CN113726029A - 一种基于可变电感的wpt系统高效恒流/恒压充电方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，属于无线充电技术领域。避免了现有技术中，当WPT系统采用全桥移相控制技术实现宽负载范围、宽耦合系数恒流/恒压供电时，逆变器损耗大、系统效率低等问题。本发明包括如下步骤：a.建立基于可变电感的双半桥逆变器WPT系统基波等效模型；b.计算恒流/恒压输出条件下可变电感的操作范围；c.建立可变电感磁路等效模型，根据可变电感操作范围设计可变电感；d.设计系统的恒流/恒压输出闭环控制策略。该方法有效地降低了逆变器的导通损耗、开关损耗和环流损耗，使系统始终工作在高效率状态下，控制简单，可实现系统工作状态的连续快速调节，具有良好的动态性能。

Description

一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法
技术领域
本发明涉及无线充电技术领域，具体涉及一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，该方法控制简单，同时有效地降低了逆变器损耗，使系统始终工作在高效率状态下。
背景技术
无线电能传输(Wireless Power Transfer，WPT)技术借助空间中的能量载体(如电场、磁场、微波、电磁波等)，将电能由电源侧传递到负载侧。其中，感应式WPT技术作为一种安全、可靠的非接触式供电技术，可解决传统有线电能传输设备的诸多缺陷，避免了传统插拔系统存在的接触火花，漏电等安全问题，并使人类应用电能的方式更加灵活。目前，该技术已被广泛应用于人体植入医疗设备，感应式加热器，电动车以及手机等移动设备的无线充电平台。
感应式WPT系统包括能量发射端和能量接收端两部分：发射端包括高频逆变器、发射端谐振补偿网络和发射线圈，高频逆变器将直流电变为高频交流电，高频交流电流经过谐振补偿网络，在发射线圈中产生高频交流磁场；接收端包括接收线圈、接收端谐振补偿网络和高频整流器，接收线圈感应到发射线圈产生的高频磁场后，经过接收端谐振补偿网络，向高频整流器输出高频交流电，高频整流器则将交流电变为直流电，向负荷提供电能，实现电能从发射端到接收端的无线传输。
在目前的感应式WPT系统中，为实现系统恒定电压或恒定电流输出，传统的方法需要在直流侧添加DC/DC变换器，在不同的负载和耦合系数条件下对系统输出进行动态调节。然而，添加DC/DC变流器会极大地增加WPT系统的体积、重量和成本，限制WPT系统的适用性。为了在不使用额外的DC/DC变换器情况下，发射端逆变器通常采用移相控制技术，以在各种工作条件下实现二次侧稳定的输出电压。但是采用这种方法，很难实现逆变器软开关，特别是在轻载的条件下，导致逆变器开关损耗增大；此外，传统的全桥高频逆变器在正常工作情况下由两个高频开关串联通过发射线圈电流，当电流值较大时，逆变器导通损耗将呈指数倍增加。因此，逆变器的总损耗增加，系统效率显著降低。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法。该方法在不增减高频开关数量的前提下，改变全桥逆变器为双半桥结构，降低逆变器导通损耗；进一步地，在不引入额外的DC/DC变换器且不采用逆变器移相调节的情况下，通过两个相等的可变电感对系统输出电流或电压进行动态调节，在满足恒定输出的条件下实现宽负载范围下的软开关操作，且避免了由于双半桥逆变器移相操作而产生的环流，降低逆变器开关损耗和环流损耗。综上所述，该方法同时考虑了逆变器的导通损耗、开关损耗、环流损耗的降低，可以显著提高系统能量传输效率。
本发明采用的技术方案如下：
一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，包括如下步骤：
a.建立基于可变电感的双半桥逆变器WPT系统基波等效模型；
b.计算恒流/恒压输出条件下可变电感的操作范围；
c.建立可变电感磁路等效模型，根据可变电感操作范围设计可变电感；
d.设计系统的恒流/恒压输出闭环控制策略。
进一步地，所述WPT系统包括发射端和接收端，所述发射端包括直流输入电源，所述直流输入电源的直流输入电压为Vdc，所述直流输入电源连接有双半桥逆变器，所述双半桥逆变器包括MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3和MOS管S4，所述MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3和MOS管S4分别对应的门极信号为vgs1、vgs2、vgs3、vgs4，MOS管S1和MOS管S3驱动信号相同，MOS管S2和MOS管S4驱动信号相同，MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3和MOS管S4均导通50％周期，所述双半桥逆变器连接有发射线圈LP，所述发射线圈串联有相同的两个可变电感L1和L2，发射线圈LP与接收端的接收线圈LS磁耦合，发射线圈LP与接收线圈LS互感为M，所述接收端还包括与接收线圈LS连接的全桥二极管整流器，所述全桥二极管整流器与负载电阻RL电连接，发射线圈LP串联谐振电容CP，接收线圈串联谐振电容CS，发射线圈与接收线圈的寄生电阻分别为RP和寄生电阻Rs。
