二∑－△调制器(4)的性能优于第一∑－△调制器(2)的性能,关于信噪比。于是,在整个信噪比(SNR)中的最重要因素是第一∑－△调制器(2)的噪声电平,最初通过它产生PDM信号。在随后第二∑－△调制器(4)中,可将PDM衰减多至调制器的SNR性能之差,而不减小整个信噪比。通过这种方法提供PDM信号的相对放大。

Description

信号处理方法和装置
发明背景
本发明涉及数字信号处理，特别是，涉及控制由∑-Δ调制器产生的脉冲密度调制(PDM)信号的电平。
发明背景
可由模拟信号处理框，用已知的方法执行信号处理的基本运算、乘法和加法，或者通过运用A/D变换器将模拟信号转换成数字信号，并用数字方式执行所需信号处理运算。通过运用D/A变换器，可将结果重新转换成模拟信号。在预定采样频率和预定分辨率下执行A/D和D/A转换。
近来，根据∑-Δ调制器的A/D和D/A变换器变得很普遍。在∑-ΔA/D变换器中，在两个阶段发生模拟信号转换成基带数字信号。在第一阶段，由∑-Δ变换器将输入信号转换成过采样一位或多位信号。在第二阶段，通过运用数字滤波，将这个过采样一位或多位信号抽选到基带。例如，在下列论文中描述∑-Δ技术和变换器。
[1]“ ∑-Δ变换器的概论”，P.M.Aziz等人，IEEE Signal ProcessingMagazine，1996年1月，第61至84页。
[2]“过采样∑-Δ数据变换器：原理、设计和模拟”，J.C.Candy等人，IEEEPress NJ 1992，第1至25页。
[3]“用于∑-Δ调制的设计方法学”，B.P.Agrawal等人，IEEE Transactionson Communications，Vol.COM-31，1983年3月，第360至370页。
∑-Δ调制器的过采样输出信号是输入信号的脉冲密度调制(PDM)表示。在∑-ΔA/D变换器中，调制器把模拟信号转换成脉冲密度调制(PDM)格式。PDM信号包括过采样一位或多位(例如，2至4位)信号。PDM信号的相对脉冲密度确定了输入信号的幅度表示。在频率域中，DPM信号的频谱的基带部分是有用的信号频带，而且在频谱的较高频率处，存在由∑-Δ调制器的噪声处理功能产生的量化噪声。于是，可以改变对于过采样速率的信号频率下的分辨率。众所周知，∑-Δ调制器的噪声处理性能依赖于调制器的阶数，而且较高阶调制器能更有效地从信号频带中除去量化噪声。通过增加过采样率，可将信号频带成比例地变窄，而且落在信号频带内的噪声量变小。此外，可由调制器的传递函数，例如，通过在适当频率下将零插入调制器的传递函数中，来控制在∑-Δ调制器中的信号频带内的噪声量。
最近，在学术文章(literature)中描述了运用PDM信号实行有限数量信号处理运算的方法。于是，获得数字信号处理的已知优点，诸如，精度、可重复性、对干扰的不敏感度，等等。当以过采样PDM格式直接处理信号时，对于信号处理，无需在Nyquist频率下，将它转换成脉冲编码调制(PCM)信号。于是，在信号处理点中，可以省略根据PDM信号生成基带PCM信号的抽选和插入滤波器。这是显著的优点，因为产生PDM信号的∑-Δ调制器的电路尺寸一般都很小，而且简单，而抽选和插入滤波器一般很大，而且电路结构复杂，它在集成电路实施过程中要求很大的电路面积，这导致附加成本。例如，论文[4]，“基于IIR滤波器Δ-∑的设计和分析”，D.A.John等人，IEEE Transactins onCircuits and Systems-II：模拟和数字信号处理，Vol.40，No.4，第233至240页，描述了具有多个输入的A/D变换器，分别滤波每个输入，而且在公共抽选滤波器之前总加。例如，可以通过这种方法来实施音频混频电路板。
信号处理的一种重要的形式是控制信号电平：放大和/或衰减。这种性能对于音频应用，诸如上述音频混频板，特别有用。因此，如果还能控制PDM信号电平，那么它是较佳的。上面论文[4]的图1示出∑-Δ衰减器，其中将过采样1位信号(PDM)乘以多位系数a1，而且将所得多位信号用于输出1位PDM信号的数字∑-Δ调制器。实现1位PDM信号的乘法器作为根据输入PDM信号的状态选择a1或-a1作为输出的2-输入复接器(选择器)。论文还描述适于这种目的的数字∑-Δ滤波器。当所述多位系数低于1时，衰减器是可实现的。当∑-Δ调制器的反馈值是b而所述系数是a，获得衰减率a/b。
