CN116436450B - Mos型半导体器件的栅极驱动电路和电力变换装置 - Google Patents

Mos型半导体器件的栅极驱动电路和电力变换装置 Download PDF

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Abstract

本公开提供一种MOS型半导体器件的栅极驱动电路和电力变换装置。栅极驱动电路，包括：第一驱动电路，用于在切换控制节点的电压处于有效电平状态时，根据驱动信号输入端提供的有效驱动电压向被驱动器件的栅极提供有效电压，根据驱动信号输入端提供的无效驱动电压向被驱动器件的栅极提供无效电压；第二驱动电路，用于在切换控制节点的电压处于无效电平状态且驱动信号输入端提供无效驱动电压时，根据辅助电压端的电压向被驱动器件的栅极提供中间电压，其中，中间电压介于无效电压与被驱动器件的阈值电压之间，且不含两端端点；切换控制电路，用于对驱动信号输入端的电压进行低通滤波后提供给切换控制节点。

Description

MOS型半导体器件的栅极驱动电路和电力变换装置
技术领域
本公开属于电力电子技术领域，具体涉及一种MOS型半导体器件的栅极驱动电路和电力变换装置。
背景技术
本部分旨在为权利要求书中陈述的实施方式提供背景或上下文。此处的描述不因为包括在本部分中就承认是现有技术。
MOS型半导体器件例如是金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等。MOS型半导体器件存在阈值电压漂移的问题，相关技术中会对MOS型半导体器件的栅极驱动波形进行设计，以减弱MOS型半导体器件阈值电压漂移的程度。
发明内容
本公开提供一种MOS型半导体器件的栅极驱动电路和电力变换装置。
本公开提供以下技术方案：一种MOS型半导体器件的栅极驱动电路，包括：
第一驱动电路，连接切换控制节点、驱动信号输入端和被驱动器件的栅极，用于在切换控制节点的电压处于有效电平状态时，根据所述驱动信号输入端提供的有效驱动电压向所述被驱动器件的栅极提供有效电压，根据所述驱动信号输入端提供的无效驱动电压向所述被驱动器件的栅极提供无效电压；
第二驱动电路，连接辅助电压端、所述切换控制节点和所述被驱动器件的栅极，用于在所述切换控制节点的电压处于无效电平状态且所述驱动信号输入端提供无效驱动电压时，根据所述辅助电压端的电压向所述被驱动器件的栅极提供中间电压，其中，所述中间电压介于所述无效电压与所述被驱动器件的阈值电压之间，且不含两端端点；
切换控制电路，连接所述驱动信号输入端和所述切换控制节点，用于对所述驱动信号输入端的电压进行低通滤波后提供给所述切换控制节点。
在一些实施例中，所述切换控制电路包括：第一电阻和第一电容；所述第一电阻的第一端连接所述驱动信号输入端，所述第一电阻的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端接收固定电压，所述第一电容的第一端还连接所述切换控制节点。
在一些实施例中，所述第一驱动电路包括：第二电阻和第一晶体管，所述驱动信号输入端连接所述第二电阻的第一端，所述第二电阻的第二端连接所述第一晶体管的第一极，所述第一晶体管的第二极连接所述被驱动器件的栅极，所述第一晶体管的控制极连接所述切换控制节点。
在一些实施例中，所述第一驱动电路还包括：双向稳压管，所述第二电阻的第一端通过所述双向稳压管连接所述驱动信号输入端。
在一些实施例中，所述第一驱动电路包括：双向可调电阻器和第一晶体管，所述驱动信号输入端连接所述双向可调电阻器的第一端，所述双向可调电阻器的第二端连接所述第一晶体管的第一极，所述第一晶体管的第二极连接所述被驱动器件的栅极，所述第一晶体管的控制极连接所述切换控制节点；所述双向可调电阻器包括：第四电阻、第四二极管、第五电阻和第五二极管，所述第四电阻的两端分别连接所述双向可调电阻器的第一端和所述第四二极管的阳极，所述第四二极管的阴极连接所述双向可调电阻器的第二端，所述第五电阻的两端分别连接所述双向可调电阻器的第一端和所述第五二极管的阴极，所述第五二极管的阳极连接所述双向可调电阻器的第二端。