进一步地，所述步骤a中等效模型建立的步骤如下：
步骤1.根据WPT系统负载RL，计算整流器交流输入侧等效负载Req.L和发射端输入侧等效负载Req.P；根据双半桥逆变器，计算输出侧电压相量
Figure BDA0003187106940000021
Figure BDA0003187106940000022
步骤2.计算双半桥逆变器输出侧电流
Figure BDA0003187106940000023
发射端电流
Figure BDA0003187106940000024
和接收端电流
Figure BDA0003187106940000025
Figure BDA0003187106940000031
其中
Figure BDA0003187106940000032
为逆变器输入侧电压相量，
Figure BDA0003187106940000033
为双半桥逆变器输出侧电流相量；ω为系统的角频率；M为耦合机构的互感值；L为可变电感L1和L2的感值；
步骤3.计算WPT系统的输出电流Iout和输出电压Vout：
Figure BDA0003187106940000034
其中Vdc为逆变器的输入电压。
进一步地，所述步骤b中分析条件如下：
为保证WPT系统恒流/恒压输出，可变电感的操作范围需满足：
Figure BDA0003187106940000035
GI为恒定的系统电流增益，GV为恒定的系统电压增益。
进一步地，所述步骤c中设计方法步骤如下：
可变电感为E形铁形状组合成的闭合线圈，可变电感由主绕组和辅助绕组两部分组成，主绕组位于E形铁的中间支柱上，辅助绕组位于与中间铁芯平行的两侧支柱上，两侧的辅助绕组匝数相同、串联连接且极性相反，通过辅助线性电流源电路向辅助绕组注入直流电流，控制该电流大小，实现对绕组电感的持续调节，；
具体地，建立基于双E形磁芯的可变电感等效磁路模型，根据所述步骤b中可变电感的操作范围，结合磁芯尺寸、B-H曲线的参数分别对操作范围的最大值与最小值进行磁路计算，最终得到主、辅助绕组的匝数。
进一步地，所述步骤d中实现恒流/恒压输出的闭环控制策略步骤如下：
步骤1.采集WPT系统直流输出电压Vdc和直流输出电流Idc，实时检测系统负载上的电压值，具体地，充电开始时，根据电池充电需求，系统以恒流充电模式运行，当负载电压值上升为恒压充电所需的值时，系统转变为恒压充电模式运行；
步骤2.根据WPT系统不同充电模式，将采集到的Vdc或Idc通过PI控制器与参考电压或电流值进行比较后输出一个电压信号，该信号通过设计的直流电流源可以控制可变电感辅助绕组的直流电流，进而调节可变电感的等效电感。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1、本发明在发射端逆变器采用双半桥拓扑，同时采用两个相同的可变电感对逆变器电压电流相角差进行动态调节，实现了宽负载范围下的恒定直流电流/电压输出，有效降低了逆变器的导通损耗与开关损耗，消除了双半桥逆变器的环流损耗，提升了系统能量传输效率。
2、本发明通过对可变电感等效电感值的单闭环控制，实现了负载变化条件下系统的稳定输出，控制系统简单，动态性能优良。
附图说明
图1(a)为基于可变电感的双半桥逆变器WPT系统拓扑图；
图1(b)为发射线圈输入侧交流等效电路；
图1(c)为双半桥逆变器输出侧交流等效电路；
图2(a)为可变电感的结构剖面图；
图2(b)为可变电感磁路等效模型；
图2(c)为可变电感结构及控制线路连接图；
图3为可变电感制作流程图；
图4为实现可变电感所使用的直流电流源结构图；
图5为WPT系统的控制图；
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，包括如下步骤：
a.建立基于可变电感的双半桥逆变器WPT系统基波等效模型；
b.计算恒流/恒压输出条件下可变电感的操作范围；
c.建立可变电感磁路等效模型，根据可变电感操作范围设计可变电感；
d.设计系统的恒流/恒压输出闭环控制策略。
