CN114362388B - 参数多变情形下的mc-wpt系统恒压输出控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及磁耦合无线电能传输技术领域，具体公开了参数多变情形下的MC‑WPT系统恒压输出控制方法，将发射端中的移相全桥逆变器与Boost升压电路作为调压手段，通过实时检测拾取端的直流输出电压Vout作为反馈，根据直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值在移相工作模式下对移相全桥逆变器进行PI实时调节，或者在升压工作模式下对Boost升压电路进行PI实时调节，以使直流输出电压Vout保持恒定。仿真和实验结果证明，本方法在宽输入电压范围、负载及互感变化情况下，可以实现快速、稳定的恒压输出控制，并且传输能效高，最大效率可达93％以上。
Description
技术领域
本发明涉及磁耦合无线电能传输(MC-WPT)技术领域，尤其涉及一种参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法。
背景技术
WPT(无线电能传输)技术是指一种借助磁场、电场，微波，超声波，激光等介质，将供电电源的电能以非接触(无线)的方式传输至用电设备的供电方式。MC-WPT技术是目前WPT技术领域中的一大研究热门，MC-WPT技术将磁场作为能量载体，通过高频交变电能和高频交变磁场的相互转换从而实现无线电能传输。
一直以来，MC-WPT系统恒压输出技术都是MC-WPT技术中一个重要的研究方向。目前的研究成果多是针对负载这一单一参数发生变化时的系统恒压输出问题，而随着MC-WPT技术的推广，其应用场景中不可避免地会出现输入电压、负载、互感等关键参数同时发生变化的情况，而如何在面临宽输入电压范围、负载及耦合线圈互感变化大的情况下仍保持MC-WPT系统恒压输出，是目前亟需解决的问题。
发明内容
本发明提供参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，解决的技术问题在于：如何在面临宽输入电压范围、负载及耦合线圈互感变化大的情况下仍保持MC-WPT系统恒压输出。
为解决以上技术问题，本发明提供参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，用于MC-WPT系统，MC-WPT系统包括发射端和拾取端，所述发射端包括顺序连接的直流源、移相全桥逆变器、原边补偿网络、发射线圈(LP)，所述拾取端包括顺序连接的拾取线圈(LS)、副边补偿网络、整流滤波电路、直流负载(RL)，该恒压输出控制方法具体包括步骤：
S1、在所述直流源与所述移相全桥逆变器之间加入Boost升压电路；
S2、启动MC-WPT系统，实时采集参数变化情形下所述直流负载(RL)两端的直流输出电压Vout；
S3、判断直流输出电压Vout达到参考输出电压Vref时MC-WPT系统的工作状态，若处于移相工作状态则进入步骤S4，若处于升压工作状态则进入步骤S5；
S4、对所述移相全桥逆变器的逆变器移相角θ进行实时调节，使所述直流输出电压Vout保持在参考输出电压Vref；
S5、对所述Boost升压电路的开关管占空比D进行实时调节，使所述直流输出电压Vout保持在参考输出电压Vref。
进一步地，在所述步骤S2中：
MC-WPT系统在开启后首先进入移相工作模式，所述Boost升压电路不参与工作，所述移相全桥逆变器的逆变器移相角θ不断增大，所述直流输出电压Vout随所述逆变器移相角θ的不断增大而抬升，直到达到参考输出电压Vref；
当所述逆变器移相角θ达到最大180°时，若所述直流输出电压Vout仍没有达到参考输出电压Vref，此时MC-WPT系统由移相工作模式向升压工作模式切换，所述Boost升压电路开始工作，直到达到参考输出电压Vref。
进一步地，所述步骤S4具体为：
