CN114598045B - 基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率wpt系统 - Google Patents

基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率wpt系统 Download PDF

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Abstract

本发明涉及无线供电技术领域，具体公开了一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，该系统在全桥模式和零模式之间插入一个半桥模式，使得高频逆变器和高频整流器都可以工作在全桥‑半桥模式和半桥‑零模式以适应不同的功率等级，然后分析了不同模式下输出功率切换点，揭示了系统在不同功率段的效率提升机制，从而可以针对不同的功率等级进行有效地调节，使系统在能量传输过程中始终工作在高效状态，同时又可以减小系统的输出电压纹波，提高了系统的工作性能。本发明不需要额外的DC/DC转换器，可以实现逆变器和有源整流器软开关、阻抗匹配、恒压输出及宽负载范围效率提升。

Description

基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统
技术领域
本发明涉及无线供电(Wireless Power Transfer,WPT)技术领域，尤其涉及一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统。
背景技术
无线供电技术是一种不需要物理直接接触就能将电能由电源侧传递到负载侧的新兴技术。其中，感应式WPT技术作为一种安全、可靠的非接触式供电技术，可解决传统有线电能传输设备的诸多缺陷，避免了传统拔插式系统存在的接触火花，漏电等安全问题，并使人类应用电能的方式更加灵活。目前，该技术已被广泛应用于人体植入医疗设备，感应式加热器，电动车以及手机等移动设备的无线充电平台。
感应式WPT系统包括能量发射端(通常也称为原边)和能量接收端(通常也称为副边)两部分：发射端包括高频逆变器、发射端谐振补偿网络和发射线圈，高频逆变器将直流电变为高频交流电，高频交流电流经过发射端谐振补偿网络，在发射线圈中产生高频交流磁场；接收端包括接收线圈、接收端谐振补偿网络和高频整流器，接收线圈感应到发射线圈产生的高频磁场后，经过接收端谐振补偿网络，向高频整流器输出高频交流电，高频整流器则将交流电变为直流电，向负载提供电能，实现电能从发射端到接收端的无线传输。
在目前的感应式WPT系统中，为实现系统恒定电压输出和系统高效率工作，传统的方法是在原副边添加DC/DC变换器，以适应不同负载下的恒压输出调节和最大效率跟踪。然而，添加DC/DC变流器会极大地增加WPT系统的体积、重量和成本，限制WPT系统的适用性。为了在不使用额外的DC/DC变换器的情况下，副边采用有源逆变器，从而实现双边移相控制进行调节，但是采用这种方法，很难实现逆变器和高频整流器软开关，特别是在轻载的条件下，导致逆变器开关损耗增大，降低系统能量传输效率。为了在恒压输出和高效率工作的同时实现软开关，通常采用三移相控制进行调节，但是采用这种调节技术，会引入无功功率，尤其是在轻载条件下，引入的无功功率往往很大，影响系统的高效工作。为了减小系统无功功率，采用传统OOK调制，提供了一种新的方法，但这种方法不能实现宽负载下的恒压输出，以及系统输出电压纹波较大。
发明内容
本发明提供一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，解决的技术问题在于：如何在不引入额外的DC/DC变换器、不引入较大无功功率的情况下，实现针对不同的功率等级进行有效地调节，使系统在能量传输过程中始终工作在高效状态，同时又可以减小系统的输出电压纹波，提高系统的工作性能。