进一步地，如图1(a)、图1(b)、图1(c)所示，所述WPT系统包括发射端和接收端，所述发射端包括直流输入电源，其直流输入电压为Vdc，所述直流输入电源连接有全桥逆变器，全桥逆变器包含四个MOS管S1、S2、S3和S4，vgs1-vgs4分别对应其门极信号。其中，S1和S3驱动信号相同，S2和S4驱动信号相同，每个开关管均导通50％周期。所述双半桥逆变器连接有发射线圈LP，所述发射线圈串联有相同的两个可变电感L1和L2，发射线圈LP与接收端的接收线圈LS磁耦合，其互感为M，所述接收端还包括与接收线圈连接的整流器，所述整流器与负载电阻RL电连接，发射线圈LP串联谐振电容CP，接收线圈串联谐振电容CS，发射线圈与接收线圈的分别为寄生电阻RP和寄生电阻Rs。
进一步地，所述步骤b中计算可变电感的步骤如下：
为了补偿发射线圈和接收线圈的自感，CP和CS应该满足下式：
Figure BDA0003187106940000051
其中，ω＝2πf为系统的工作角频率，f是系统的工作频率。
逆变器采用双半桥拓扑，开关频率为ω，门级驱动信号的占空比为50％，S1和S3驱动信号相同，S2和S4驱动信号相同。
根据基本谐波近似方法分析，逆变器的输入电压Vp和整流器的输入电压Vs可以表示为：
Figure BDA0003187106940000052
如图1(b)所示，根据基尔霍夫电压定律可以得到下式：
Figure BDA0003187106940000053
其中,Req.P为发射端输入侧等效负载。由于可变电感相等，即L1＝L2＝L，解(3)得：
Figure BDA0003187106940000054
进一步地，如图1(c)所示，根据基尔霍夫电压定律和互感耦合模型可以得到如下式：
Figure BDA0003187106940000061
Req.L为整流器输入侧的等效电阻：
Figure BDA0003187106940000062
将式(4)、式(6)回代入式(5)中可以得到系统的接受侧电流相量
Figure BDA0003187106940000063
Figure BDA0003187106940000064
将式(7)代入式(2)可以得到系统得直流侧输出电流Iout，电压Vout：
Figure BDA0003187106940000065
在此条件下，为实现系统输出电流或电压恒定，可变电感的等效电感值L应满足：
Figure BDA0003187106940000066
由式(9)可计算得，用于实现恒定输出电流或电压条件下可变电感的等效电感值。为了适应负载RL的变化，可变电感的电感必须相应的动态调整。
此外，逆变器的输出侧等效阻抗可由下式得到：
Figure BDA0003187106940000067
θ为阻抗Z1和Z2的阻抗角。
进一步地，所述可变电感为包含气隙的E形铁氧体磁芯组合成的闭合线圈，单个可变电感由主绕组和辅助绕组两部分组成，所述主绕组位于E形铁的中间支柱上，辅助绕组位于与中间铁芯平行的两侧支柱上，如图2(a)所示。为了消除辅助绕组上的感应交流电压，两侧上的绕组应按照相反的极性串联，并且辅助绕组在两不同侧腿上的匝数应相等。通过改变辅助绕组的直流电流，可以连续的改变主绕组的电感。通过辅助线性电流源电路向辅助绕组注入直流电流，控制该电流大小，进而控制铁氧体磁芯的饱和程度，最终实现对绕组电感的持续调节。具体地，建立基于双E型磁芯的可变电感等效磁路模型(如图2(b)所示)，根据所述步骤b中可变电感的操作范围，结合磁芯尺寸、B-H曲线等参数分别对操作范围的最大值与最小值进行磁路计算，最终得到辅助绕组的匝数Ndc和主绕组的匝数Nac，其具体数值由图3所示流程图计算得出。
进一步地，在步骤d中，采集WPT系统直流输出电压Vdc和直流输出电流Idc，实时检测系统负载上的电压值。具体地，充电开始时，根据电池充电需求，系统以恒流充电模式运行。当负载电压值上升为恒压充电所需的值时，系统转变为恒压充电模式运行。紧接着，根据WPT系统不同充电模式，将采集到的Vdc或Idc通过PI控制器与参考电压或电流值进行比较后输出一个电压信号，该信号通过设计的直流电流源可以控制可变电感辅助绕组的直流电流，进而调节可变电感的等效电感(见图4、5)。
本发明应用两个相同可变电感，其直流侧串联，如图2(c)所示，由一个简单的线性电路(如图4所示)实现可控的直流电流，线性电路由辅助直流电压Vaux供电，通过控制参考电压Vc可以得到理想的直流电流Idc。
控制图如图5所示，它由单个闭环控制构成。首先，测量直流输出电压Vout和直流输出电流Iout，并通过射频(RF)通信发送给发射端的PI控制器，PI控制器的输出是控制参考电压Vc。如前所述，Vc用于控制直流电流源的可变电感的辅助直流电流Idc，进而控制系统的输出值维持恒定。
本发明在WPT系统的发射端安装了两个可变电感，通过辅助绕组中的直流电流变化来连续改变可变电感的等效电感。采用双半桥逆变器降低了逆变器导通损耗，并使用两个相同的可变电感实时调节系统的输出，在满足系统恒定输出的同时，满足软开关实现条件，并消除了双半桥拓扑潜在的环流影响。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，其特征在于，包括如下步骤：