根据所述直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值，以及直流输出电压Vout与Vin、M、RL、θ这四个参数的关系表达式对所述移相全桥逆变器的逆变器移相角θ进行PI实时调节，使所述直流输出电压Vout保持在所述参考输出电压Vref，Vin表示直流输入电压，M表示发射线圈(LP)与拾取线圈(LS)之间的互感，RL表示所述直流负载(RL)的电阻。
进一步地，在移相工作模式下，所述移相全桥逆变器工作且θ的调节范围为0°≤θ≤180°，所述Boost升压电路不工作，所述移相全桥逆变器的输出电压有效值Vinv为：
进一步地，所述步骤S5具体为：
根据所述直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值，以及直流输出电压Vout与Vin、M、RL、D这四个参数的关系表达式对所述Boost升压电路的开关管占空比D进行PI实时调节，使所述直流输出电压Vout保持在所述参考输出电压Vref，Vin表示直流输入电压，M表示发射线圈(LP)与拾取线圈(LS)之间的互感，RL表示所述直流负载(RL)的电阻。
进一步地，在升压工作模式下，所述Boost升压电路工作，此时所述移相全桥逆变器的逆变器移相角θ＝180°，所述移相全桥逆变器的输出电压有效值Vinv为：
进一步地，所述原边补偿网络采用LCC补偿网络，具体包括顺序串联在所述移相全桥逆变器的一输出端与所述发射线圈(LP)的一端之间的原边补偿电感(Lf)与原边串联补偿电容(CP)，还包括原边并联补偿电容(Cf)；所述原边并联补偿电容(Cf)一端连接所述原边补偿电感(Lf)与所述原边串联补偿电容(CP)的公共端，另一端连接所述移相全桥逆变器的另一输出端也即所述发射线圈(LP)的另一端；
所述副边补偿网络采用与所述拾取线圈(LS)串联的副边串联补偿电容(CS)。
进一步地，在所述步骤S4中，所述直流输出电压Vout的关系表达式为：
其中，ω表示MC-WPT系统的工作频率，Lf表示所述原边补偿电感(Lf)的自感值；Zin表示LCC-S型谐振拓扑发射端的电路阻抗，Zs表示LCC-S型谐振拓扑拾取端的电路阻抗，Zr表示Zs的反射阻抗，Rp表示所述发射线圈(LP)的内阻；所述LCC-S型谐振拓扑发射端包括所述LCC补偿网络与所述发射线圈(LP)，所述LCC-S型谐振拓扑接收端包括所述拾取线圈(LS)与所述副边串联补偿电容(CS)。
进一步地，在所述步骤S5中，所述直流输出电压Vout的关系表达式为：
ω表示MC-WPT系统的工作频率，Lf表示所述原边补偿电感(Lf)的自感值；Zin表示LCC-S型谐振拓扑发射端的电路阻抗，Zs表示LCC-S型谐振拓扑拾取端的电路阻抗，Zr表示Zs的反射阻抗，Rp表示所述发射线圈(LP)的内阻；所述LCC-S型谐振拓扑发射端包括所述LCC补偿网络与所述发射线圈(LP)，所述LCC-S型谐振拓扑接收端包括所述拾取线圈(LS)与所述副边串联补偿电容(CS)。
进一步地，所述Boost升压电路包括电感(L1)、开关管(S1)、第一二极管(D0)、第二二极管(D1)、电容(C0)，所述开关管(S1)的漏极或集电极通过所述电感(L1)连接所述直流源的正极，所述开关管(S1)的源极或发射极连接所述直流源的负极，所述开关管(S1)的栅极或基极用于接收开关管占空比D的控制信号；所述第一二极管(D0)的正极和负极分别连接所述直流源的正极和所述移相全桥逆变器的正极接线端，所述移相全桥逆变器的负极接线端连接所述直流源的负极；所述第二二极管(D1)正向连接在所述电感(L1)与所述移相全桥逆变器的正极接线端之间；所述电容(C0)连接在所述移相全桥逆变器的正极接线端和负极接线端之间。
本发明提供的参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，将发射端中的移相全桥逆变器与Boost升压电路作为调压手段，通过实时检测拾取端的直流输出电压Vout作为反馈，根据直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值在移相工作模式下对移相全桥逆变器进行PI实时调节，或者在升压工作模式下对Boost升压电路进行PI实时调节，以使直流输出电压Vout保持恒定。仿真和实验结果证明，本方法在宽输入电压范围、负载及互感变化情况下，可以实现快速、稳定的恒压输出控制，并且传输能效高，最大效率可达93％以上。