为解决以上技术问题，本发明提供一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，该系统包括能量发射端和能量接收端，所述能量发射端包括顺序连接的直流电源、高频逆变器、发射端谐振补偿网络和发射线圈，所述能量接收端包括顺序连接的接收线圈、接收端谐振补偿网络、高频整流器、滤波电容和负载，所述高频逆变器由四个MOSFET S1、S2、S3和S4连接而成，所述高频整流器由四个MOSFET S5、S6、S7和S8连接成与所述高频逆变器相同结构，其关键在于，该系统还包括连接所述高频逆变器的原边门极驱动器，以及连接所述高频整流器的副边门极驱动器；所述原边门极驱动器用于以全桥占空比D1控制所述高频逆变器工作于全桥-半桥模式即FH模式，或者以半桥占空比D2控制所述高频逆变器工作于半桥-零模式即HZ模式；所述副边门极驱动器用于以全桥占空比D3控制所述高频整流器工作于全桥-半桥模式即FH模式，或者以半桥占空比D4控制所述高频整流器工作于半桥-零模式即HZ模式。
优选的，当系统工作在某一负载时，通过下式实现阻抗最优调节：
Figure BDA0003565772090000031
其中，RL表示负载电阻值，Req-opt表示高频整流器的交流输入侧的最优等效负载，Req-opt由系统的工作角频率ω、发射线圈与接收线圈之间的互感M、发射线圈的寄生电阻R1、接收线圈的寄生电阻R2共同决定。
优选的，
Figure BDA0003565772090000032
优选的，对于某一给定直流电源Uin和恒定输出电压Uo，根据功率需求对所述高频逆变器和所述高频整流器的组合工作模式进行切换，各个组合工作模式之间的功率切换点如下式：
Figure BDA0003565772090000033
其中，组合工作模式FH-FH表示所述高频逆变器和所述高频整流器均工作于FH模式，组合工作模式HZ-FH表示所述高频逆变器和所述高频整流器分别工作于HZ模式和FH模式，组合工作模式FH-HZ表示所述高频逆变器和所述高频整流器分别工作于FH模式和HZ模式，组合工作模式HZ-HZ表示所述高频逆变器和所述高频整流器分别工作于HZ模式和HZ模式，
Figure BDA0003565772090000034
表示系统的直流电压增益，Po表示系统输出功率。
优选的，该系统还包括补偿器，所述补偿器用于根据能量发射端的最小电压电流相位差αmin或能量接收端的最小电压电流相位差βmin，通过所述副边门极驱动器对所述高频整流器补偿一个无功角θ。
优选的，无功角θ＝min{αmin,βmin}，θ还满足关系θ＝90-δ，δ表示所述高频逆变器和所述高频整流器之间的相位差。
优选的，能量发射端的最小电压电流相位差
Figure BDA0003565772090000041
Coss_1、Coss_2、Coss_3、Coss_4分别表示充电过程中MOSFET S1、S2、S3和S4的等效开关输出电容，Ts＝1/fs，fs为系统工作频率，I1_HZ为发射回路工作在HZ模式下的电流。
优选的，能量接收端的最小电压电流相位差
Figure BDA0003565772090000042
Coss_5、Coss_6、Coss_7、Coss_8分别表示充电过程中MOSFET S5、S6、S7和S8的等效开关输出电容，I2_HZ为接收回路工作在HZ模式下的电流。
本发明提供的一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，在全桥模式和零模式之间插入一个半桥模式，使得高频逆变器和高频整流器都可以工作在全桥-半桥模式和半桥-零模式以适应不同的功率等级，然后分析了不同模式下输出功率切换点，揭示了系统在不同功率段的效率提升机制，从而可以针对不同的功率等级进行有效地调节，使系统在能量传输过程中始终工作在高效状态，同时又可以减小系统的输出电压纹波，提高了系统的工作性能。本发明不需要额外的DC/DC转换器，可以实现逆变器和有源整流器软开关、阻抗匹配、恒压输出及宽负载范围效率提升，具体来说，与传统双边移相控制相比，能够实现软开关；与传统三移相控制相比，引入的无功功率更小；与传统OOK调制相比，输出电压纹波更小。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统的拓扑图；