这种已知方法存在的问题是只有衰减PDM信号是可行的，而且需要执行与低于1的系数的所有乘法。不认为放大PDM信号是可行的，因为由于∑-Δ调制器的结构导致调制器的输入值不能超出甚至接近调制器的反馈值。∑-Δ调制器是有条件的稳定结构，一旦输入超出预定值，综合器的输出信号逃逸。在模拟∑-Δ调制器中，允许输入值是正常的，这依赖于调制器的阶数和结构，一般是反馈值的0.3至0.7倍，参见论文[3]。在这种电路中的PDM信号的放大需要进入信号与高于反馈值的数相乘。即使A/D调制器的输入电平很低，而且原理上通过将输入信号值(a)设为高于反馈值(b)，可将它大量放大，所得PDM信号也能只有+1和-1值(一位情况)。通过乘法，调制器暂时获得很高的值。PDM信号的密度和能量平均很低，但是瞬间值将使调制器很不稳定。
本发明的简要描述
本发明的目的在于信号处理方法和装置，它能够相对放大PDM信号，而不显著增加噪声电平。
由信号处理方法实现本发明的目的，其中所述方法包括下列步骤：由第一∑-Δ调制器产生N位脉冲密度调制信号，其中N＝1、2、…；控制所述脉冲密度调制信号的电平a)通过将所述N位脉冲密度调制信号与多位乘数相乘，它的输出是M位信号，其中M＞N，b)通过由数字∑-Δ调制器将所述M位信号转换成N位脉冲密度调制信号。所述方法的特征在于，将所述M位信号转换成由所述数字∑-Δ调制器调制的所述N位脉冲密度调制信号，其中所述调制器具有优于所述第一∑-Δ调制器的信噪比性能。
本发明的又一个目的是一种信号处理系统，包括：第一∑-Δ调制器，产生N位脉冲密度调制信号，其中N＝1、2、…；用于控制所述脉冲密度调制信号的电平的装置，所述装置包括a)多位乘法器(300)，它的输入是所述N位脉冲密度调制信号和所述输出是M位信号，其中M＞N，b)将所述M位信号转换成所述N位脉冲密度调制信号的数字∑-Δ调制器。所述装置的特征在于，所述数字∑-Δ调制器具有优于所述第一∑-Δ调制器的信噪比性能。
例如，由作为模拟调制器的第一∑-Δ调制器产生一位脉冲密度调制PDM信号。通过将一位PDM信号与多位系数相乘，执行电平控制，从而获得多位数字流。由第二∑-Δ调制器(最好是数字调制器)将数字流重新转换成一位PDM信号。
根据本发明的基本原理，所述第二∑-Δ调制器的信噪比性能优于所述第一∑-Δ调制器的性能，其中由所述第二∑-Δ调制器将多位数字流重转换成PDM信号。因此，整个信噪比(SNR)的最重要因子是第一∑-Δ调制器的噪声电平，其中由第一∑-Δ调制器最初产生PDM信号。在上述后来的第二∑-Δ调制器中，可在范围内衰减PDM信号，其中所述范围等于调制器的SNR性能之差，而不减小整个信噪比。例如，如果在最大激励下第一∑-Δ调制器的SNR是90dB，而第二∑-Δ调制器的SNR是110dB，那么在第二调制器中可将PDM信号衰减大约20dB，而不减小信噪比。因为在后者调制器中，除了信号之外，一般还衰减在信号带上的第一调制器的噪声并达到由第二调制器结构设定的噪声底部，所以这是可行的。
于是，定标PDM信号至稍低电平，而不减小性能。虽然第二∑-Δ调制器还衰减信号，但是衰减可小于所述性能差(在上述例子中，20dB)，从而获得相对放大。当衰减PDM信号小于二个调制器的SNR性能之差时，获得与由前面模拟调制器衰减的相同的整个信噪比。在这个例子的情况下，可将信号的名义电平(nominal level)固定在第一调制器给出未衰减信号和第二调制器衰减信号达20dB的点。第二阶衰减可以是C。在该例子的情况下，整个信噪比将是90dB，信号是在+20-0dB和90+20-(c)之间，c是在20dB和110dB之间，而且系统的衰减在0和90dB之间。
附图说明
参照附图，通过较佳实施例，详细描述本发明，其中：
图1是示出根据本发明的连接在模拟∑-ΔA/D调制器之后的PDM电平控制器的方框图；
图2是示出模拟∑-Δ调制器和数字∑-Δ调制器的噪声和信号电平以及作为频率函数布置的控制区的示图；
图3是示出多信道PDM电平控制器的方框图。
本发明的详细描述
参照图1，模拟∑-Δ调制器2执行将在输入1处的模拟输入信号转换成1位脉冲密度调制(PDM)格式的A/D转换。例如，调制器2可以是在论文[1]中描述的任何∑-ΔA/D调制器结构。让我们假设调制器2是3阶∑-Δ调制器，它具有大约100dB的信噪比。将可获得值+1和-1的一位PDM信号施于PDM电平控制器3。
根据本发明的较佳实施例PDM电平控制器3包括数字调制器4和在前乘法器300。通过在乘法器300中将一位脉冲密度调制(PDM)信号与多位系数a相乘来获得多位数字流，来执行电平控制，其中利用数字∑-Δ调制器4将数字流重转换成一位PDM信号。