在一些实施例中，所述第一驱动电路还包括：双向稳压管，所述双向可调电阻器的第一端通过所述双向稳压管连接所述驱动信号输入端。
在一些实施例中，所述第一驱动电路还包括第一反并联二极管，所述第一反并联二极管与所述第一晶体管的第一极与第二极并联连接，当所述驱动信号输入端提供有效驱动电压时，所述第一反并联二极管正向偏置。
在一些实施例中，所述第二驱动电路包括：第三电阻、第一二极管、和第二晶体管；所述第二晶体管的控制极连接所述切换控制节点，所述第二晶体管的第一极连接所述辅助电压端，所述第二晶体管的第二极连接所述第三电阻的第一端，所述第三电阻的第二端连接所述第一二极管的第一极，所述第一二极管的第二极连接所述被驱动器件的栅极，当所述被驱动器件的栅极的电压为无效电压且所述第二晶体管导通时，所述第一二极管正向偏置。
在一些实施例中，所述第二驱动电路还包括：单向稳压管，所述第二晶体管的控制极通过所述单向稳压管连接所述切换控制节点，当所述切换控制节点的电压处于有效电平状态时，所述单向稳压管反向截止或者处于击穿状态。
本公开提供以下技术方案：一种电力变换装置，包括信号源、辅助电压源、待驱动MOS型半导体器件以及前述的栅极驱动电路；所述信号源用于向所述栅极驱动电路中的驱动信号输入端交替地提供所述有效驱动电压和所述无效驱动电压，所述辅助电压源用于向所述栅极驱动电路中的辅助电压端提供所述中间电压。
附图说明
图1是本公开实施例提供的电力变换装置的电路图，其中包含了栅极驱动电路。
图2a、图2b和图2c分别是图1所示电路图的三者不同状态的等效电路图。
图3是图1所示电路图的波形图。
图4是图1所示电路图中第二电阻的替换方案。
具体实施方式
下面结合附图所示的实施例对本公开作进一步说明。
图1是本公开实施例提供的电力变换装置的电路图，其中包含了栅极驱动电路。图2a、图2b和图2c分别是图1所示电路图的三者不同状态的等效电路图。图3是图1所示电路图的波形图。图4是图1所示电路图中第二电阻的替换方案。
参考图1，本公开的实施例提供一种MOS型半导体器件的栅极驱动电路，包括：
第一驱动电路1，连接切换控制节点N2、驱动信号输入端N1和被驱动器件DUT的栅极，用于在切换控制节点N2的电压处于有效电平状态时，根据所述驱动信号输入端N1提供的有效驱动电压向所述被驱动器件DUT的栅极提供有效电压，根据所述驱动信号输入端N1提供的无效驱动电压向所述被驱动器件DUT的栅极提供无效电压；
第二驱动电路2，连接辅助电压端N3、所述切换控制节点N2和所述被驱动器件DUT的栅极，用于在所述切换控制节点N2的电压处于无效电平状态且所述驱动信号输入端N1提供无效驱动电压时，根据所述辅助电压端N3的电压向所述被驱动器件DUT的栅极提供中间电压，其中，所述中间电压介于所述无效电压与所述被驱动器件的阈值电压之间，且不含两端端点；
切换控制电路3，连接所述驱动信号输入端N1和所述切换控制节点N2，用于对所述驱动信号输入端N1的电压进行低通滤波后提供给所述切换控制节点N2。
被驱动器件DUT例如为N沟道的MOSFET或N沟道的IGBT，其栅极电压高电平有效，低电平无效。当被驱动器件DUT的沟道类型为P型时，其栅极电压低电平有效，高电平无效。
图1所示实施例中，被驱动器件DUT的源/发射极接地。被驱动器件DUT为MOSFET时，其源/发射极具体为源极。被驱动器件DUT为IGBT时，其源/发射极具体为发射极。在另一些实施例中，被驱动器件DUT的源/发射极电压是恒定的或者是动态变化的。
本公开各附图所示的实施例中的被驱动器件DUT均为N沟道MOSFET器件。
结合图3，驱动信号输入端N1由单通道驱动芯片驱动，其电压波形与单通道驱动芯片的输出电压的波形相同。驱动信号输入端N1接收方波驱动信号，高电平电压记为VH，低电平电压记为VL。单通道驱动芯片作为信号源的一种示例性的器件形式。
切换控制节点N2的信号是驱动信号输入端N1信号经过低通滤波而得到的。
当驱动信号输入端N1维持为高电平的中期和后期以及切换至低电平的前期，切换控制节点N2均为高电平状态，第一驱动电路1维持驱动信号输入端N1和被驱动器件DUT的栅极导通，从而被驱动器件DUT的栅极依次被写入高电平电压和低电平电压。