附图说明
图1是本发明实施例提供的参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法的流程图；
图2是本发明实施例提供的MC-WPT系统的电路拓扑图；
图3是本发明实施例提供的逆变器移相角θ与逆变电压Vinv的关系图；
图4是本发明实施例提供的移相工作模式下的系统仿真结果图；
图5是本发明实施例提供的升压工作模式下的系统仿真结果图；
图6是本发明实施例提供的实验中系统启动过程中Vin、Vout、Vdc的波形图；
图7是本发明实施例提供的实验中互感变化实验结果的波形图；
图8是本发明实施例提供的实验中系统实际传输效率图；
图9是本发明实施例提供的负载变化实验结果图；
图10是本发明实施例提供的输入电压变化实验结果图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
为了在面临宽输入电压范围、负载及耦合线圈互感变化大的情况下仍保持MC-WPT系统恒压输出，本发明实施例提供参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，如图2所示，一个标准的MC-WPT系统包括发射端和拾取端，发射端包括顺序连接的直流源、移相全桥逆变器、原边补偿网络、发射线圈LP，拾取端包括顺序连接的拾取线圈LS、副边补偿网络、整流滤波电路、直流负载RL。
如图1所示，本实施例提供的恒压输出控制方法具体包括步骤：
S1、在直流源与移相全桥逆变器之间加入Boost升压电路；
S2、启动MC-WPT系统，实时采集参数变化情形下直流负载RL两端的直流输出电压Vout；
S3、判断直流输出电压Vout达到参考输出电压Vref时MC-WPT系统的工作状态，若处于移相工作状态则进入步骤S4，若处于升压工作状态则进入步骤S5；
S4、对移相全桥逆变器的逆变器移相角θ进行实时调节，使直流输出电压Vout保持在参考输出电压Vref；
S5、对Boost升压电路的开关管占空比D进行实时调节，使直流输出电压Vout保持在参考输出电压Vref。
具体的，在步骤S2中：
MC-WPT系统在开启后首先进入移相工作模式，Boost升压电路不参与工作，移相全桥逆变器的逆变器移相角θ不断增大，直流输出电压Vout随逆变器移相角θ的不断增大而抬升，直到达到参考输出电压Vref；
当逆变器移相角θ达到最大180°时，若直流输出电压Vout仍没有达到参考输出电压Vref，此时MC-WPT系统由移相工作模式向升压工作模式切换，Boost升压电路开始工作，直到达到参考输出电压Vref。
进一步地，步骤S4具体为：
根据直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值，以及直流输出电压Vout与Vin、M、RL、θ这四个参数的关系表达式对移相全桥逆变器的逆变器移相角θ进行PI实时调节，使直流输出电压Vout保持在参考输出电压Vref，Vin表示直流输入电压，M表示发射线圈(LP)与拾取线圈(LS)之间的互感，RL表示直流负载(RL)的电阻。
进一步地，步骤S5具体为：
根据直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值，以及直流输出电压Vout与Vin、M、RL、D这四个参数的关系表达式对Boost升压电路的开关管占空比D进行PI实时调节，使直流输出电压Vout保持在参考输出电压Vref，Vin表示直流输入电压，M表示发射线圈(LP)与拾取线圈(LS)之间的互感，RL表示直流负载(RL)的电阻。