在一位PDM信号的情况下，由简单复接器或选择器实现乘法器300，它产生输出+a或-a，这依赖于输入值是+1还是-1。于是，乘法器300的输出是多位数流，它包括数字+a和-a。乘法器300可具有与在论文[4]中所揭示的相类似的结构。乘法器可具有一个固定的系数或者系数值可以是可调节的。在如图1所示的本发明的较佳实施例中，选择信号SELECT可选择几个系数a1…an之一，因此，可以设定所需衰减或放大。例如，系数可根据表1。该表示系数a的32个值，给出+12dB…-34.5dB(以1.5dB为等级)的等级控制范围。
               表格1
    系数a   放大(dB)
    872   +12.0
    734   10.5
    617   9.0
    519   7.5
    437   6.0
    368   4.5
    309   3.0
    260   1.5
    219   0
    184   -1.5
    155   -3.0
    130   -4.5
    110   -6.0
    92   -7.5
    78   -9.0
    65   -10.5
    55     -12.0
    46     -13.5
    39     -15.0
    33     -16.5
    28     -18.0
    23     -19.5
    20     -21.0
    16     -22.5
    14     -24.0
    12     -25.5
    10     -27.0
    8     -28.5
    7     -30.0
    6     -31.5
    5     -33.0
    4     -34.5
数字调制器4是四阶调制器，它包括加法器400至403、积分器404至407、量化器408和反馈409至412，它们分别具有反馈系数r1至r4。注意，调制器的详细实施和结构对于本发明而言是毫无意义的。只有调制器4的性能佳于调制器2的性能对本发明是有意义的，如下所述。调制器4的输入是所述数字流，它包括数字+a和-a。调制器4的输出5是1位过采样PDM信号。在电平控制器3中，以速率a/r1控制PDM信号的电平。由于∑-Δ调制器的不稳定性，所以调制器4的输入值不能接近调制器的内部参考电压值，它意味着系数a应低于反馈系数r1。因此，在乘法器300中，只能衰减PDM信号。
在系统电平处，即，在输入1和输出5之间，可以提供放大，然而，关于噪声处理性能，当数字∑-Δ调制器的性能高于调制器2的性能。例如，由于更高阶、多位量化和反馈或更高过采样比或这些的一些组合，调制器4的噪声处理性能可以更高。在图1的实施例中，调制器4是四阶调制器，而调制器2是三阶调制器。当在PDM信号的处理路径上，更高阶调制器(或具有更佳噪声处理性能的调制器)在更低阶调制器之后，更低电平调制器的噪声电平对于系统的整个信噪比(SNR)是最具决定性的。在图1的情况下，根据调制器2的信噪比，主要确定在输出5处的信噪比。调制器4的性能应至少是所需放大，而且最好还具有佳于调制器2的信噪比和进入的PDM信号的适当的稳定性界限(stability margin)。由于电平控制器3的调制器4的信噪比大大优于进入的PDM信号的，所以电平控制器可低于整个PDM信号的电平，根本不必实际减小信噪比。由于除了有效负荷信号的噪声，还衰减PDM信号，所以这是可行的。于是，将信号定标为稍低电平，而不降低性能。虽然也在调制器4中衰减PDM信号，但是可以在电平控制器3中衰减信号使之小于在调制器2和4的性能之差，并可以获得相对放大。
根据本发明，参照图3，通过举例让我们检查电平控制器的操作。假设模拟调制器2是三阶调制器，它的信噪比大约是100dB。调制器4是四阶数字调制器，它的信噪比大约120dB，即，优于调制器2的信噪比大约20dB。所需控制范围是+12dB…-34.5dB(以1.5dB等级)。为了保证调制器4的稳定性，比率a/r1是0.5，即，-6dB。可计算参照值r1作为最大衰减(-34.5dB)和所需精度(＜0.3dB)的函数。因此，假设参照值是1744。现在，通过将入局PDM信号与872相乘，与放大+12dB相对应，而且通过将PDM信号与4相乘，与最大衰减相对应。在上述表格1中，当参照值r1是常数1744时，列出系数a的所有差值，而且这与放大相对应。当调制器2和4性能差是20dB，而将稳定性界限设为6dB，那么布置的放大范围大约为14dB。