当驱动信号输入端N1维持为低电平的中期，切换控制节点N2维持为低电平，第二驱动电路2将被驱动器件DUT的栅极与辅助电压端N3连通，从而控制被驱动器件DUT的栅极维持为中间电压。
中间电压是使得被驱动器件DUT关断的电压，但相较于通过第一驱动电路向被驱动器件DUT的栅极写入的无效电压更接近被驱动器件DUT的阈值电压。
如此，当需要关断被驱动器件DUT时，首先提供一个足够低的栅电压(仍以NMOSFET为例举例说明)使得被驱动器件DUT充分关断，随后适当提高栅电压并维持一段时间，该时段内被驱动器件DUT仍处于关断状态，但栅源电压差适当减小，从而减缓被驱动器件DUT的阈值电压漂移。
被驱动器件DUT的栅极电压具有3种稳定状态：有效电压、无效电压和中间电压。
在一些实施例中，参考图1，所述切换控制电路3包括：第一电阻R1和第一电容C1；所述第一电阻R1的第一端连接所述驱动信号输入端N1，所述第一电阻R1的第二端连接所述第一电容C1的第一端，所述第一电容C1的第二端接收固定电压，所述第一电容C1的第一端还连接所述切换控制节点N2。
以上切换控制电路3为一个简单的RC低通滤波器，当然低通滤波器电路的形式不限于此。
第一电容C1的第二端连接辅助电压端N3。辅助电压端N3例如连接辅助电压源Vplat。第一电容C1的第一端也可以接地或连接其他固定电压端。
在一些实施例中，参考图1，所述第一驱动电路1包括：第二电阻R2和第一晶体管T1，所述驱动信号输入端N1连接所述第二电阻R2的第一端，所述第二电阻R2的第二端连接所述第一晶体管T1的第一极，所述第一晶体管T1的第二极连接所述被驱动器件DUT的栅极，所述第一晶体管T1的控制极连接所述切换控制节点N2。
该实施例中的第一晶体管T1为NMOSFET，当切换控制节点N2的电压与第一晶体管T1的源极电压的差大于第一晶体管T1的阈值电压时，第一驱动电路1是双向导通的。驱动信号输入端N1可以向被驱动器件DUT的栅极写入高电平电压或低电平电压。
由于切换控制节点N2处于高电平的时段相对于驱动信号输入端N1处于高电平的时段有延后，第一晶体管T1导通的时段内，驱动信号输入端N1首先向被驱动器件DUT的栅极提供高电平电压，随后向被驱动器件DUT的栅极提供低电平电压。
在一些实施例中，继续参考图1，所述第一驱动电路还包括：双向稳压管ZD1，所述第二电阻R2的第一端通过所述双向稳压管ZD1连接所述驱动信号输入端N1。
双向稳压管ZD1的作用是将驱动信号输入端N1的高电平电压适当降低后再提供至第一晶体管T1，从而保证第一晶体管T1在导通状态时，是充分导通时。
双向稳压管ZD1省去后，该栅极驱动电路仍可以正常工作。
在一些实施例中，结合图1和图4，所述第一驱动电路1包括：双向可调电阻器和第一晶体管T1，所述驱动信号输入端N1连接所述双向可调电阻器的第一端，所述双向可调电阻器的第二端连接所述第一晶体管T1的第一极，所述第一晶体管T1的第二极连接所述被驱动器件DUT的栅极，所述第一晶体管T1的控制极连接所述切换控制节点N2；所述双向可调电阻器包括：第四电阻R4、第四二极管D4、第五电阻R5和第五二极管D5，所述第四电阻R4的两端分别连接所述双向可调电阻器的第一端和所述第四二极管D4的阳极，所述第四二极管D4的阴极连接所述双向可调电阻器的第二端，所述第五电阻R5的两端分别连接所述双向可调电阻器的第一端和所述第五二极管D5的阴极，所述第五二极管D5的阳极连接所述双向可调电阻器的第二端。
当电流方向不同时，双向可调电阻器呈现的阻值是不同的。从而独立地调节被驱动器件DUT的充电速度和放电速度。
在一些实施例中，所述第一驱动电路还包括：双向稳压管，所述双向可调电阻器的第一端通过所述双向稳压管连接所述驱动信号输入端。
在一些实施例中，继续参考图1，所述第一驱动电路1还包括第一反并联二极管D3，所述第一反并联二极管D3与所述第一晶体管T1的第一极与第二极并联连接，当所述驱动信号输入端提供有效驱动电压时，所述第一反并联二极管D3正向偏置。
