CN116260256A - 用于lcc型双向无线充电系统轻载效率优化的方法 - Google Patents

用于lcc型双向无线充电系统轻载效率优化的方法 Download PDF

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CN116260256A CN202310110008.2A CN202310110008A CN116260256A CN 116260256 A CN116260256 A CN 116260256A CN 202310110008 A CN202310110008 A CN 202310110008A CN 116260256 A CN116260256 A CN 116260256A
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Abstract

本发明的一种用于LCC/LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法，涉及的无线充电系统的拓扑包括原边直流电压源、逆变器、补偿谐振电路、整流桥、滤波电路和副边直流电压源；本发明控制方法包括对负载输出电流的采样以及对原副边内移相角和外移相的控制。本发明在不改变全桥结构的基础上，提出了一种双向无线电能传输系统半桥调制策略方案，该策略在1/4满载输出时以双边半桥满占空比进行功率调节，在实现软开关的同时，可显著减小原副边的相对外移相角，从而有效提高系统的功率因数和运行效率。

Description

用于LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法
技术领域
本发明涉及电动汽车无线充电技术领域，具体涉及一种用于LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法。
背景技术
近年来，随着电动汽车的发展，无线充电技术由于其安全性和便利性的优点，得到广泛关注。考虑到无线充电系统的谐振特性以及高阶拓扑对调频控制的非单调变化，移相控制方案得到普遍研究。但是在轻载工况下，为实现软开关，外移相角会随着输出功率的降低而不断变大，通态损耗增加，系统效率较低。轻载条件下实现软开关的同时让通态损耗降低是双向无线充电系统效率优化的关键问题。
文献M.Jiang,C.Chen,S.Jia,et al.An Asymmetrical Pulse Width Modulationwith Even Harmonic for Bidirectional Inductive Power Transfer under LightLoad Conditions[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2021.针对SS系统在轻载工况下利用系统的奇次或偶次谐波，采用非对称调制方法，实现宽范围软开关，同时提高了系统的效率。但是双LCC系统的输入输出电流波形往往呈现出双峰波特性，非对称调制策略下无法确保开关工作在ZVS状态，因此该策略难以应用于高阶谐振系统中。
文献Y.Li,J.Hu,F.Chen,et al.Dual-Phase-Shift Control Scheme WithCurrent-Stress and Efficiency Optimization for Wireless Power TransferSystems[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems I:Regular Papers,2018,65(9):3110-3121.采用双重移相调制策略，通过调整原边与副边全桥的内移相角，改变传输功率大小，同时双边调制能够降低电流应力，提高系统的传输效率，但是该方案实现软开关的能力有限。
文献X.Zhang,T.Cai,S Duan,et al.A Control Strategy for EfficiencyOptimization and Wide ZVS Operation Range in Bidirectional Inductive PowerTransfer System[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2019,66(8):5958-5969.在双重移相的基础上提出了三重移相调制策略，增加了原副边电压之间的外移相角这一自由度，实现了系统的宽范围ZVS，但是当系统传输功率降低时，外移相角不断增大导致通态损耗增大，系统效率较低，因此轻载工况下的效率提高有待进一步研究。
发明专利《一种无线充电效率优化方法以及装置》(申请号：CN202010362605.0)提出的效率优化方法忽略了当输出功率降低时，外移相角较大导致通态损耗较大的问题，轻载情况下效率较低，优化方法不适用于轻载工况。
文献X.Zhu,X.Zhao,Y.Li,et al.High-Efficiency WPT System for CC/CVCharging Based on Double-Half-Bridge Inverter Topology With VariableInductors[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2022,37(2):2437-2448.对半桥调制策略进行了研究，通过在输入端增加可调电感器调整感值，改变输出功率的同时，使系统呈现感性来实现ZVS，但此方案结构复杂、成本较高。