在本例中，在调制器2之后信噪比在范围+12…-1.5dB内大致保留相同。在较高衰减处，将恰好输入的信号噪声衰减至低于调制器4的噪声底部(floor)22，同时衰减有效负荷信号25和噪声底部22确定在输出5处的信噪比。
结合1位PDM信号描述本发明。然而，本发明可以直接用于多位，例如，2位至4位，以及PDM信号。
如图1所示的本发明的较佳实施例示出顺序连接的模拟调制器2、乘法器300和数字调制器4。实际上，这些单元可在信号处理系统中，将这些单元相互隔开，以在它们之间可存在其它信号处理阶段的方式。这种信号处理系统的例子如图3所示。
图3示出三个模拟输入信号31、32和33，将它们施于各个模拟∑-Δ调制器34、35和36。调制器34、35和36分别产生PDM信号37、38和39，其中分别将它们施于乘法器40、41和42。乘法器40、41和42分别产生多位数字流，在加法器中将它们总加到多位数字流47。由数字∑-Δ调制器将信号47转换成PDM信号49。调制器34至36可具有与图1中的调制器2相类似的结构。乘法器40至42的结构可与图1中的乘法器300的结构相类似。调制器48可具有与图1中的乘法器4相类似的结构。如图3所示类型的信号处理装置的应用是音频混频板。
本发明可用于在所有∑-Δ结构中的PDM信号的电平控制。应用的典型目的在于，除了音频应用之外，还有IIR和FIR滤波器结构。
对于熟悉该技术领域的人员而言，随着技术进步，本发明的基本原理可用于多种不同的应用中是显而易见的。因此，本发明和它的实施例不限于上述例子中，而是在权利要求书的范围内。

Claims (10)

1.一种信号处理方法，包括下列步骤：
由第一∑-Δ调制器产生N位脉冲密度调制信号，其中N＝1、2、…；
控制所述脉冲密度调制信号的电平
a)通过将所述N位脉冲密度调制信号与多位乘数相乘，它的输出是M位信号，其中M＞N，
b)通过由数字∑-Δ调制器将所述M位信号转换成N位脉冲密度调制信号，其特征在于，
将所述M位信号转换成由所述数字∑-Δ调制器调制的所述N位脉冲密度调制信号，其中所述数字∑-Δ调制器具有优于所述第一∑-Δ调制器的信噪比性能。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电平控制步骤还包括下列步骤：
通过将所述N位脉冲密度调制信号与和小于所述性能之差的衰减相对应的系数相乘，提供所述脉冲密度调制信号的相对放大。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，采用数字∑-Δ调制器，由于一个或几个下列因素，它的噪声处理性能优于所述第一调制器：更高阶、多位量化、多位反馈、更高过采样比。
4.一种信号处理系统，包括：
第一∑-Δ调制器(2)产生N位脉冲密度调制信号，其中N＝1、2、…；
用于控制所述脉冲密度调制信号电平的装置(3)，所述装置(3)包括
a)多位乘法器(300)，它的输入是所述N位脉冲密度调制信号和所述输出是M位信号，其中M＞N，
b)将所述M位信号转换成所述N位脉冲密度调制信号的数字∑-Δ调制器(4)，其特征在于，
所述数字∑-Δ调制器(4)具有优于所述第一∑-Δ调制器(2)的信噪比性能。
5.如权利要求4所述的系统，其特征在于，当所述多位乘法器(300)的系数与低于所述性能之差的衰减相对应时，所述电平控制装置(3)具有相对放大。
6.如权利要求4或5所述的系统，其特征在于，由于一个或多个下列因素，所述数字∑-Δ调制器(4)的所述噪声处理性能优于所述第一调制器(2)的性能：更高阶、多位量化、多位反馈、更高过采样比。
7.如权利要求4至6中任一权利要求所述的系统，其特征在于，所述第一调制器(2)是模拟∑-Δ调制器。
8.如权利要求4至7中任一权利要求所述的系统，其特征在于，所述系统是脉冲密度调制信号的数字滤波器，诸如IIR或FIR滤波器。
9.如权利要求4至8中任一权利要求所述的系统，其特征在于，所述系统是音频系统。
10.如权利要求4至9中任一权利要求所述的系统，其特征在于，所述乘法器(300)的系数值是逐步可调节的。
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