CN117013714B - 一种lcc/lcc型双向无线充电系统效率的优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LCC/LCC型双向无线充电系统效率的优化方法，属于电动汽车无线充电领域。该优化方法包括原边侧和副边侧H桥电路控制设计，导通角的调整和原副边驱动信号之间相位差的调整等步骤。针对基于对称三移相调制策略的双向LCC/LCC无线充电系统在输出功率下降的过程中，其功率因数和效率随之严重下降的问题，本发明在不改变拓扑结构的基础上，提出了一种基于LCC/LCC型双向无线电能传输系统的优化方法，该方法在实现软开关的同时，可显著减小原副边的基波电压外移相角，从而有效提高系统的功率因数和运行效率。

Description

一种LCC/LCC型双向无线充电系统效率的优化方法

技术领域

本发明涉及电动汽车无线充电领域，具体涉及一种LCC/LCC型双向无线充电系统效率的优化方法。

背景技术

近年来，随着电动汽车的发展，无线充电技术由于其安全性和便利性的优点，得到广泛关注。考虑到无线充电系统的谐振特性以及高阶拓扑对调频控制的非单调变化，移相控制方案得到普遍研究。但随着输出功率的降低，为实现软开关，原副边基波电压外移相角会不断增加，导致通态损耗增加，系统效率较低。实现软开关的同时让通态损耗降低是双向无线充电系统效率优化的关键问题。

中国发明专利公开说明书(CN115378148A)公开了一种具备轻载效率提升功能的无线充电系统及方法，该发明针对轻载工况提出了半桥调制策略，但所提的优化调制策略仅考虑了1/4满载输出以下的工况，优化过程未考虑开关损耗，且对中高功率段的效率优化未加以研究。

中国发明专利公开说明书(CN115610253A)公开了电动汽车无线充电电磁场传能效率优化，该发明通过液压升降平台改变互感值，通过可调电容改变谐振频率，进而得到最优传能效率，但是该方法成本较高，且在不考虑横向偏移的情况下仅以高度确定互感值，缺乏可靠性。

文献“Dual-Phase-Shift Control Scheme With Current-Stress andEfficiency Optimization for Wireless Power Transfer Systems”[《IEEETransactions on Circuits and Systems I：Regular Papers》2018，65(9)：3110-3121](“具有电流应力和效率优化的无线电力传输系统双相移控制方案”，2018年第65卷第9期3110-3121页)采用双移相调制策略，通过调整原边与副边全桥的内移相角，改变传输功率大小，同时双边调制能够降低电流应力，提高系统的传输效率，但是该方案实现软开关的能力有限。

文献“A Control Strategy for Efficiency Optimization and Wide ZVSOperation Range in Bidirectional Inductive Power Transfer System”[《IEEETransactions on Industrial Electronics》2019，66(8)：5958-5969](“双向感应输电系统效率优化和宽ZVS工作范围控制策略”，2019年第66卷第8期5958-5969页)在双移相的基础上提出了对称三移相调制策略，增加了原副边电压相位差这一自由度，实现了系统的宽范围零电压开关，但是当系统传输功率降低时，实现软开关所需的基波外移相角较大，导致通态损耗增大，系统效率较低，相关效率优化调制策略有待进一步研究。

综上所述，现有技术还存在以下问题：

1、半桥调制策略仅能在轻载工况下优化效率；

2、效率优化成本较高，且额外的辅助硬件让系统体积增加；

3、双移相调制策略难以实现软开关导致系统效率较低；

4、对称三移相调制策略在输出功率降低时实现软开关会有较大的通态损耗，导致效率偏低。

发明内容

本发明所要解决的技术问题为以上现有技术中存在的问题，具体的，基于LCC/LCC型拓扑，在不增加或改动任何硬件的基础上，提出了一种优化方法，实现了LCC/LCC型无线充电系统的优化运行。