a.建立基于可变电感的双半桥逆变器WPT系统基波等效模型；
b.计算恒流/恒压输出条件下可变电感的操作范围；
c.建立可变电感磁路等效模型，根据可变电感操作范围设计可变电感；
d.设计系统的恒流/恒压输出闭环控制策略。
2.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，其特征在于，所述WPT系统包括发射端和接收端，所述发射端包括直流输入电源，所述直流输入电源的直流输入电压为Vdc，所述直流输入电源连接有双半桥逆变器，所述双半桥逆变器包括MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3和MOS管S4，所述MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3和MOS管S4分别对应的门极信号为vgs1、vgs2、vgs3、vgs4，MOS管S1和MOS管S3驱动信号相同，MOS管S2和MOS管S4驱动信号相同，MOS管S1、MOS管S2、MOS管S3和MOS管S4均导通50％周期，所述双半桥逆变器连接有发射线圈LP，所述发射线圈串联有相同的两个可变电感L1和L2，发射线圈LP与接收端的接收线圈LS磁耦合，发射线圈LP与接收线圈LS互感为M，所述接收端还包括与接收线圈LS连接的全桥二极管整流器，所述全桥二极管整流器与负载电阻RL电连接，发射线圈LP串联谐振电容CP，接收线圈串联谐振电容CS，发射线圈与接收线圈的寄生电阻分别为RP和寄生电阻Rs。
3.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，其特征在于，所述步骤a中等效模型建立的步骤如下：
步骤1.根据WPT系统负载RL，计算整流器交流输入侧等效负载Req.L和发射端输入侧等效负载Req.P；根据双半桥逆变器，计算输出侧电压相量
Figure FDA0003187106930000016
Figure FDA0003187106930000011
步骤2.计算双半桥逆变器输出侧电流
Figure FDA0003187106930000012
发射端电流
Figure FDA0003187106930000013
和接收端电流
Figure FDA0003187106930000014
Figure FDA0003187106930000015
其中
Figure FDA0003187106930000021
为逆变器输入侧电压相量，
Figure FDA0003187106930000022
为双半桥逆变器输出侧电流相量；ω为系统的角频率；M为耦合机构的互感值；L为可变电感L1和L2的感值；
步骤3.计算WPT系统的输出电流Iout和输出电压Vout：
Figure FDA0003187106930000023
其中Vdc为逆变器的输入电压。
4.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，其特征在于，所述步骤b中分析条件如下：
为保证WPT系统恒流/恒压输出，可变电感的操作范围需满足：
Figure FDA0003187106930000024
GI为恒定的系统电流增益，GV为恒定的系统电压增益。
5.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，其特征在于，所述步骤c中设计方法步骤如下：
可变电感为E形铁形状组合成的闭合线圈，可变电感由主绕组和辅助绕组两部分组成，主绕组位于E形铁的中间支柱上，辅助绕组位于与中间铁芯平行的两侧支柱上，两侧的辅助绕组匝数相同、串联连接且极性相反，通过辅助线性电流源电路向辅助绕组注入直流电流，控制该电流大小，实现对绕组电感的持续调节；
具体地，建立基于双E形磁芯的可变电感等效磁路模型，根据所述步骤b中可变电感的操作范围，结合磁芯尺寸、B-H曲线的参数分别对操作范围的最大值与最小值进行磁路计算，最终得到主、辅助绕组的匝数。
6.根据权利要求1所述的一种基于可变电感的WPT系统高效恒流/恒压充电方法，其特征在于，所述步骤d中实现恒流/恒压输出的闭环控制策略步骤如下：
步骤1.采集WPT系统直流输出电压Vdc和直流输出电流Idc，实时检测系统负载上的电压值，具体地，充电开始时，根据电池充电需求，系统以恒流充电模式运行，当负载电压值上升为恒压充电所需的值时，系统转变为恒压充电模式运行；
步骤2.根据WPT系统不同充电模式，将采集到的Vdc或Idc通过PI控制器与参考电压或电流值进行比较后输出一个电压信号，该信号通过设计的直流电流源可以控制可变电感辅助绕组的直流电流，进而调节可变电感的等效电感。
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