图2是本发明实施例提供的高频逆变器和高频整流器分别工作在全桥-半桥模式和半桥-零模式的电路状态图；
图3是本发明实施例提供的OOK调制和MOOK调制在不同逆变器输出功率下的电压脉冲波形图；
图4是本发明实施例提供的图1的等效电路图；
图5是本发明实施例提供的软开关实现示例图；
图6是本发明实施例提供的占空比D3、D4各为50％时，整流器工作在FH模式和HZ模式下的输出电压纹波近似分布图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
为解决现有技术中，采用双边变换器调节技术、移相控制技术和开关键位(On-offkeying,OOK)调制技术实现宽负载范围效率跟踪时，导致系统安装体积增大和成本增加、硬开关、轻载条件下效率低、输出电压纹波大等问题，本发明实施例提供了一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，如图1所示，该系统包括能量发射端和能量接收端，能量发射端包括顺序连接的直流电源(其直流输入电压为Uin)、高频逆变器、发射端谐振补偿网络和发射线圈L1，能量接收端包括顺序连接的接收线圈L2、接收端谐振补偿网络、高频整流器、滤波电容Cd和负载RL，高频逆变器由四个MOSFET S1、S2、S3和S4(vGS1-vGS4分别对应其门极信号)连接而成，高频整流器由四个MOSFET S5、S6、S7和S8(vGS5-vGS8分别对应其门极信号)连接成与高频逆变器相同结构。本例发射端谐振补偿网络采用与发射线圈L1串联的谐振电容C1，接收端谐振补偿网络采用与接收线圈L2串联的谐振电容C2。发射线圈L1与接收端的接收线圈L2磁耦合，其互感为M。Iin、Io分别表示系统输入电流(直流)和输出电流(直流)，i1、i2分别表示高频逆变器的输出电流(交流)和高频整流器的输入电流(交流)。
特别的，该系统还包括连接高频逆变器的原边门极驱动器，以及连接高频整流器的副边门极驱动器。如图2的电路状态图所示，原边门极驱动器用于以全桥占空比D1控制高频逆变器工作于全桥-半桥模式即FH模式如图2中的(a)所示，或者以半桥占空比D2控制高频逆变器工作于半桥-零模式即HZ模式如图2中的(b)所示；副边门极驱动器用于以全桥占空比D3控制高频整流器工作于全桥-半桥模式即FH模式如图2中的(c)所示，或者以半桥占空比D4控制高频整流器工作于半桥-零模式即HZ模式如图2中的(d)所示。
以下逆变器均指高频逆变器，整流器均指高频整流器。本例将本系统的改进型双边开关键位调制称为改进型开关键位(Modified on-off keying,MOOK)调制。
为了更好地理解MOOK调制，图3比较了OOK调制和MOOK调制在不同逆变器输出功率下的电压脉冲波形，可以发现图3左侧采用OOK调制，逆变器输出电压波形的脉冲随着输出功率的减小而减小，而且输出电压是由全桥到零脉动，这就会导致较低的调制精度和较大的电压纹波。为了改善由上述问题所影响的系统性能，本例在全桥和零之间加入一个半桥，如图3右侧所示，可以发现，由于在全桥和零加入一个半桥，相同输出功率等级下，输出电压脉冲更多，电压脉动更小。例如，当输出功率为最大功率的80％时，逆变器工作在FH模式，此时一个周期内全是电压脉冲，调制精度更高，此外，电压脉动也由全桥到零变成全桥到半桥，脉动更小，由此带来的输出电压纹波更小。当输出功率为最大输出功率的6％时，逆变器工作在HZ模式，此时，虽然也会出现零状态，但是电压脉冲仍然高于OOK调制，而且脉动变成半桥到零，变得更小。这种FH和HZ模式可以通过控制逆变器的开关得以实现，如果接收侧采用的是有源整流器，则副边也可以工作在FH和HZ模式，这样整个系统就可以针对不同的功率等级进行调节，使系统在能量传输过程中始终工作在高效状态，同时又可以减小系统的输出电压纹波，提高了系统的工作性能。
根据相关的电路理论，可将图1电路简化为图4，为了补偿发射线圈和接收线圈的自感，C1和C2应该满足下式：
Figure BDA0003565772090000071
其中，ω＝2πf为系统的工作角频率，f是系统的工作频率。
根据图4所示的系统简化等效电路模型，计算交流侧电压之间关系表达式：