本发明的目的是这样实现的，本发明提供了一种LCC/LCC型双向无线充电系统效率的优化方法，所述LCC/LCC型双向无线充电系统包括原边侧直流电源E₁、副边侧直流电源E₂和双向无线充电模块；所述双向无线充电模块包括原边侧滤波电容C₁₀、原边侧H桥电路、原边侧补偿网络、原边侧发射线圈L^* ₁、副边侧接受线圈L^* ₂、副边侧补偿网络、副边侧H桥电路、副边侧滤波电容C₂₀；所述原边侧滤波电容C₁₀与原边侧直流电源E₁的正负母线并联，所述副边侧滤波电容C₂₀与副边侧直流电源E₂的正负母线并联；

所述原边侧H桥电路包括4个带反向并联二极管的开关管，分别记为开关管S_P1、开关管S_P2、开关管S_P3和开关管S_P4，其中，开关管S_P1的发射极和开关管S_P2的集电极串联组成原边侧第一桥臂，且开关管S_P1的发射极和开关管S_P2的集电极的接点记为原边侧第一桥臂中点A，开关管S_P3的发射极和开关管S_P4的集电极串联组成原边侧第二桥臂，且开关管S_P3的发射极和开关管S_P4的集电极的接点记为原边侧第二桥臂中点B；所述原边侧第一桥臂、原边侧第二桥臂并联在原边侧直流电源E₁的正负直流母线之间；

所述原边侧补偿网络包括原边侧谐振电感L^* _f1、原边侧谐振电容C^* _f1和原边侧补偿电容C^* ₁；原边侧谐振电感L^* _f1的输入端与原边侧第一桥臂中点A连接，原边侧谐振电感L^* _f1的输出端串联原边侧补偿电容C^* ₁后与原边侧发射线圈L^* ₁的输入端连接，原边侧发射线圈L^* ₁的输出端与原边侧第二桥臂中点B连接；原边侧谐振电容C^* _f1的一端接入原边侧谐振电感L^* _f1和原边侧补偿电容C^* ₁之间、另一端与原边侧第二桥臂中点B连接；

所述副边侧H桥电路包括4个带反向并联二极管的开关管，分别记为开关管S_s1、开关管S_s2、开关管S_s3和开关管S_s4，其中，开关管S_s1的发射极和开关管S_s2的集电极串联组成副边侧第一桥臂，且开关管S_s1的发射极和开关管S_s2的集电极的接点记为副边侧第一桥臂中点a，开关管S_s3的发射极和开关管S_s4的集电极串联组成副边侧第二桥臂，且开关管S_s3的发射极和开关管S_s4的集电极的接点记为副边侧第二桥臂中点b；所述副边侧第一桥臂、副边侧第二桥臂并联在副边侧直流电源E₂的正负直流母线之间；

所述副边侧补偿网络包括副边侧谐振电感L^* _f2、副边侧谐振电容C^* _f2和副边侧补偿电容C^* ₂；副边侧谐振电感L^* _f2的输入端与副边侧第一桥臂中点a连接，副边侧谐振电感L^* _f2的输出端串联一个副边侧补偿电容C^* ₂后与副边侧接受线圈L^* ₂的输入端连接，副边侧接受线圈L^* ₂的输出端与副边侧第二桥臂中点b连接；副边侧谐振电容C^* _f2的一端接入副边侧谐振电感L^* _f2和副边侧补偿电容C^* ₂之间、另一端与副边侧第二桥臂中点b连接；

所述原边侧发射线圈L^* ₁的输出端与原边侧第二桥臂中点B连接，副边侧接受线圈L^* ₂的输出端与副边侧第二桥臂中点b连接；副边侧接受线圈通过互感M^*接收原边侧发射线圈发射的电磁场，并转化为电能；

将LCC/LCC型双向无线充电系统记为系统，设定系统中所有开关管频率f均相同，记系统运行角频率为ω，ω＝2πf；设定系统死区时间t_d，设定开关管等效输出结电容的容值C_oss；所述优化方法包括以下步骤：

步骤1，原边侧H桥电路控制设计

将开关管S_P1、开关管S_P2、开关管S_P3和开关管S_P4的驱动信号分别记为驱动信号Q_P1、驱动信号Q_P2、驱动信号Q_P3和驱动信号Q_P4；

当系统运行到大于1/4最大输出功率的区域时，驱动信号Q_P1的占空比保持0.5不变，驱动信号Q_P2与驱动信号Q_P1互补导通，驱动信号Q_P4与驱动信号Q_P3互补导通，驱动信号Q_P3上升沿滞后于驱动信号Q_P1上升沿，记该滞后时间为第一滞后时间t_p1，t_p1＝1/f；将开关管S_P3的导通角记为第一导通角α；