综上所述，现有的无线充电系统控制技术仍然存在如下问题：
1、通过调频实现宽范围软开关不适用于高阶拓扑。
2、双重移相调制策略难以实现软开关导致效率较低。
3、全桥三重移相调制策略在轻载条件下实现软开关会有较大的通态损耗导致效率偏低；
4、通过加入可调电感器实现软开关结构复杂、成本较高。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于LCC/LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法，本发明要解决的技术问题为双向无线充电系统轻载效率优化，本发明在不改变全桥结构的基础上，提出了一种双向无线电能传输系统半桥调制策略方案，实现对无线充电系统的优化运行。
本发明的技术方案：
与现有技术相比，本发明的有益效果：本发明在不改变全桥结构的基础上，提出了一种双向无线电能传输系统半桥调制策略方案，该策略在1/4满载输出时以双边半桥满占空比进行功率调节，在实现软开关的同时，可显著减小原副边的相对外移相角，从而有效提高系统的功率因数和运行效率。
本发明具有以下优势：
1、不需要额外的变频操作；
2、采用三重移相调制策略实现宽范围软开关；
3、轻载条件下，利用半桥调制策略实现效率提升；
4、不需要增加或改动任何硬件，即可实现在轻载条件下的效率优化。
附图说明
图1为本发明所涉及的无线充电系统拓扑图；
图2为本发明实施例中输入输出电压与电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明嵌套双臂平面螺旋天线的结构及其效果做进一步说明。
本发明公开的是一种LCC/LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法。针对基于全桥拓扑的双向LCC无线充电系统三移相调制策略在轻载工况下为了保证开关器件零电压导通，系统的功率因数和效率下降严重的问题，本发明在不改变全桥结构的基础上，提出了一种双向无线电能传输系统半桥调制策略方案，该策略在1/4满载输出时以双边半桥满占空比进行功率调节，在实现软开关的同时，可显著减小原副边的相对外移相角，从而有效提高系统的功率因数和运行效率。
具体的，一种用于LCC/LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法，本发明方法涉及的无线充电系统的拓扑包括原边直流电压源、逆变器、补偿谐振电路、整流桥、滤波电路和副边直流电压源；所述原边直流电压源的母线总电压为Ui；所述副边直流电压源的母线总电压为Uo；所述逆变器由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为SP1、SP2、SP3和SP4，其中SP1和SP2构成逆变器的超前桥臂，SP3和SP4构成逆变器的滞后桥臂；所述整流桥由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为SS1、SS2、SS3和SS4，其中SS1和SS2构成整流桥的超前桥臂，SS3和SS4构成整流桥的滞后桥臂；所述补偿谐振电路包括原边补偿谐振电路和副边补偿谐振电路，其中原边补偿谐振电路由原边串联补偿电容C1与发射线圈L1组成的串联支路与谐振电容Cf1并联后与补偿电感Lf1串联组成，补偿电感Lf1的寄生电阻记为RLf1，发射线圈L1的寄生电阻记为RL1；副边补偿谐振电路由副边串联补偿电容C 2与接收线圈L 2组成的串联支路与谐振电容Cf2并联后与补偿电感Lf2串联组成，补偿电感Lf2的寄生电阻记为RLf2，发射线圈L 2的寄生电阻记为RL2；所述滤波电路由滤波电容C0组成；所述直流电压源正极连接逆变器输入端正极，直流电压源负极连接逆变器输入端负极，逆变器输出端接补偿谐振电路输入侧。
本发明控制方法包括对负载输出电流的采样以及对原副边内移相角和外移相的控制，具体的，包括以下步骤：
步骤1、当系统运行于1/4负载及以下时，原边四个驱动信号，即逆变器开关管SP1的驱动信号QP1、逆变器开关管SP2的驱动信号QP2、逆变器开关管SP3的驱动信号QP3和逆变器开关管SP4的驱动信号QP4，开关频率记为f，其中，驱动信号QP3始终为低电平，驱动信号QP4始终为高电平，开关管SP3始终关断，开关管SP4始终导通，驱动信号QP2滞后于驱动信号QP1，滞后时间为1/2f，运行角频率为ω＝2πf，α为原边H桥输出交流方波电压的正向导通角。
步骤2、副边四个驱动信号，即整流桥开关管Ss1的驱动信号Qs1、整流桥开关管Ss2的驱动信号Qs2、整流桥开关管Ss3的驱动信号Qs3和整流桥开关管Ss4的驱动信号Qs4，开关频率记为f，其中，驱动信号Qs1为高电平，驱动信号Qs2为低电平，开关管Ss1始终导通，开关管Ss2始终关断，驱动信号QP4滞后于驱动信号QP3，滞后时间为1/2f，运行角频率为ω＝2πf，β为副边H桥输出交流方波电压的正向导通角。
步骤3、取原边驱动信号QP1的中间点为基准，副边驱动信号Qs1的中间点滞后于QP1的中间点的外移相相位为θ，定义变量Δθ为外移相偏差值，θ＝90°+Δθ，其中互感大小为M，如图2所示。
步骤4、对滤波后的输出直流电流Io的平均值进行采样，记作Ioavg，将其与设定值Ioref进行作差对比，利用PI控制的比例环节Kp和积分环节Ki，对导通角β进行调节，如以下公式所示：
β＝Kp(Ioref-Ioavg)+Ki(Iref-Ioavg)