在进一步介绍该控制方法前，需要先说明MC-WPT系统的一些更具体的设置。如图2所示，原边补偿网络采用LCC补偿网络，具体包括顺序串联在移相全桥逆变器的一输出端与发射线圈LP的一端之间的原边补偿电感Lf与原边串联补偿电容CP，还包括原边并联补偿电容Cf；原边并联补偿电容Cf一端连接原边补偿电感Lf与原边串联补偿电容CP的公共端，另一端连接移相全桥逆变器的另一输出端也即发射线圈LP的另一端；副边补偿网络采用与拾取线圈LS串联的副边串联补偿电容CS。Boost升压电路包括电感L1、开关管S1、第一二极管D0、第二二极管D1、电容C0，开关管S1的漏极或集电极通过电感L1连接直流源的正极，开关管S1的源极或发射极连接直流源的负极，开关管S1的栅极或基极用于接收开关管占空比D的控制信号；第一二极管D0的正极和负极分别连接直流源的正极和移相全桥逆变器的正极接线端，移相全桥逆变器的负极接线端连接直流源的负极；第二二极管D1正向连接在电感L1与移相全桥逆变器的正极接线端之间；电容C0连接在移相全桥逆变器的正极接线端和负极接线端之间。
在图2的其他标示中，Vdc为Boost升压电路输出电压也即移相全桥逆变器的输入电压，Vinv、ILf分别为移相全桥逆变器的输出电压与输出电流，即LCC-S型谐振拓扑的等效输入电压和输入电流，ICf为流经发射端补偿电容Cf的电流，IP为流经发射线圈LP的电流，IS为拾取端感应电流，RP、RS分别为发射、拾取线圈内阻，RLf为补偿电感Lf等效串联内阻，Re为整流桥前等效负载电阻，RL为直流负载电阻，VRe为LCC-S型谐振拓扑等效输出电压。
LCC-S型谐振拓扑拾取端电路阻抗Zs表示为：
ω表示MC-WPT系统的工作频率；
反射阻抗Zr表示为：
则LCC-S型谐振拓扑发射端的总输入阻抗Zin可表示为：
系统工作频率为ω，则原、副边补偿电容参数配置应满足：
故LCC-S谐振拓扑副边阻抗Zs、反射阻抗Zr以及输入阻抗Zin可进一步表示为：
根据其各支路电流关系，并结合上式，可得到谐振拓扑中各支路电流表达式为：
则LCC-S型谐振拓扑等效输出电压可表示为：
图3所示为逆变器移相角θ与逆变器输出电压Vinv关系。
当系统处于移相工作模式时，则0°≤θ≤180°，此时Boost升压电路不工作，Vdc＝Vin，故逆变器输出电压有效值为：
当系统处于升压工作模式时，Boost升压电路开始工作，此时逆变器移相角θ＝180°，Boost输出电压Vdc＝Vin/(1-D)，D为Boost升压电路中开关管S1的占空比，则逆变器输出电压有效值Vinv为：
若不考虑整流电路的能量损耗，则根据能量守恒定律可得整流桥前后等效负载及输入输出电压关系为：
结合式(6)-(9)可得到系统在不同工作模式下的直流输出电压Vout的关系表达式如下：
系统主要参数以及不同耦合距离下的线圈互感如表1、2所示，根据该参数并利用MATLAB/Simulink搭建闭环控制环境，设定直流侧输入电压为350V、300V、250V，并在0.5s时刻进行负载切换，对移相工作模式(M＝117.3μH)以及升压工作模式(M＝53.8μH)下的直流输出电压Vout分别进行仿真验证，其仿真结果如图4、5所示。
表1系统主要参数
表2耦合线圈互感值
| 参数 | 耦合距离 | 数值 |
| M/μH | 5cm | 117.3 |
| M/μH | 7.5cm | 88.4 |
| M/μH | 10cm | 53.8 |
仿真结果表明，本实施例所设计的控制方法能够在MC-WPT系统处于不同工作模式、不同输入电压、负载切换、耦合状态变化的情况下保证系统恒定电压输出。
基于上文对系统性能的研究以及闭环控制的设计，本实施例搭建了如图2所示的MC-WPT系统进行实验验证。其中包括主功率电路，包括Boost升压电路、移相逆变器及其驱动电路，原、副边谐振补偿网络，耦合线圈，整流桥等。
实验中，系统额定输出功率2600W，输入电压范围250-380V，输出电压恒定700V即参考输出电压Vref。系统启动过程如图6所示。LCC-S型恒压输出无线电能传输系统启动过程如图6所示，图6中分别给出了输入电压Vin，负载两端的输出电压Vout，Boost升压电路输出电压Vdc的波形。由图6可知，启动过程中系统一共经历了两种工作模式，在模式切换点之前，系统处于移相工作模式，Vout随逆变器移相角θ的不断增大而抬升，实现系统软启动，此时Boost升压电路不参与工作，故Vdc等于Vin。当逆变器移相角θ达到最大时，Vout仍没有达到参考输出电压，此时系统由移相工作模式向升压工作模式切换，Boost升压电路开始工作，Vdc大于Vin。当输出电压达到参考输出电压后，系统保持恒定电压输出。