步骤2，副边侧H桥电路控制设计

将开关管S_s1、开关管S_s2、开关管S_s3和开关管S_s4的驱动信号分别记为驱动信号Q_s1、驱动信号Q_s2、驱动信号Q_s3和驱动信号Q_s4；

当系统运行到大于1/4最大输出功率的区域时，驱动信号Q_s1的占空比保持0.5不变，驱动信号Q_s2与驱动信号Q_s1互补导通，驱动信号Q_P4与驱动信号Q_P3互补导通，驱动信号Q_s3上升沿滞后于驱动信号Q_s1上升沿，将该滞后时间记为第二滞后时间t_s1，其表达式如下：

其中，β为开关管S_s3的导通角，并记为第二导通角β；

步骤3，第二导通角β的调节

通过一个电流传感器对流过副边侧直流电源E₂的电流进行N次采样，得到N个电流值，对N个电流值求平均值得到流过副边侧直流电源E₂的电流平均值并记为副边侧平均电流I_oavg；利用PI控制器对第二导通角β进行调节，其表达式如下：

β＝K_p(I_oref-I_oavg)+K_i(I_oref-I_oavg)

其中，K_p为电流环比例调节系数，K_i为电流环积分调节系数，I_ordf为副边侧流过E₂的电流指令值；

步骤4，第一导通角α的调节

给出第一导通角α和第二导通角β的关系式，如下：

其中，U₁为原边电压源E₁的电压值，U₂为副边电压源E₂的电压值，G为最优基波电压比；

利用第一导通角α和第二导通角β的关系式进行两个导通角的调整，规则为：若两个导通角中的一个值达到π，则达到π的导通角保持不变，另一个导通角继续增加以达到指定输出功率要求，最大值为π；

步骤5，驱动信号Q_p1与驱动信号Q_s1相位差的调节

步骤5.1，求解实现软开关时的最优原边基波电压外移相偏差值Δθ₁和最优副边基波电压外移相偏差值Δθ₂，其计算式分别为：

其中，I_t1为驱动信号Q_P1上升沿时刻的最小电流设定值，I_t2为驱动信号Q_s1下降沿时刻的最小电流设定值，A₁为原边基波电压幅值比，A₂为副边基波电压幅值比，为原边基波电压滞后驱动信号Q_P1的角度，/>为副边基波电压滞后驱动信号Q_S1的角度，L₁为原边侧发射线圈L^* ₁的电感值，L₂为副边侧接受线圈L^* ₂的电感值，L_f1为原边侧谐振电感L^* _f1的电感值，L_f2为副边侧谐振电感L^* _f2的电感值，C₁为原边侧补偿电容C^* ₁的电容值，C₂为副边侧补偿电容C^* ₂的电容值，M为互感M^*的互感值，其中，L_f1、L₁、C_f1、C₁满足关系式：

L_f2、L₂、C_f2、C₂满足关系式：

步骤5.2，引入系统最优基波电压外移相偏差值Δθ^*，其表达式为：

Δθ^*＝max{Δθ₁，Δθ₂，0°}

计算得到驱动信号Q_S1上升沿滞后于驱动信号Q_P1上升沿的最优相位ε^*，

优选地，所述最优基波电压比G的表达式为：

式中，R_L1为原边侧发射线圈L^* ₁的寄生电阻值，R_L2为副边侧接受线圈L^* ₂的寄生电阻值，R_Lf1为原边侧谐振电感L^* _f1的寄生电阻值，R_Lf2为副边侧谐振电感L^* _f2的寄生电阻值，C_f1为原边侧谐振电容C^* _f1的电容容值，C_f2为副边侧谐振电容C^* _f2的电容容值。