Figure BDA0003565772090000072
其中U1为逆变器输出电压基波有效值，U2为整流器输入电压基波有效值，Req为整流器交流输入侧的等效负载。
计算整流器交流输入侧的最优负载Req-opt表达式：
Figure BDA0003565772090000073
计算整流器分别工作在FH模式和HZ模式时，其输入电压的基波有效值：
Figure BDA0003565772090000074
Figure BDA0003565772090000075
其中Uo为系统的直流输出电压。
根据能量守恒定律并结合整流器的输入电压基波表达式，计算整流器分别工作在FH模式和HZ模式时，其交流输入侧的等效负载Req：
Figure BDA0003565772090000076
类似整流器输入基波电压求解方法，计算逆变器分别工作在FH模式和HZ模式时，其输出电压的基波有效值：
Figure BDA0003565772090000077
Figure BDA0003565772090000078
根据整流器交流输入侧最优负载Req-opt和整流器交流输入侧等效负载Req表达式，当负载电阻RL变化时，基于阻抗匹配原理，计算负载最优调节的表达式：
Figure BDA0003565772090000081
根据公式(2)中交流侧电压U1和U2之间的关系、公式(4)、(5)、(7)、(8)计算得到的整流器输入电压基波表达式U2_FH、U2_HZ和逆变器输出电压基波表达式U1_FH、U1_HZ，计算系统的直流电压增益G：
Figure BDA0003565772090000082
其中，组合工作模式FH-FH表示高频逆变器和高频整流器均工作于FH模式，组合工作模式HZ-FH表示高频逆变器和高频整流器分别工作于HZ模式和FH模式，组合工作模式FH-HZ表示高频逆变器和高频整流器分别工作于FH模式和HZ模式，组合工作模式HZ-HZ表示高频逆变器和高频整流器分别工作于HZ模式和HZ模式。
根据阻抗调节表达式(6)、(9)及公式(10)得到的直流电压增益G，计算系统输出功率Po：
Figure BDA0003565772090000091
根据公式(6)、(9)对应的阻抗调节表达式、公式(10)对应的直流电压增益G表达式和公式(11)对应的输出功率Po，计算系统的功率切换点：
Figure BDA0003565772090000092
当系统工作在某一负载时，通过公式(9)来实现阻抗最优调节；对于某一给定输入电压和恒定输出电压，通过公式(12)即可确定每种工作模式之间的功率切换点。为了更好地理解不同功率段系统的工作机理，这里以三个功率切换点P1，P2和P3(P1＜P2＜P3)为例，并且以直流电压增益小于1进行分析，由公式(12)可知，直流电压增益小于1时，系统工作在FH-FH、HZ-FH和HZ-HZ模式。当输出功率小于P1时，系统工作在HZ-HZ模式；当输出功率大于P1而小于P2时，系统工作在HZ-FH模式；当输出功率大于P3时，系统工作在FH-FH模式。这样系统就可以根据不同输出功率来调节不同的工作模式，从而使得系统在工作过程中始终保持在高效状态。
进一步地，以MOSFET S1，S2，S5和S6为例，其软开关实现波形图如图5的(a)所示，其中上半部分为逆变器的MOSFET S1和S2实现软开关时的波形，下半部分为整流器的MOSFETS5和S6实现软开关时的波形，根据软开关实现的条件，即原边电流i1在死区时间td1内所积攒的能量Q1使得MOSFET S1和S2上的等效开关输出电容Coss1和Coss2完全充放电(电路状态如图5的(b)所示)，副边电流i2在死区时间td2内所积攒的能量Q2使得MOSFET S5和S6上的等效开关输出电容Coss5和Coss6完全充放电(电路状态如图5的(c)所示)，来计算原边和副边的最小电压电流相位差αmin和βmin：
Figure BDA0003565772090000101
Figure BDA0003565772090000102