即从驱动信号输入端N1到被驱动器件DUT的栅极的电流通路是不受切换控制节点N2的控制的，从被驱动器件DUT的栅极到驱动信号输入端N1的电流通路是受切换控制节点N2的控制的。
当驱动信号输入端N1跳变为高电平电压时，即使切换控制节点N2的电压尚未升高到使第一晶体管T1导通的电压，驱动信号输入端N1仍可以对被驱动器件DUT的栅极进行充电。
如此设计，使得被驱动器件栅极电压从中间电压切换至有效电压的过渡阶段的波形更为平滑。
在一些实施例中，参考图1，所述第二驱动电路2包括：第三电阻R3、第一二极管D1、和第二晶体管T2；所述第二晶体管T2的控制极连接所述切换控制节点N2，所述第二晶体管T2的第一极连接所述辅助电压端N3，所述第二晶体管T2的第二极连接所述第三电阻R3的第一端，所述第三电阻R3的第二端连接所述第一二极管D1的第一极，所述第一二极管D1的第二极连接所述被驱动器件DUT的栅极，当所述被驱动器件DUT的栅极的电压为无效电压且所述第二晶体管T2导通时，所述第一二极管D1正向偏置。
图1所示实施例中第一二极管D1的阴极连接被驱动器件DUT的栅极。
当被驱动器件DUT的栅极高电压时，第一二极管D1截止，从而防止被驱动器件DUT的栅极电压漏电。
当被驱动器件DUT的栅极为低电压时，第一二极管D1导通，辅助电压端N3提供的相对较高的关断电压可以被写入到被驱动器件DUT的栅极。从而使得被驱动器件DUT的栅极电压更接近其阈值电压，但被驱动器件DUT仍保持关断状态。
该实施例中，第二晶体管为PMOSFET。
在一些实施例中，参考图1，所述第二驱动电路2还包括：单向稳压管ZD2，所述第二晶体管T2的控制极通过所述单向稳压管ZD2连接所述切换控制节点N2，当所述切换控制节点N2的电压处于有效电平状态时，所述单向稳压管ZD2反向截止或者处于击穿状态。
单向稳压管ZD2的作用是适当降低提供给第二晶体管T2的栅电压，从而提高第二晶体管T2的寿命。
本公开实施例中，参考图1，第二晶体管T2的第一极与第二极之间还并联了第二反并联二极管D2。在另一些实施例中，第二反并联二极管D2是可以省去的。
图3中t0～t6为一个驱动周期。其中，t0～t1时段被驱动器件DUT处于导通状态(栅源电压差大于阈值电压)。t1～t2时段为被驱动器件DUT从导通状态到第一关断状态的切换过程。第一关断状态即被驱动器件DUT的栅电压维持为稳定的较低的电压的状态，该电压记为VGSoff。t2～t3时段被驱动器件DUT处于第一关断状态。t3～t4时段为被驱动的器件DUT由第一关断状态到第二关断状态的切换过程，被驱动器件DUT一直保持关断状态。第二关断状态器件被驱动器件DUT的栅源电压差记为Vplat。t4～t5时段内被驱动器件DUT始终处于第二关断状态。t5～t6为被驱动器件DUT由第二关断状态到导通状态的切换过程。
被驱动器件DUT的栅极接收的开通电压(VGSon)为正电压，典型值在10V与20V之间(含两端端点)；关断电压(VGSoff)为负电压，典型值在-10V与-2V之间(含两端端点)；中间电压(Vplat)位于器件阈值电压(Vth)和关断电压(VGSoff)之间(不含两端端点)，典型值在-5V与1V之间(含两端端点)。此外，第一关断状态(关断电压VGSoff稳定持续状态)持续时间(t2～t3)大于或等于第二关断状态到开通状态的切换时间(t5～t6)，典型的第一关断状态持续时间为20ns～2000ns。
注：以下电压值大小的分析中忽略晶体管的源漏极电压差以及二极管导通时的压降。
单通道驱动芯片输出正电压VH，单通道驱动芯片输出负电压VL，辅助电压源提供中间电压Vplat，并且有VH>Vplat>VL。
参考图2a，当单通道驱动芯片输出为高电平VH时，第一电容C1充电，此时第一晶体管T1栅极电平为VH，其中一端的电压为VH-VZD1，VZD1为双向稳压管的压降，此时第一晶体管T1导通。第二晶体管T2的栅极电平为VH-VZD2，VZD2为单向稳压管ZD2反向击穿时的压降，第二晶体管T2的一极电压为辅助电压源的电压Vplat，此时第二晶体管T2关断。此时被驱动器件DUT的栅极电压为开通电压VGSon＝VH-VZD1(忽略第一晶体管T1和二极管D3上的压降)。