优选地，所述驱动信号Q_P1上升沿时刻的最小电流设定值I_t1，驱动信号Q_s1下降沿时刻的最小电流设定值I_t2的计算式分别为：

所述原边基波电压幅值比A₁，副边基波电压幅值比A₂的计算式分别为：

所述原边基波电压滞后驱动信号Q_P1的角度副边基波电压滞后驱动信号Q_S1的角度/>的计算式分别为：

与现有技术相比，本发明的有益效果体现在：

1、本发明优化方法在中高功率段可实现效率提升。

2、本发明优化方法不需要增加或改动任何硬件，即可实现在中高功率段的效率优化。

3、本发明优化方法含有三个自由度，分别为第二导通角的调节、第一导通角的调节、原副边驱动信号之间相位差的调整，从而可实现宽范围软开关。

4、本发明在不改变拓扑结构的基础上，提出了一种基于LCC/LCC型双向无线电能传输系统的优化方法，该优化方法在实现软开关的同时，相对于对称三移相调制策略在输出功率降低时所需的基波电压外移相角更小，通态损耗更低，效率更高。

附图说明

图1为本发明实施例中LCC/LCC型双向无线充电的拓扑图。

图2为本发明实施例中原边侧直流电源E₁的电压U₁仿真波形图。

图3为本发明实施例中副边侧直流电源E₂的电压U₂仿真波形图。

图4为本发明优化方法与对称三移相调制策略在中高功率段的效率对比图。

图5为本发明优化方法的流程图。

具体实施方式

下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步的说明。

图1为本发明实施例中LCC/LCC型双向无线充电系统的拓扑图，由图1可见，所述LCC/LCC型双向无线充电系统包括原边侧直流电源E₁、副边侧直流电源E₂和双向无线充电模块；所述双向无线充电模块包括原边侧滤波电容C₁₀、原边侧H桥电路、原边侧补偿网络、原边侧发射线圈L^* ₁、副边侧接受线圈L^* ₂、副边侧补偿网络、副边侧H桥电路、副边侧滤波电容C₂₀；所述原边侧滤波电容C₁₀与原边侧直流电源E₁的正负母线并联，所述副边侧滤波电容C₂₀与副边侧直流电源E₂的正负母线并联。

所述原边侧H桥电路包括4个带反向并联二极管的开关管，分别记为开关管S_P1、开关管S_P2、开关管S_P3和开关管S_P4，其中，开关管S_P1的发射极和开关管S_P2的集电极串联组成原边侧第一桥臂，且开关管S_P1的发射极和开关管S_P2的集电极的接点记为原边侧第一桥臂中点A，开关管S_P3的发射极和开关管S_P4的集电极串联组成原边侧第二桥臂，且开关管S_P3的发射极和开关管S_P4的集电极的接点记为原边侧第二桥臂中点B；所述原边侧第一桥臂、原边侧第二桥臂并联在原边侧直流电源E₁的正负直流母线之间。

所述原边侧补偿网络包括原边侧谐振电感L^* _f1、原边侧谐振电容C^* _f1和原边侧补偿电容C^* ₁；原边侧谐振电感L^* _f1的输入端与原边侧第一桥臂中点A连接，原边侧谐振电感L^* _f1的输出端串联原边侧补偿电容C^* ₁后与原边侧发射线圈L^* ₁的输入端连接，原边侧发射线圈L^* ₁的输出端与原边侧第二桥臂中点B连接；原边侧谐振电容C^* _f1的一端接入原边侧谐振电感L^* _f1和原边侧补偿电容C^* ₁之间、另一端与原边侧第二桥臂中点B连接。

所述副边侧H桥电路包括4个带反向并联二极管的开关管，分别记为开关管S_s1、开关管S_s2、开关管S_s3和开关管S_s4，其中，开关管S_s1的发射极和开关管S_s2的集电极串联组成副边侧第一桥臂，且开关管S_s1的发射极和开关管S_s2的集电极的接点记为副边侧第一桥臂中点a，开关管S_s3的发射极和开关管S_s4的集电极串联组成副边侧第二桥臂，且开关管S_s3的发射极和开关管S_s4的集电极的接点记为副边侧第二桥臂中点b；所述副边侧第一桥臂、副边侧第二桥臂并联在副边侧直流电源E₂的正负直流母线之间。

