CN113595256B - 一种基于混合调制技术提升ss结构wpt系统轻载效率的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于混合调制技术提升SS结构WPT系统轻载效率的方法，属于无线充电技术领域，解决了三移相控制技术中随输出功率的降低，软开关实现需要的无功功率增大，在轻载的条件下，系统无功增大，交流侧电流幅值增大，导致线路损耗增大，降低系统能量传输效率的问题。本发明包括：步骤1.建立基于混合调制技术的WPT系统基波等效模型；步骤2.分析逆变器、整流器软开关和系统最优效率实现条件；步骤3.针对实际系统需求设计系统不同模式下的功率范围以及功率切换点；步骤4.设计实现恒压输出、软开关、最大效率跟踪以及系统最优模式切换的控制策略。本发明实现了宽负载范围的恒定直流电压输出、最大效率跟踪以及逆变器和整流器所有开关管软开关。

Description

一种基于混合调制技术提升SS结构WPT系统轻载效率的方法
技术领域
本发明属于无线充电技术领域，具体涉及一种利用混合调制方式实现串联谐振型无线供电系统切换不同工作模式的方法。
背景技术
无线电能传输(Wireless Power Transfer，WPT)技术借助空间中的能量载体(如电场、磁场、微波、电磁波等)，将电能由电源侧传递到负载侧。其中，感应式WPT技术作为一种安全、可靠的非接触式供电技术，可解决传统有线电能传输设备的诸多缺陷，避免了传统拔插系统存在的接触火花，漏电等安全问题，并使人类应用电能的方式更加灵活。目前，该技术已被广泛应用于人体植入医疗设备，感应式加热器，电动车以及手机等移动设备的无线充电平台。
感应式WPT系统包括能量发射端和能量接收端两部分：发射端包括高频逆变器、发射端谐振补偿网络和发射线圈，高频逆变器将直流电变为高频交流电，高频交流电流经过谐振补偿网络，在发射线圈中产生高频交流磁场；接收端包括接收线圈、接收端谐振补偿网络和高频整流器，接收线圈感应到发射线圈产生的高频磁场后，经过接收端谐振补偿网络，向高频整流器输出高频交流电，高频整流器则将交流电变为直流电，向负荷提供电能，实现电能从发射端到接收端的无线传输。
在目前的感应式WPT系统中，为实现系统恒定电压或恒定电流输出以及最大效率跟踪，传统的方法需要在直流侧添加DC/DC变换器，在不同的负载条件下对系统输出进行动态调节。然而，添加DC/DC变流器会极大地增加WPT系统的体积、重量和成本，限制WPT系统的适用性。为了在不使用额外的DC/DC变换器情况下，发射端逆变器和接收端通常采用移相控制技术，以在各种工作条件下实现二次侧稳定的输出电压。为降低开关管硬开关损耗，进一步提高系统功率，在双边移相控制的基础上，又引入一外部移相角实现整流器和逆变器的软开关，即三移相控制技术。但是采用这种方法，随着输出功率的降低，软开关实现需要的无功功率增大，在轻载的条件下，系统无功增大，交流侧电流幅值增大，导致线路损耗增大，降低系统能量传输效率。
发明内容
本发明的目的在于：
本发明的目的是提供一种基于混合调制技术提升SS结构WPT系统轻载效率的方法，该方法能在不引入额外的DC/DC变换器的情况下，通过移相控制的方法对系统输出电压进行动态调节并实现最大效率跟踪和所有开关管软开关，同时通过改变调制方式使得逆变器和整流器在全桥和半桥模式切换，实现轻载条件下，移相角的增大，进而减少实现软开关需要的无功，最终降低系统交流侧电流大小，降低损耗，提升系统能量传输效率。
本发明采用的技术方案如下：
一种基于混合调制技术提升SS结构WPT系统轻载效率的方法，包括如下步骤：
步骤1.建立基于混合调制技术的WPT系统基波等效模型；
步骤2.分析逆变器、整流器软开关和系统最优效率实现条件；
步骤3.针对实际系统需求设计系统不同模式下的功率范围以及功率切换点；
步骤4.设计实现恒压输出、软开关、最大效率跟踪以及系统最优模式切换的控制策略。
进一步地，WPT系统包括发射端和接收端，所述发射端包括直流输入电源，其直流输入电压为Uin，所述直流输入电源电连接有全桥逆变器，全桥逆变器包含四个MOS管S1、S2、S3和S4，vgs1-vgs4分别对应其门极信号，所述全桥逆变器电连接有发射线圈LP，所述发射线圈串联谐振电容Cp，发射线圈LP与接收端的接收线圈LS磁耦合，其互感为M，所述接收线圈串联谐振电容Cs，所述接收端还包括与接收线圈电连接的全桥整流器，全桥整流器包含四个MOS管S5、S6、S7和S8，vgs5-vgs8分别对应其门极信号，所述整流器与负载电阻RL电连接，发射线圈与接收线圈的寄生电阻分别为RP和RS。