参考图2b，当单通道驱动芯片输出为低电平VL时，驱动信号输入端N1切换瞬间第一电容C1还没有放电，保持为高电平VH，此时第一晶体管T1依然导通，第二晶体管T2依然关断，被驱动器件DUT的栅极电压放电至关断电压VGSoff＝VL+VZD1。
参考图2c，当第一电容C1完成放电后，第一晶体管T1的栅极电平为VL，源漏极电平均为VL+VZD1，即第一晶体管T1关断。第二晶体管的栅极电平为VL+VZD2，源极电平为辅助电压端提供的中间电压Vplat，即第二晶体管T2导通。被驱动器件DUT的栅极电压为中间电压Vplat(忽略第二晶体管T2的源漏极电压差以及二极管D1上的压降)。
当单通道驱动芯片再次输出高电平VH时二极管D3随即导通，被驱动器件DUT的栅极电压开始升高，则无论第二晶体管T2导通与否，被驱动器件DUT的栅极与辅助电压端N3之间的通路都被二极管D1阻断，被驱动器件DUT的栅极电压转化为开通电压VGSon＝VH-VZD1。
一个开关周期内器件DUT的栅极电压波形如图3所示(t0～t6)，其中t2到t3的关断电压持续时间由第一电容C1的放电时间决定，即可以通过改变第一电阻R1和第一电容C1的值来调节；t1到t2的斜率和t5到t6的斜率可通过改变第二电阻R2的阻值来调节，或者将第二电阻R2改为双向可调电阻器的方式来分别调节两个斜率；t3到t4的斜率可以改变第三电阻R3的阻值来调节。
基于相同的发明构思，参考图1，本公开实施例还提供一种电力变换装置，包括信号源(例如是单通道驱动芯片)、辅助电压源Vplat、待驱动MOS型半导体器件DUT以及前述的栅极驱动电路；所述信号源用于向所述栅极驱动电路中的驱动信号输入端N1交替地提供所述有效驱动电压和所述无效驱动电压，辅助电压源Vplat用于向所述栅极驱动电路中的辅助电压端N3提供所述中间电压。
电力变换装置例如包括：电源装置、发电装置、诸如火车或电动汽车的交通工具等。
本公开中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。
本公开的保护范围不限于上述的实施例，显然，本领域的技术人员可以对本公开进行各种改动和变形而不脱离本公开的范围和精神。倘若这些改动和变形属于本公开权利要求及其等同技术的范围，则本公开的意图也包含这些改动和变形在内。

Claims (10)

1.一种MOS型半导体器件的栅极驱动电路，其特征在于，包括：
第一驱动电路，连接切换控制节点、驱动信号输入端和被驱动器件的栅极，用于在切换控制节点的电压处于有效电平状态时，根据所述驱动信号输入端提供的有效驱动电压向所述被驱动器件的栅极提供有效电压，根据所述驱动信号输入端提供的无效驱动电压向所述被驱动器件的栅极提供无效电压；
第二驱动电路，连接辅助电压端、所述切换控制节点和所述被驱动器件的栅极，用于在所述切换控制节点的电压处于无效电平状态且所述驱动信号输入端提供无效驱动电压时，根据所述辅助电压端的电压向所述被驱动器件的栅极提供中间电压，其中，所述中间电压介于所述无效电压与所述被驱动器件的阈值电压之间，且不含两端端点；
切换控制电路，连接所述驱动信号输入端和所述切换控制节点，用于对所述驱动信号输入端的电压进行低通滤波后提供给所述切换控制节点；所述切换控制电路包括：第一电阻和第一电容；所述第一电阻的第一端连接所述驱动信号输入端，所述第一电阻的第二端连接所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端接收固定电压，所述第一电容的第一端还连接所述切换控制节点；
驱动信号输入端由单通道驱动芯片驱动，驱动信号输入端的电压波形与单通道驱动芯片的输出电压的波形相同，驱动信号输入端接收方波驱动信号；
切换控制节点的信号是驱动信号输入端信号经过低通滤波得到；
当驱动信号输入端维持为高电平的中期和后期以及切换至低电平的前期，切换控制节点均为高电平状态，第一驱动电路维持驱动信号输入端和被驱动器件的栅极导通，从而被驱动器件的栅极依次被写入高电平电压和低电平电压；