所述副边侧补偿网络包括副边侧谐振电感L^* _f2、副边侧谐振电容C^* _f2和副边侧补偿电容C^* ₂；副边侧谐振电感L^* _f2的输入端与副边侧第一桥臂中点a连接，副边侧谐振电感L^* _f2的输出端串联一个副边侧补偿电容C^* ₂后与副边侧接受线圈L^* ₂的输入端连接，副边侧接受线圈L^* ₂的输出端与副边侧第二桥臂中点b连接；副边侧谐振电容C^* _f2的一端接入副边侧谐振电感L^* _f2和副边侧补偿电容C^* ₂之间、另一端与副边侧第二桥臂中点b连接。

所述原边侧发射线圈L^* ₁的输出端与原边侧第二桥臂中点B连接，副边侧接受线圈L^* ₂的输出端与副边侧第二桥臂中点b连接；副边侧接受线圈通过互感M^*接收原边侧发射线圈发射的电磁场，并转化为电能。

图5是本发明优化方法的流程图。由图可见，该优化方法首先将LCC/LCC型双向无线充电系统记为系统，设定系统中所有开关管频率f均相同，记系统运行角频率为ω，ω＝2πf；设定系统死区时间t_d，设定开关管等效输出结电容的容值C_oss。

在本实施例中，C_oss为1nF，t_d为0.5μs。

所述优化方法具体包括以下步骤：

步骤1，原边侧H桥电路控制设计

将开关管S_P1、开关管S_P2、开关管S_P3和开关管S_P4的驱动信号分别记为驱动信号Q_P1、驱动信号Q_P2、驱动信号Q_P3和驱动信号Q_P4；

当系统运行到大于1/4最大输出功率的区域时，驱动信号Q_P1的占空比保持0.5不变，驱动信号Q_P2与驱动信号Q_P1互补导通，驱动信号Q_P4与驱动信号Q_P3互补导通，驱动信号Q_P3上升沿滞后于驱动信号Q_P1上升沿，记该滞后时间为第一滞后时间t_p1，t_p1＝1/f；将开关管S_P3的导通角记为第一导通角α。

步骤2，副边侧H桥电路控制设计

将开关管S_s1、开关管S_s2、开关管S_s3和开关管S_s4的驱动信号分别记为驱动信号Q_s1、驱动信号Q_s2、驱动信号Q_s3和驱动信号Q_s4；

当系统运行到大于1/4最大输出功率的区域时，驱动信号Q_s1的占空比保持0.5不变，驱动信号Q_s2与驱动信号Q_s1互补导通，驱动信号Q_P4与驱动信号Q_P3互补导通，驱动信号Q_s3上升沿滞后于驱动信号Q_s1上升沿，将该滞后时间记为第二滞后时间t_s1，其表达式如下：

其中，β为开关管S_s3的导通角，并记为第二导通角β。

步骤3，第二导通角β的调节

通过一个电流传感器对流过副边侧直流电源E₂的电流进行N次采样，得到N个电流值，对N个电流值求平均值得到流过副边侧直流电源E₂的电流平均值并记为副边侧平均电流I_oavg；利用PI控制器对第二导通角β进行调节，其表达式如下：

β＝K_p(I_oref-I_oavg)+K_i(I_oref-I_oavg)

其中，K_p为电流环比例调节系数，K_i为电流环积分调节系数，I_ordf为副边侧流过E₂的电流指令值。

步骤4，第一导通角α的调节

给出第一导通角α和第二导通角β的关系式，如下：

其中，U₁为原边电压源E₁的电压值，U₂为副边电压源E₂的电压值，G为最优基波电压比。

利用第一导通角α和第二导通角β的关系式进行两个导通角的调整，规则为：若两个导通角中的一个值达到π，则达到π的导通角保持不变，另一个导通角继续变化。

在本实施例中，所述最优基波电压比G的表达式为：

式中，R_L1为原边侧发射线圈L^* ₁的寄生电阻值，R_L2为副边侧接受线圈L^* ₂的寄生电阻值，R_Lf1为原边侧谐振电感L^* _f1的寄生电阻值，R_Lf2为副边侧谐振电感L^* _f2的寄生电阻值，C_f1为原边侧谐振电容C^* _f1的电容容值，C_f2为副边侧谐振电容C^* _f2的电容容值。