步骤5、利用以下表达式的关系，调整同一时刻驱动信号QP1的导通相位α的值，若α、β其中一个值达到180度，则保持不变，另一个值继续变化。
Figure BDA0004076529120000051
其中，
Figure BDA0004076529120000052
步骤6、利用以下表达式分别对原边全桥开关管和副边全桥开关管实现软开关所需的外移相角偏差值分别进行求解，然后将两者与0共同进行比较，取出其中的最大值。
Figure BDA0004076529120000053
Figure BDA0004076529120000054
Δθ＝max{Δθ1,Δθ2,0°}
其中
Figure BDA0004076529120000055
Figure BDA0004076529120000056
本发明具有以下优势：
5、不需要额外的变频操作；
6、采用三重移相调制策略实现宽范围软开关；
7、轻载条件下，利用半桥调制策略实现效率提升；
8、不需要增加或改动任何硬件，即可实现在轻载条件下的效率优化。
具体的，本发明所涉及的无线充电系统拓扑如图1所示。本发明提供用于LCC/LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法，本发明方法涉及的无线充电系统的拓扑包括原边直流电压源、逆变器、补偿谐振电路、整流桥、滤波电路和副边直流电压源；所述原边直流电压源的母线总电压为Ui；所述副边直流电压源的母线总电压为Uo；所述逆变器由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为SP1、SP2、SP3和SP4，其中SP1和SP2构成逆变器的超前桥臂，SP3和SP4构成逆变器的滞后桥臂；所述整流桥由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为SS1、SS2、SS3和SS4，其中SS1和SS2构成整流桥的超前桥臂，SS3和SS4构成整流桥的滞后桥臂；所述补偿谐振电路包括原边补偿谐振电路和副边补偿谐振电路，其中原边补偿谐振电路由原边串联补偿电容C1与发射线圈L1组成的串联支路与谐振电容Cf1并联后与补偿电感Lf1串联组成，补偿电感Lf1的寄生电阻记为RLf1，发射线圈L1的寄生电阻记为RL1。副边补偿谐振电路由副边串联补偿电容C 2与接收线圈L 2组成的串联支路与谐振电容Cf2并联后与补偿电感Lf2串联组成，补偿电感Lf2的寄生电阻记为RLf2，发射线圈L 2的寄生电阻记为RL2。；所述滤波电路由滤波电容C0组成；所述直流电压源正极连接逆变器输入端正极，直流电压源负极连接逆变器输入端负极，逆变器输出端接补偿谐振电路输入侧。
本发明控制方法包括对负载输出电流的采样以及对原副边内移相角和外移相的控制，包括以下步骤：
步骤1、当系统运行于1/4负载及以下时，原边四个驱动信号，即逆变器开关管SP1的驱动信号QP1、逆变器开关管SP2的驱动信号QP2、逆变器开关管SP3的驱动信号QP3和逆变器开关管SP4的驱动信号QP4，开关频率记为f，其中，驱动信号QP3始终为低电平，驱动信号QP4始终为高电平，开关管SP3始终关断，开关管SP4始终导通，驱动信号QP2滞后于驱动信号QP1，滞后时间为1/2f，运行角频率为ω＝2πf，α为原边H桥输出交流方波电压的正向导通角。
步骤2、副边四个驱动信号，即整流桥开关管Ss1的驱动信号Qs1、整流桥开关管Ss2的驱动信号Qs2、整流桥开关管Ss3的驱动信号Qs3和整流桥开关管Ss4的驱动信号Qs4，开关频率记为f，其中，驱动信号Qs1为高电平，驱动信号Qs2为低电平，开关管Ss1始终导通，开关管Ss2始终关断，驱动信号QP4滞后于驱动信号QP3，滞后时间为1/2f，运行角频率为ω＝2πf。β为副边H桥输出交流方波电压的正向导通角。
步骤3、取原边驱动信号QP1的中间点为基准，副边驱动信号Qs1的中间点滞后于QP1的中间点的外移相相位为θ，定义变量Δθ为外移相偏差值，θ＝90°+Δθ，其中互感大小为M。如图2所示。
步骤4、对滤波后的输出直流电流Io的平均值进行采样，记作Ioavg，将其与设定值Ioref进行作差对比，利用PI控制的比例环节Kp和积分环节Ki，对导通角β进行调节，如以下公式所示。
β＝Kp(Ioref-Ioavg)+Ki(Iref-Ioavg)
步骤5、利用以下表达式的关系，调整同一时刻驱动信号QP1的导通相位α的值，若α、β其中一个值达到180°，则保持不变，另一个值继续变化。
Figure BDA0004076529120000071
其中，
Figure BDA0004076529120000081
步骤6、利用以下表达式分别对原边全桥开关管和副边全桥开关管实现软开关所需的外移相角偏差值分别进行求解，然后将两者与0共同进行比较，取出其中的最大值。
Figure BDA0004076529120000082
Figure BDA0004076529120000083
Δθ＝max{Δθ1,Δθ2,0°}
其中
Figure BDA0004076529120000084
Figure BDA0004076529120000085
对于双LCC系统而言，在调制过程中，应保持最优交流基波电压比以及尽可能小的外移相角偏差值。但是实际工程应用中，在输出功率较低时，为了保证ZVS特性，全桥三移相调制的外移相角偏离-90°较多，系统效率会急剧下降。因此本发明提出一种新的半桥调制策略方案，能够在轻载工况下降低外移相角，提高系统的功率因数和效率，同时可以实现宽范围ZVS。