进一步地，所述步骤3中设计系统不同模式下的功率范围以及功率切换点步骤如下：
为了补偿发射线圈和接收线圈的自感，CP和CS应该满足下式：
Figure BDA0003186617160000021
其中，ω＝2πf为系统的工作角频率，f是系统的工作频率。
逆变器和整流器由混合调制控制，开关频率为ω。
当逆变器工作在全桥模式时，门级驱动信号的占空比为50％，vgs1和vgs4(vgs2和vgs3)之间的相位差产生正向方波电压u1和导通角α；当逆变器工作在半桥模式时，门极信号vgs3置低，使得开关管S3处于断开状态，门极信号vgs4置高，使得开关管S4处于闭合状态，驱动信号vgs1和vgs3互补且占空比可调，最终半桥模式下产生电压脉冲宽度为α的方波电压u1，两种模式下的逆变器输出电压脉冲宽度均定义为α。
当整流器工作在全桥模式时，门级驱动信号的占空比为50％，vgs5和vgs8(vgs6和vgs7)之间的相位差产生正向方波电压u2和导通角β；当逆变器工作在半桥模式时，门极信号vgs7置低，使得开关管S7处于断开状态，门极信号vgs8置高，使得开关管S8处于闭合状态，驱动信号vgs5和vgs7互补且占空比可调，最终半桥模式下产生电压脉冲宽度为β的方波电压u2，两种模式下的逆变器输出电压脉冲宽度均定义为β。
up是u1的基波分量，uS是u2的基波分量，ip和iS分别是发射线圈和接收线圈的电流，定义门极信号vgs5相位超前vgs1角度为θ，即uS相位超前uP相位角度为θ。
根据基本谐波近似方法分析，逆变器的输入电压up幅值和整流器的输入电压us幅值可以表示为：
Figure BDA0003186617160000031
Figure BDA0003186617160000032
其中，KP、KS定义为逆变器和整流器在不同模式下的输出电压系数。由上式(2)可知，可以在不同模式下调整α使UP在负载变化时满足输出电压的要求。
忽略线圈寄生电阻后，根据基尔霍夫电压定律和互感耦合模型可以得到下式：
Figure BDA0003186617160000033
Figure BDA0003186617160000034
其中
Figure BDA0003186617160000035
为逆变器输出侧电压与电流相位差，
Figure BDA0003186617160000036
为整流器输入侧电压与电流相位差。
为使得逆变器和整流器所有开关管都满足软开关条件，得到如下条件；
Figure BDA0003186617160000037
将式(4)代入(5)可以确定角度θ：
θ＝min{α,β} (6)
根据上述分析，可以通过调整θ满足式(6)，从而实现逆变器和整流器同时实现软开关。
根据电路传输效率公式：
Figure BDA0003186617160000038
Figure BDA0003186617160000039
其中
Figure BDA0003186617160000041
根据(7)可得最大效率对应得T值：
Figure BDA0003186617160000042
由以上分析可知，可以在不同模式下调整α和β使其满足上式(8)关系，即可在负载变化时跟踪系统最大效率。
此时对应的系统接收侧交流等效阻抗为：
Figure BDA0003186617160000043
整流器在不同模式下的等效交流阻抗为：
Figure BDA0003186617160000044
根据实际系统电压增益，即可联立(6)、(8)、(9)和(10)得到各个模式下功率范围，以典型的降压系统为例，得到如下各模式功率范围：
Figure BDA0003186617160000045
对于在同一功率点的不同模式选择，基于最小无功功率原则，确定各工作模式优先级如下：
半桥逆变-半桥整流>半桥逆变-全桥整流/全桥逆变-半桥整流>全桥逆变-全桥整流(12)
由式(11)和(12)即可确定系统每个功率点对应的最优工作模式。