步骤5，驱动信号Q_p1与驱动信号Q_s1相位差的调节

步骤5.1，求解实现软开关时的最优原边基波电压外移相偏差值Δθ₁和最优副边基波电压外移相偏差值Δθ₂，其计算式分别为：

其中，I_t1为驱动信号Q_P1上升沿时刻的最小电流设定值，I_t2为驱动信号Q_s1下降沿时刻的最小电流设定值，A₁为原边基波电压幅值比，A₂为副边基波电压幅值比，为原边基波电压滞后驱动信号Q_P1的角度，/>为副边基波电压滞后驱动信号Q_S1的角度，L₁为原边侧发射线圈L^* ₁的电感值，L₂为副边侧接受线圈L^* ₂的电感值，L_f1为原边侧谐振电感L^* _f1的电感值，L_f2为副边侧谐振电感L^* _f2的电感值，C₁为原边侧补偿电容C^* ₁的电容值，C₂为副边侧补偿电容C^* ₂的电容值，M为互感M^*的互感值，其中，L_f1、L₁、C_f1、C₁满足关系式：

L_f2、L₂、C_f2、C₂满足关系式：

在本实施例中，所述驱动信号Q_P1上升沿时刻的最小电流设定值I_t1，驱动信号Q_s1下降沿时刻的最小电流设定值I_t2的计算式分别为：

在本实施例中，所述原边基波电压幅值比A₁，副边基波电压幅值比A₂的计算式分别为：

在本实施例中，所述原边基波电压滞后驱动信号Q_P1的角度副边基波电压滞后驱动信号Q_S1的角度/>的计算式分别为：

步骤5.2，引入系统最优基波电压外移相偏差值Δθ*，其表达式为：

Δθ^*＝max{Δθ₁，Δθ₂，0°}

计算得到驱动信号Q_S1上升沿滞后于驱动信号Q_P1上升沿的最优相位ε^*，

为了验证所提优化方法在中高功率段的效率优化能力，本发明搭建了双向LCC/LCC无线充电系统样机。原边侧发射线圈与副边侧接受线圈均采用高频利兹线绕制成DD型结构，两者之间垂直距离为150mm。原边电压源E₁的电压U₁为350V，副边电压源E₂的电压U₂为450V，当原边侧发射线圈与副边侧接受线圈位置完全对准时，耦合系数为0.17。本发明是对系统在中高功率段的运行效率进行优化。实验条件设定为：开关管等效输出结电容的容值C_oss为1nF，死区时间t_d为0.5μs。

图2是本发明实施例中原边侧直流电源E₁的电压U₁仿真波形图，其中最大正电压为350V，最大负电压为-350V；图3是本发明实施例中副边侧直流电源E₂的电压U₂仿真波形图，其中最大正电压为450V，最大负电压为-450V。图2及图3说明了通过该优化方法可以通过改变基波电压幅值进而改变输出功率，在输出功率下降的过程中，该优化方法所需的基波外移相偏差值较小，效率较高。

图4是本发明优化方法与对称三移相调制策略在中高功率段的效率对比图，该图将本发明优化方法与对称三移相调制策略在1.1KW至3.3KW之间做了效率对比，由图4可以看出，该方法相对于对称三移相调制策略在中高功率段效率均有所提高。图5为本发明涉及方法的流程图，通过对第一导通角、第二导通角以及原副边驱动信号的相位差的调整实现了系统效率的优化。

Claims (1)

1.一种LCC/LCC型双向无线充电系统效率的优化方法，所述LCC/LCC型双向无线充电系统包括原边侧直流电源E₁、副边侧直流电源E₂和双向无线充电模块；所述双向无线充电模块包括原边侧滤波电容C₁₀、原边侧H桥电路、原边侧补偿网络、原边侧发射线圈L^* ₁、副边侧接受线圈L^* ₂、副边侧补偿网络、副边侧H桥电路、副边侧滤波电容C₂₀；所述原边侧滤波电容C₁₀与原边侧直流电源E₁的正负母线并联，所述副边侧滤波电容C₂₀与副边侧直流电源E₂的正负母线并联；