Claims (2)

1.一种用于LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法，其特征在于，所述的无线充电系统的拓扑包括原边直流电压源、逆变器、补偿谐振电路、整流桥、滤波电路和副边直流电压源；所述原边直流电压源的母线总电压为Ui；所述副边直流电压源的母线总电压为Uo；所述逆变器由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为SP1、SP2、SP3和SP4，其中SP1和SP2构成逆变器的超前桥臂，SP3和SP4构成逆变器的滞后桥臂；所述整流桥由四个开关管组成全桥结构，四个开关管分别记为SS1、SS2、SS3和SS4，其中SS1和SS2构成整流桥的超前桥臂，SS3和SS4构成整流桥的滞后桥臂；所述补偿谐振电路包括原边补偿谐振电路和副边补偿谐振电路，其中原边补偿谐振电路由原边串联补偿电容C1与发射线圈L1组成的串联支路与谐振电容Cf1并联后与补偿电感Lf1串联组成，补偿电感Lf1的寄生电阻记为RLf1，发射线圈L1的寄生电阻记为RL1；副边补偿谐振电路由副边串联补偿电容C 2与接收线圈L 2组成的串联支路与谐振电容Cf2并联后与补偿电感Lf2串联组成，补偿电感Lf2的寄生电阻记为RLf2，发射线圈L 2的寄生电阻记为RL2；所述滤波电路由滤波电容C0组成；所述直流电压源正极连接逆变器输入端正极，直流电压源负极连接逆变器输入端负极，逆变器输出端接补偿谐振电路输入侧；
所述的方法包括对负载输出电流的采样以及对原副边内移相角和外移相的控制。
2.根据权利要求1所述的一种用于LCC型双向无线充电系统轻载效率优化的方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、当系统运行于1/4负载及以下时，原边四个驱动信号，即逆变器开关管SP1的驱动信号QP1、逆变器开关管SP2的驱动信号QP2、逆变器开关管SP3的驱动信号QP3和逆变器开关管SP4的驱动信号QP4，开关频率记为f，其中，驱动信号QP3始终为低电平，驱动信号QP4始终为高电平，开关管SP3始终关断，开关管SP4始终导通，驱动信号QP2滞后于驱动信号QP1，滞后时间为1/2f，运行角频率为ω＝2πf，α为原边H桥输出交流方波电压的正向导通角；
步骤2、副边四个驱动信号，即整流桥开关管Ss1的驱动信号Qs1、整流桥开关管Ss2的驱动信号Qs2、整流桥开关管Ss3的驱动信号Qs3和整流桥开关管Ss4的驱动信号Qs4，开关频率记为f，其中，驱动信号Qs1为高电平，驱动信号Qs2为低电平，开关管Ss1始终导通，开关管Ss2始终关断，驱动信号QP4滞后于驱动信号QP3，滞后时间为1/2f，运行角频率为ω＝2πf，β为副边H桥输出交流方波电压的正向导通角；
步骤3、取原边驱动信号QP1的中间点为基准，副边驱动信号Qs1的中间点滞后于QP1的中间点的外移相相位为θ，定义变量Δθ为外移相偏差值，θ＝90°+Δθ，其中互感大小为M；
步骤4、对滤波后的输出直流电流Io的平均值进行采样，记作Ioavg，将其与设定值Ioref进行作差对比，利用PI控制的比例环节Kp和积分环节Ki，对导通角β进行调节，如以下公式所示：
β＝Kp(Ioref-Ioavg)+Ki(Iref-Ioavg)
步骤5、利用以下表达式的关系，调整同一时刻驱动信号QP1的导通相位α的值，若α、β其中一个值达到180度，则保持不变，另一个值继续变化；
Figure FDA0004076529100000021
其中，
Figure FDA0004076529100000022
步骤6、利用以下表达式分别对原边全桥开关管和副边全桥开关管实现软开关所需的外移相角偏差值分别进行求解，然后将两者与0共同进行比较，取出其中的最大值；
Figure FDA0004076529100000031
Figure FDA0004076529100000032
Δθ＝max{Δθ1,Δθ2,0°}
其中
XLf1＝ωLf1,XL1＝ωL1,
Figure FDA0004076529100000033
XLf2＝ωLf2,XL2＝ωL2,
Figure FDA0004076529100000034
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN117013714A (zh) * 2023-07-21 2023-11-07 合肥工业大学 一种lcc/lcc型双向无线充电系统效率的优化方法
CN117081360A (zh) * 2023-07-10 2023-11-17 哈尔滨工业大学 全桥逆变电路的调压控制方法

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