互感变化通常由于耦合距离的变化所引起，这里设定系统耦合距离d为5cm、7.5cm、10cm。图7给出了当输入电压Vin分别为250V、300V、350V、380V时系统在不同耦合距离情况下的实验结果。可以看出，系统在不同耦合距离以及不同输入电压等级的情况下，均能够保证700V恒定电压输出。
图8给出了恒压输出700V，额定传输功率2600W，不同耦合距离以及250V至380V宽范围输入电压条件下的系统实际传输效率曲线。从图8中可以看出，当耦合距离为7.5cm时系统传输效率最高，最大效率可达93％以上，且整段输入电压范围内的传输效率均在90％以上。当耦合距离为5cm时系统传输效率次之，且在输入电压250V时达到最大效率，接近92％，而后随输入电压不断上升，逆变器移相角θ不断减小，传输效率逐渐下降。当耦合距离为10cm时系统在整段输入电压范围内均处于升压工作模式下，系统传输效率最低，但也始终维持在88％以上。
图9给出了不同工作模式下，负载变化时的系统输出电压Vout，输出电流Iout，输入电压Vin以及Boost输出电压Vdc的实验波形。可见，无论是哪种工作模式下，系统均能够很好地应对负载变化时带来的输出电压波动，维持输出电压恒定。
图10给出了输入电压变化时的系统波形。可见，当输入电压发生变化时系统同样能够快速进行调整，保证输出电压恒定。
综上，本发明实施例提供的参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，针对无线电能传输系统在面临输入电压范围较宽，负载波动和互感变化较大的情况而导致输出电压无法恒定的问题，将发射端中的移相全桥逆变器与Boost升压电路作为调压手段，通过实时检测拾取端的直流输出电压Vout作为反馈，根据直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值在移相工作模式下对移相全桥逆变器进行PI实时调节，或者在升压工作模式下对Boost升压电路进行PI实时调节，以使直流输出电压Vout保持恒定。仿真和实验结果证明，本方法在宽输入电压范围、负载及互感变化情况下，可以实现快速、稳定的恒压输出控制，并且传输能效高，最大效率可达93％以上。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (4)
1.参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，用于MC-WPT系统，MC-WPT系统包括发射端和拾取端，所述发射端包括顺序连接的直流源、移相全桥逆变器、原边补偿网络、发射线圈(LP)，所述拾取端包括顺序连接的拾取线圈(LS)、副边补偿网络、整流滤波电路、直流负载(RL)，其特征在于，该恒压输出控制方法具体包括步骤：
S1、在所述直流源与所述移相全桥逆变器之间加入Boost升压电路；
S2、启动MC-WPT系统，实时采集参数变化情形下所述直流负载(RL)两端的直流输出电压Vout；
S3、判断直流输出电压Vout达到参考输出电压Vref时MC-WPT系统的工作状态，若处于移相工作状态则进入步骤S4，若处于升压工作状态则进入步骤S5；
S4、对所述移相全桥逆变器的逆变器移相角θ进行实时调节，使所述直流输出电压Vout保持在参考输出电压Vref；
S5、对所述Boost升压电路的开关管占空比D进行实时调节，使所述直流输出电压Vout保持在参考输出电压Vref；
在所述步骤S2中：
MC-WPT系统在开启后首先进入移相工作模式，所述Boost升压电路不参与工作，所述移相全桥逆变器的逆变器移相角θ不断增大，所述直流输出电压Vout随所述逆变器移相角θ的不断增大而抬升，直到达到参考输出电压Vref；
当所述逆变器移相角θ达到最大180°时，若所述直流输出电压Vout仍没有达到参考输出电压Vref，此时MC-WPT系统由移相工作模式向升压工作模式切换，所述Boost升压电路开始工作，直到达到参考输出电压Vref；
所述步骤S4具体为：