所述原边侧H桥电路包括4个带反向并联二极管的开关管，分别记为开关管S_P1、开关管S_P2、开关管S_P3和开关管S_P4，其中，开关管S_P1的发射极和开关管S_P2的集电极串联组成原边侧第一桥臂，且开关管S_P1的发射极和开关管S_P2的集电极的接点记为原边侧第一桥臂中点A，开关管S_P3的发射极和开关管S_P4的集电极串联组成原边侧第二桥臂，且开关管S_P3的发射极和开关管S_P4的集电极的接点记为原边侧第二桥臂中点B；所述原边侧第一桥臂、原边侧第二桥臂并联在原边侧直流电源E₁的正负直流母线之间；

所述原边侧补偿网络包括原边侧谐振电感L^* _f1、原边侧谐振电容C^* _f1和原边侧补偿电容C^* ₁；原边侧谐振电感L^* _f1的输入端与原边侧第一桥臂中点A连接，原边侧谐振电感L^* _f1的输出端串联原边侧补偿电容C^* ₁后与原边侧发射线圈L^* ₁的输入端连接，原边侧发射线圈L^* ₁的输出端与原边侧第二桥臂中点B连接；原边侧谐振电容C^* _f1的一端接入原边侧谐振电感L^* _f1和原边侧补偿电容C^* ₁之间、另一端与原边侧第二桥臂中点B连接；

所述副边侧H桥电路包括4个带反向并联二极管的开关管，分别记为开关管S_s1、开关管S_s2、开关管S_s3和开关管S_s4，其中，开关管S_s1的发射极和开关管S_s2的集电极串联组成副边侧第一桥臂，且开关管S_S1的发射极和开关管S_s2的集电极的接点记为副边侧第一桥臂中点a，开关管S_s3的发射极和开关管S_s4的集电极串联组成副边侧第二桥臂，且开关管S_s3的发射极和开关管S_s4的集电极的接点记为副边侧第二桥臂中点b；所述副边侧第一桥臂、副边侧第二桥臂并联在副边侧直流电源E₂的正负直流母线之间；

所述副边侧补偿网络包括副边侧谐振电感L^* _f2、副边侧谐振电容C^* _f2和副边侧补偿电容C^* ₂；副边侧谐振电感L^* _f2的输入端与副边侧第一桥臂中点a连接，副边侧谐振电感L^* _f2的输出端串联一个副边侧补偿电容C^* ₂后与副边侧接受线圈L^* ₂的输入端连接，副边侧接受线圈L^* ₂的输出端与副边侧第二桥臂中点b连接；副边侧谐振电容C^* _f2的一端接入副边侧谐振电感L^* _f2和副边侧补偿电容C^* ₂之间、另一端与副边侧第二桥臂中点b连接；

所述原边侧发射线圈L^* ₁的输出端与原边侧第二桥臂中点B连接，副边侧接受线圈L^* ₂的输出端与副边侧第二桥臂中点b连接；副边侧接受线圈L^* ₂通过互感M^*接收原边侧发射线圈L^* ₁发射的电磁场，并转化为电能；

其特征在于，将LCC/LCC型双向无线充电系统记为系统，设定系统中所有开关管频率f均相同，记系统运行角频率为ω，ω＝2πf；设定系统死区时间t_d，设定开关管等效输出结电容的容值C_oss；所述优化方法包括以下步骤：

步骤1，原边侧H桥电路控制设计

将开关管S_P1、开关管S_P2、开关管S_P3和开关管S_P4的驱动信号分别记为驱动信号Q_P1、驱动信号Q_P2、驱动信号Q_P3和驱动信号Q_P4；

当系统运行到大于1/4最大输出功率的区域时，驱动信号Q_P1的占空比保持0.5不变，驱动信号Q_P2与驱动信号Q_P1互补导通，驱动信号Q_P4与驱动信号Q_P3互补导通，驱动信号Q_P3上升沿滞后于驱动信号Q_P1上升沿，记该滞后时间为第一滞后时间t_p1，t_p1＝1/f；将开关管S_P3的导通角记为第一导通角α；