进一步地，在步骤4中，在接收端采集系统直流输出电压Uout和直流输出电流Iout，计算出此时的输出功率，用于判断此时系统的最优工作模式；并将信息通过射频通讯发送至发射端，调整逆变器的工作模式，将实时输出电压送入PI控制器，用于调整逆变器的移相角α，获得恒定电压输出；在确定角度α后可依次计算得到β和θ，并将信息发送至接收端，调整整流器移相角β。实现系统的最大效率跟踪控制和逆变器、整流器的软开关控制。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1、本发明利用混合调制技术，使得系统实现四种工作模式，并根据功率范围对四个模式的工作范围做了具体且详细的划分，对系统任一功率点的最优工作模式进行选择，实现了宽负载范围的恒定直流电压输出、最大效率跟踪以及逆变器和整流器所有开关管的零电压开通(软开关)，并有效降低了系统轻载下的无功功率和线路损耗，提升了系统能量传输效率。
2、本发明的方法能在不引入额外的DC/DC变换器的情况下，通过移相控制的方法对系统输出电压进行动态调节并实现最大效率跟踪和所有开关管软开关，同时通过改变调制方式使得逆变器和整流器在全桥和半桥模式切换，实现轻载条件下，移相角的增大，进而减少实现软开关需要的无功，最终降低系统交流侧电流大小，降低损耗，提升系统能量传输效率。
3、通过对多控制目标的闭环控制，实现了负载变化条件下系统的稳定输出，控制系统简单，动态性能优良。
附图说明
图1为磁耦合谐振网络为S-S拓扑结构的WPT系统拓扑图；
图2为WPT系统交流侧电压电流波形图；
图3为全桥模式下的门级驱动信号图；
图4为半桥模式下的门级驱动信号图；
图5为系统四种工作模式示意图；
图6为本发明提出的基于混合调制方法的WPT系统控制图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明为一种基于混合调制技术提升SS结构WPT系统轻载效率的方法，包括如下步骤：
步骤1.建立基于混合调制技术的WPT系统基波等效模型；
步骤2.分析逆变器、整流器软开关和系统最优效率实现条件；
步骤3.针对实际系统需求设计系统不同模式下的功率范围以及功率切换点；
步骤4.设计实现恒压输出、软开关、最大效率跟踪以及系统最优模式切换的控制策略。
实施例1
如图1所示，WPT系统包括发射端和接收端，所述发射端包括直流输入电源，其直流输入电压为Uin，所述直流输入电源电连接有全桥逆变器，全桥逆变器包含四个MOS管S1、S2、S3和S4，vgs1-vgs4分别对应其门极信号，所述全桥逆变器电连接有发射线圈LP，所述发射线圈串联谐振电容Cp，发射线圈LP与接收端的接收线圈LS磁耦合，其互感为M，所述接收线圈串联谐振电容Cs，所述接收端还包括与接收线圈电连接的全桥整流器，全桥整流器包含四个MOS管S5、S6、S7和S8，vgs5-vgs8分别对应其门极信号，所述整流器与负载电阻RL电连接，发射线圈与接收线圈的寄生电阻分别为RP和RS。
实施例2
通过改变调制方式即可切换系统工作模式，如图3所示，当逆变器工作在全桥模式时，门级驱动信号的占空比为50％，vgs1和vgs4(vgs2和vgs3)之间的相位差产生正向方波电压u1和导通角α；如图4所示，当逆变器工作在半桥模式时，门极信号vgs3置低，使得开关管S3处于断开状态，门极信号vgs4置高，使得开关管S4处于闭合状态，驱动信号vgs1和vgs3互补且占空比可调，最终半桥模式下产生电压脉冲宽度为α的方波电压u1，两种模式下的逆变器输出电压脉冲宽度均定义为α。
当整流器工作在全桥模式时，门级驱动信号的占空比为50％，vgs5和vgs8(vgs6和vgs7)之间的相位差产生正向方波电压u2和导通角β；当逆变器工作在半桥模式时，门极信号vgs7置低，使得开关管S7处于断开状态，门极信号vgs8置高，使得开关管S8处于闭合状态，驱动信号vgs5和vgs7互补且占空比可调，最终半桥模式下产生电压脉冲宽度为β的方波电压u2，两种模式下的逆变器输出电压脉冲宽度均定义为β。
实施例3
通过调整开关管的驱动信号，即混合调制方法下，系统能够工作在如图5所示四种不同模式。
实施例4
控制图如图6所示，在接收端采集系统直流输出电压Uout和直流输出电流Iout，计算出此时的输出功率，用于判断此时系统的最优工作模式；并将信息通过射频通讯发送至发射端，调整逆变器的工作模式，将实时输出电压送入PI控制器，用于调整逆变器的移相角α，获得恒定电压输出；在确定角度α后可依次通过公式I:
Figure BDA0003186617160000061
II:θ＝min{α,β}计算得到β和θ，并将信息发送至接收端，调整整流器移相角β，实现系统的最大效率跟踪控制和逆变器、整流器的软开关控制。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种基于混合调制技术提升SS结构WPT系统轻载效率的方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1.建立基于混合调制技术的WPT系统基波等效模型；