当驱动信号输入端维持为低电平的中期，切换控制节点维持为低电平，第二驱动电路将被驱动器件的栅极与辅助电压端连通，从而控制被驱动器件的栅极维持为中间电压；
中间电压是使得被驱动器件关断的电压，但相较于通过第一驱动电路向被驱动器件的栅极写入的无效电压更接近被驱动器件的阈值电压。
2.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第二驱动电路包括：第三电阻、第一二极管、和第二晶体管；所述第二晶体管的控制极连接所述切换控制节点，所述第二晶体管的第一极连接所述辅助电压端，所述第二晶体管的第二极连接所述第三电阻的第一端，所述第三电阻的第二端连接所述第一二极管的第一极，所述第一二极管的第二极连接所述被驱动器件的栅极，当所述被驱动器件的栅极的电压为无效电压且所述第二晶体管导通时，所述第一二极管正向偏置。
3.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第一驱动电路包括：第二电阻和第一晶体管，所述驱动信号输入端连接所述第二电阻的第一端，所述第二电阻的第二端连接所述第一晶体管的第一极，所述第一晶体管的第二极连接所述被驱动器件的栅极，所述第一晶体管的控制极连接所述切换控制节点。
4.根据权利要求3所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第一驱动电路还包括：双向稳压管，所述第二电阻的第一端通过所述双向稳压管连接所述驱动信号输入端。
5.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第一驱动电路包括：双向可调电阻器和第一晶体管，所述驱动信号输入端连接所述双向可调电阻器的第一端，所述双向可调电阻器的第二端连接所述第一晶体管的第一极，所述第一晶体管的第二极连接所述被驱动器件的栅极，所述第一晶体管的控制极连接所述切换控制节点；所述双向可调电阻器包括：第四电阻、第四二极管、第五电阻和第五二极管，所述第四电阻的两端分别连接所述双向可调电阻器的第一端和所述第四二极管的阳极，所述第四二极管的阴极连接所述双向可调电阻器的第二端，所述第五电阻的两端分别连接所述双向可调电阻器的第一端和所述第五二极管的阴极，所述第五二极管的阳极连接所述双向可调电阻器的第二端。
6.根据权利要求5所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第一驱动电路还包括：双向稳压管，所述双向可调电阻器的第一端通过所述双向稳压管连接所述驱动信号输入端。
7.根据权利要求3至6中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第一驱动电路还包括第一反并联二极管，所述第一反并联二极管与所述第一晶体管的第一极与第二极并联连接，当所述驱动信号输入端提供有效驱动电压时，所述第一反并联二极管正向偏置。
8.根据权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第二晶体管的第一极与第二极之间还并联了第二反并联二极管，当所述被驱动器件的栅极的电压为有效驱动电压且所述第二晶体管截止时，所述第二反并联二极管正向偏置。
9.根据权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第二驱动电路还包括：单向稳压管，所述第二晶体管的控制极通过所述单向稳压管连接所述切换控制节点，当所述切换控制节点的电压处于有效电平状态时，所述单向稳压管反向截止或者处于击穿状态。
10.一种电力变换装置，其特征在于，包括信号源、辅助电压源、待驱动MOS型半导体器件以及根据权利要求1至9中任一项所述的栅极驱动电路；所述信号源用于向所述栅极驱动电路中的驱动信号输入端交替地提供所述有效驱动电压和所述无效驱动电压，所述辅助电压源用于向所述栅极驱动电路中的辅助电压端提供所述中间电压。
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