步骤2，副边侧H桥电路控制设计

将开关管S_s1、开关管S_s2、开关管S_s3和开关管S_s4的驱动信号分别记为驱动信号Q_s1、驱动信号Q_s2、驱动信号Q_s3和驱动信号Q_s4；

当系统运行到大于1/4最大输出功率的区域时，驱动信号Q_s1的占空比保持0.5不变，驱动信号Q_s2与驱动信号Q_s1互补导通，驱动信号Q_P4与驱动信号Q_P3互补导通，驱动信号Q_s3上升沿滞后于驱动信号Q_s1上升沿，将该滞后时间记为第二滞后时间t_s1，其表达式如下：

其中，β为开关管S_s3的导通角，并记为第二导通角β；

步骤3，第二导通角β的调节

通过一个电流传感器对流过副边侧直流电源E₂的电流进行N次采样，得到N个电流值，对N个电流值求平均值得到流过副边侧直流电源E₂的电流平均值并记为副边侧平均电流I_oavg；利用PI控制器对第二导通角β进行调节，其表达式如下：

β＝K_p(I_oref-I_oavg)+K_i(I_oref-I_oavg)

其中，K_p为电流环比例调节系数，K_i为电流环积分调节系数，I_oref为副边侧流过E₂的电流指令值；

步骤4，第一导通角α的调节

给出第一导通角α和第二导通角β的关系式，如下：

其中，U₁为原边侧直流电源E₁的电压值，U₂为副边侧直流电源E₂的电压值，G为最优基波电压比；

利用第一导通角α和第二导通角β的关系式进行两个导通角的调整，规则为：若两个导通角中的一个值达到π，则达到π的导通角保持不变，另一个导通角继续增加以达到指定输出功率要求，最大值为π；

所述最优基波电压比G的表达式为：

式中，R_L1为原边侧发射线圈L^* ₁的寄生电阻值，R_L2为副边侧接受线圈L^* ₂的寄生电阻值，R_Lf1为原边侧谐振电感L^* _f1的寄生电阻值，R_Lf2为副边侧谐振电感L^* _f2的寄生电阻值，C_f1为原边侧谐振电容C^* _f1的电容容值，C_f2为副边侧谐振电容C^* _f2的电容容值；

步骤5，驱动信号Q_p1与驱动信号Q_s1相位差的调节

步骤5.1，求解实现软开关时的最优原边基波电压外移相偏差值Δθ₁和最优副边基波电压外移相偏差值Δθ₂，其计算式分别为：

其中，I_t1为驱动信号Q_P1上升沿时刻的最小电流设定值，I_t2为驱动信号Q_s1下降沿时刻的最小电流设定值，A₁为原边基波电压幅值比，A₂为副边基波电压幅值比，为原边基波电压滞后驱动信号Q_P1的角度，/>为副边基波电压滞后驱动信号Q_s1的角度，L₁为原边侧发射线圈L^* ₁的电感值，L₂为副边侧接受线圈L^* ₂的电感值，L_f1为原边侧谐振电感L^* _f1的电感值，L_f2为副边侧谐振电感L^* _f2的电感值，C₁为原边侧补偿电容C^* ₁的电容值，C₂为副边侧补偿电容C^* ₂的电容值，M为互感M^*的互感值，其中，L_f1、L₁、C_f1、C₁满足关系式：

L_f2、L₂、C_f2、C₂满足关系式：

所述驱动信号Q_P1上升沿时刻的最小电流设定值I_t1，驱动信号Q_s1下降沿时刻的最小电流设定值I_t2的计算式分别为：

所述原边基波电压幅值比A₁，副边基波电压幅值比A₂的计算式分别为：

所述原边基波电压滞后驱动信号Q_P1的角度副边基波电压滞后驱动信号Q_s1的角度的计算式分别为：

步骤5.2，引入系统最优基波电压外移相偏差值Δθ^*，其表达式为：

Δθ^*＝max{Δθ₁，Δθ₂，0°}

计算得到驱动信号Q_s1上升沿滞后于驱动信号Q_P1上升沿的最优相位ε，