根据所述直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值，以及直流输出电压Vout与Vin、M、RL、θ这四个参数的关系表达式对所述移相全桥逆变器的逆变器移相角θ进行PI实时调节，使所述直流输出电压Vout保持在所述参考输出电压Vref，Vin表示直流输入电压，M表示发射线圈(LP)与拾取线圈(LS)之间的互感，RL表示所述直流负载(RL)的电阻；
所述步骤S5具体为：
根据所述直流输出电压Vout与参考输出电压Vref的差值，以及直流输出电压Vout与Vin、M、RL、D这四个参数的关系表达式对所述Boost升压电路的开关管占空比D进行PI实时调节，使所述直流输出电压Vout保持在所述参考输出电压Vref，Vin表示直流输入电压，M表示发射线圈(LP)与拾取线圈(LS)之间的互感，RL表示所述直流负载(RL)的电阻；
所述原边补偿网络采用LCC补偿网络，具体包括顺序串联在所述移相全桥逆变器的一输出端与所述发射线圈(LP)的一端之间的原边补偿电感(Lf)与原边串联补偿电容(CP)，还包括原边并联补偿电容(Cf)；所述原边并联补偿电容(Cf)一端连接所述原边补偿电感(Lf)与所述原边串联补偿电容(CP)的公共端，另一端连接所述移相全桥逆变器的另一输出端也即所述发射线圈(LP)的另一端；
所述副边补偿网络采用与所述拾取线圈(LS)串联的副边串联补偿电容(CS)；
在所述步骤S4中，所述直流输出电压Vout的关系表达式为：
其中，ω表示MC-WPT系统的工作频率，Lf表示所述原边补偿电感(Lf)的自感值；Zin表示LCC-S型谐振拓扑发射端的电路阻抗，Zs表示LCC-S型谐振拓扑拾取端的电路阻抗，Zr表示Zs的反射阻抗，Rp表示所述发射线圈(LP)的内阻；所述LCC-S型谐振拓扑发射端包括所述LCC补偿网络与所述发射线圈(LP)，所述LCC-S型谐振拓扑接收端包括所述拾取线圈(LS)与所述副边串联补偿电容(CS)；
在所述步骤S5中，所述直流输出电压Vout的关系表达式为：
ω表示MC-WPT系统的工作频率，Lf表示所述原边补偿电感(Lf)的自感值；Zin表示LCC-S型谐振拓扑发射端的电路阻抗，Zs表示LCC-S型谐振拓扑拾取端的电路阻抗，Zr表示Zs的反射阻抗，Rp表示所述发射线圈(LP)的内阻；所述LCC-S型谐振拓扑发射端包括所述LCC补偿网络与所述发射线圈(LP)，所述LCC-S型谐振拓扑接收端包括所述拾取线圈(LS)与所述副边串联补偿电容(CS)。
2.根据权利要求1所述的参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，其特征在于：
在移相工作模式下，所述移相全桥逆变器工作且θ的调节范围为0°≤θ≤180°，所述Boost升压电路不工作，所述移相全桥逆变器的输出电压有效值Vinv为：
3.根据权利要求1所述的参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，其特征在于，
在升压工作模式下，所述Boost升压电路工作，此时所述移相全桥逆变器的逆变器移相角θ＝180°，所述移相全桥逆变器的输出电压有效值Vinv为：
4.根据权利要求1所述的参数多变情形下的MC-WPT系统恒压输出控制方法，其特征在于：所述Boost升压电路包括电感(L1)、开关管(S1)、第一二极管(D0)、第二二极管(D1)、电容(C0)，所述开关管(S1)的漏极或集电极通过所述电感(L1)连接所述直流源的正极，所述开关管(S1)的源极或发射极连接所述直流源的负极，所述开关管(S1)的栅极或基极用于接收开关管占空比D的控制信号；所述第一二极管(D0)的正极和负极分别连接所述直流源的正极和所述移相全桥逆变器的正极接线端，所述移相全桥逆变器的负极接线端连接所述直流源的负极；所述第二二极管(D1)正向连接在所述电感(L1)与所述移相全桥逆变器的正极接线端之间；所述电容(C0)连接在所述移相全桥逆变器的正极接线端和负极接线端之间。
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