所述步骤1中等效模型建立的步骤如下：
步骤1.1对SS结构的WPT系统分析得到如下关系：
Figure FDA0004171964090000011
其中θ为输入侧交流电压与输出侧交流电压相位差，
Figure FDA0004171964090000012
为逆变器输出侧电压与电流相位差，
Figure FDA0004171964090000013
为整流器输入侧电压与电流相位差；
步骤1.2根据不同调制方式，逆变器可以工作在全桥和半桥两种模式，当MOS管以正常PWM驱动时，逆变器工作在全桥模式，当MOS管S3处于断开，S4处于导通状态时，逆变器工作在半桥状态，逆变器输出交流电压基波有效值为：
Figure FDA0004171964090000014
其中Uin为逆变器的输入电压，α为逆变器交流侧电压脉宽；
步骤1.3根据不同调制方式，整流器可以工作在全桥和半桥两种模式，当MOS管以正常PWM驱动时，逆变器工作在全桥模式，当MOS管S7处于断开，S8处于导通状态时，整流器工作在半桥状态，整流器输入侧交流电压基波有效值为：
Figure FDA0004171964090000015
其中Uout为整流器的输出电压，β为整流器交流侧电压脉宽；
步骤1.4根据系统负载RL，计算整流器交流输入侧等效负载Req：
Figure FDA0004171964090000016
其中，RL为负载电阻；
步骤2.分析逆变器、整流器软开关和系统最优效率实现条件；
所述步骤2中分析条件如下：
为保证逆变器和整流器同时实现软开关，须满足以下条件：
θ＝min{α/2,β/2}；
为保证系统实现最大效率跟踪，需满足以下条件：
Figure FDA0004171964090000021
在满足最大效率跟踪条件后，系统接收侧交流等效阻抗为：
Figure FDA0004171964090000022
其中，M为发射线圈LP与接收端的接收线圈LS的互感；RP和RS分别为发射线圈LP与接收线圈LS的寄生电阻；
步骤3.针对实际系统需求设计系统不同模式下的功率范围以及功率切换点；
所述步骤3中设计方法步骤如下：
步骤3.1根据步骤2中计算得到的系统最大效率实现条件，由已知直流侧电压关系确定各系统工作模式下的α和β大小关系，根据逆变器和整流器实现软开关条件确定θ，将步骤1.4中计算的等效负载关系与步骤2中的满足最大效率条件后的等效负载联立，得到各模式下功率范围：
Figure FDA0004171964090000023
步骤3.2根据最小无功功率原则，当满足同一功率条件下有多个工作模式时，确定各工作模式优先级如下：
半桥逆变-半桥整流>半桥逆变-全桥整流/全桥逆变-半桥整流>全桥逆变-全桥整流；
步骤4.设计实现恒压输出、软开关、最大效率跟踪以及系统最优模式切换的控制策略。
2.根据权利要求1所述的一种基于混合调制技术提升SS结构WPT系统轻载效率的方法，其特征在于，所述WPT系统包括发射端和接收端，所述发射端包括直流输入电源，所述直流输入电源电连接有全桥逆变器，全桥逆变器包含四个MOS管S1、S2、S3和S4，vgs1-vgs4分别对应其门极信号，所述全桥逆变器电连接有发射线圈LP，所述发射线圈串联谐振电容Cp，发射线圈LP与接收端的接收线圈LS磁耦合，所述接收线圈串联谐振电容Cs，所述接收端还包括与接收线圈电连接的全桥整流器，全桥整流器包含四个MOS管S5、S6、S7和S8，vgs5-vgs8分别对应其门极信号，所述整流器与负载电阻RL电连接。
3.根据权利要求1所述的一种基于混合调制技术提升SS结构WPT系统轻载效率的方法，其特征在于，所述步骤4中实现恒压输出、软开关、最大效率跟踪以及系统最优模式切换的控制策略步骤如下：
步骤4.1在接收端采集系统直流输出电压Uout和直流输出电流Iout，计算出此时的输出功率，判断此时系统的最优工作模式；并将信息通过射频通讯发送至发射端，调整逆变器的工作模式，将实时输出电压送入PI控制器，用于调整逆变器的移相角α，获得恒定电压输出；
步骤4.2根据步骤2中公式，在确定角度α后依次计算得到β和θ，并将信息发送至接收端，调整整流器移相角β，实现系统的最大效率跟踪控制和逆变器、整流器的软开关控制。
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