其中Ts＝1/fs，fs为系统工作频率，I1_HZ为发射回路工作在HZ模式下的电流，td1min为高频逆变器实现软开关所需要的最小死区时间，可表示为td1min＝(αmin/2π)Ts，I2_HZ为接收回路工作在HZ模式下的电流，td2min为高频整流器实现软开关所需要的最小死区时间，可表示为td2min＝(βmin/2π)Ts。COSS_1～COSS_8是充电过程中对应MOSFET S1～S8的等效开关输出电容。图5中，α是原边电压u1和原边电流i1之间的相位差，β是原边电压u2和原边电流i2之间的相位差，α、β不为零的原因主要是为了让原边回路呈弱感性、副边回路呈弱容性，从而使得原边副边更好的实现软开关，但α、β太大又会引入较多的无功功率，影响系统传输效率，所以为了减小较多无功功率的引入，这里取其最小值，即是αmin、βmin。
为确保软开关能够实现，在保证原副边同步之后，本系统还需要设置有补偿器，如图1所示，该补偿器用于根据能量发射端的最小电压电流相位差αmin或能量接收端的最小电压电流相位差βmin，通过副边门极驱动器对高频整流器补偿一个无功角θ：
θ＝min{αmin,βmin} (15)
无功角θ与逆变器和整流器之间的相位差δ之间的关系满足如下：
θ＝90-δ (16)
这里同步整流是为了好确定原副边的相位差，方便设置补偿角。
由于系统的脉宽不随负载变化，所以在调节过程中，θ很小并且随着负载变化不明显，相比于传统三移相控制，引入的无功功率更小。
计算系统发射侧和接收侧无源器件的功率损耗：
PESR_loss＝R1I1 2+R2I2 2 (17)
计算逆变器侧开关器件的功率损耗，包括传导损耗Pinv_loss和工作在全桥和半桥模式下的开关损耗Pfull_inv_sw和Phalf_inv_sw：
Pinv_loss＝2rmI1 2 (18)
Figure BDA0003565772090000111
Figure BDA0003565772090000112
其中，rm为条件时间和漏源通断状态的阻抗，θ1为原边电压u1脉冲宽度，Eoff为MOSFET关断的能量损耗，VDD和ID是场效应晶体管的漏源极电压和源极电流的参考值，QDD和IR_D分别是二极管的反向恢复电荷和参考电流。
计算整流器侧开关器件的功率损耗，包括传导损耗Prec_loss和工作在全桥和半桥模式下的开关损耗Pfull_rec_sw和Phalf_rec_sw：
Prec_loss＝2rmI2 2 (21)
Figure BDA0003565772090000113
Figure BDA0003565772090000114
其中，θ2为副边电压u2的脉冲宽度。
根据公式(17)～(23)可知，本系统引入的无功功率远远低于传统三移相控制引入的无功功率，这意味着所提方法原副边交流电流更小，系统的总体损耗更低。
进一步地，根据电荷守恒定律，计算本系统整流器工作在FH模式和HZ模式下的输出电压纹波；
Figure BDA0003565772090000121
T表示MOOK调制时低频信号的周期。
为了更好地理解这两种模式下的输出电压纹波情况，图6给出了占空比D3、D4各为50％时，整流器工作在FH模式和HZ模式的输出电压纹波近似分布。
计算传统OOK方法整流器工作在全桥-零模式下的输出电压纹波和的占空比：
Figure BDA0003565772090000122
Figure BDA0003565772090000123
根据公式(9)和公式(26)，在相同负载下，传统OOK方法的占空比更小，根据公式(24)和(25)可知，同一负载下，本系统的输出纹波更小。
综上，本发明实施例提供的一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，在全桥模式和零模式之间插入一个半桥模式，使得高频逆变器和高频整流器都可以工作在全桥-半桥模式和半桥-零模式以适应不同的功率等级，然后分析了不同模式下输出功率切换点，揭示了系统在不同功率段的效率提升机制，从而可以针对不同的功率等级进行有效地调节，使系统在能量传输过程中始终工作在高效状态，同时又可以减小系统的输出电压纹波，提高了系统的工作性能，并且为确保软开关能够实现，对高频逆变器补偿了一个小的无功角θ，相比于传统三移相控制，引入的无功功率更小。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，该系统包括能量发射端和能量接收端，所述能量发射端包括顺序连接的直流电源、高频逆变器、发射端谐振补偿网络和发射线圈，所述能量接收端包括顺序连接的接收线圈、接收端谐振补偿网络、高频整流器、滤波电容和负载，所述高频逆变器由四个MOSFET S1、S2、S3和S4连接而成，所述高频整流器由四个MOSFET S5、S6、S7和S8连接成与所述高频逆变器相同结构，其特征在于，该系统还包括连接所述高频逆变器的原边门极驱动器，以及连接所述高频整流器的副边门极驱动器；所述原边门极驱动器用于以全桥占空比D1控制所述高频逆变器工作于全桥-半桥模式即FH模式，或者以半桥占空比D2控制所述高频逆变器工作于半桥-零模式即HZ模式；所述副边门极驱动器用于以全桥占空比D3控制所述高频整流器工作于全桥-半桥模式即FH模式，或者以半桥占空比D4控制所述高频整流器工作于半桥-零模式即HZ模式；
当系统工作在某一负载时，通过下式实现阻抗最优调节：
Figure FDA0004074250210000011
其中，RL表示负载电阻值，Req-opt表示高频整流器的交流输入侧的最优等效负载，Req-opt由系统的工作角频率ω、发射线圈与接收线圈之间的互感M、发射线圈的寄生电阻R1、接收线圈的寄生电阻R2共同决定；
对于某一给定直流电源Uin和恒定输出电压Uo，根据功率需求对所述高频逆变器和所述高频整流器的组合工作模式进行切换，各个组合工作模式之间的功率切换点如下式：
Figure FDA0004074250210000021
其中，组合工作模式FH-FH表示所述高频逆变器和所述高频整流器均工作于FH模式，组合工作模式HZ-FH表示所述高频逆变器和所述高频整流器分别工作于HZ模式和FH模式，组合工作模式FH-HZ表示所述高频逆变器和所述高频整流器分别工作于FH模式和HZ模式，组合工作模式HZ-HZ表示所述高频逆变器和所述高频整流器分别工作于HZ模式和HZ模式，
Figure FDA0004074250210000022
表示系统的直流电压增益，Po表示系统输出功率。
2.根据权利要求1所述的一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，其特征在于：
Figure FDA0004074250210000023
3.根据权利要求1所述的一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，其特征在于：该系统还包括补偿器，所述补偿器用于根据能量发射端的最小电压电流相位差αmin或能量接收端的最小电压电流相位差βmin，通过所述副边门极驱动器对所述高频整流器补偿一个无功角θ。
4.根据权利要求3所述的一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，其特征在于：无功角θ＝min{αmin,βmin}，θ还满足关系θ＝90-δ，δ表示所述高频逆变器和所述高频整流器之间的相位差。
5.根据权利要求4所述的一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，其特征在于：能量发射端的最小电压电流相位差
Figure FDA0004074250210000031
Coss_1、Coss_2、Coss_3、Coss_4分别表示充电过程中MOSFET S1、S2、S3和S4的等效开关输出电容，Ts＝1/fs，fs为系统工作频率，I1_HZ为发射回路工作在HZ模式下的电流。
6.根据权利要求5所述的一种基于改进型双边开关键位调制的宽负载范围高效率WPT系统，其特征在于：能量接收端的最小电压电流相位差
Figure FDA0004074250210000032
Coss_5、Coss_6、Coss_7、Coss_8分别表示充电过程中MOSFET S5、S6、S7和S8的等效开关输出电容，I2_HZ为接收回路工作在HZ模式下的电流。
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