CN115056660A - 无线充电系统及其控制方法 - Google Patents

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CN115056660A CN202210715723.4A CN202210715723A CN115056660A CN 115056660 A CN115056660 A CN 115056660A CN 202210715723 A CN202210715723 A CN 202210715723A CN 115056660 A CN115056660 A CN 115056660A
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Abstract

本发明公开了无线充电系统及其控制方法，无线充电系统包括PFC网络单元、逆变网络单元、逆变谐振补偿网络单元、发射线圈、接收线圈、整流谐振补偿网络单元、整流网络单元、以及控制器、WIF I模组，控制器通过调整逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab之间的相位差φ调整输出功率、以及分别调整逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2，控制发射线圈电流与接收线圈电流相等，减少损耗；本发明在保证同样输出功率的情况下，发射线圈电流与接收线圈电流最小，降低了线圈损耗，提高效率。

Description

无线充电系统及其控制方法
技术领域
本发明涉及充电装置，尤其涉及一种适用于对汽车充电的无线充电系统及其控制方法。
背景技术
随着我国近年来在电动汽车领域的高速发展，如何实现电动汽车的安全、便捷和快速的充电意义重大。电动汽车充电的传统方案是通过充电桩从电网直接获取电能。然而电动汽车进行有线充电时，充电插座或者电缆线通常有裸露在外的部分，在大功率充电时，容易产生电火花和电弧，存在重大安全隐患；同时传统的有线充电需要用户进行手动操作，人为的疏忽和充电插座的频繁插拔产生的硬件磨损均容易造成接触不良的现象，导致发生大功率环境下的人身安全事件。
为解决以上问题，通常采用近距离无线输电技术来实现电动汽车无线充电。电动汽车无线充电技术，分别由PFC网络单元、逆变网络单元、逆变谐振补偿网络单元、发射线圈、接收线圈、整流谐振补偿网络单元、控制器、WIFI模组。
现有无线充电系统大都通过调整PFC&INV的占空比去控制发射线圈的电流来实现对输出电流的控制，接收线圈与整流网络的电流由输出电压决定，在输出电压较高时，造成较大的损耗，影响了整个系统效率，增加了系统散热的成本与体积。同时输出电流反馈需要通过WIFI传输，WIFI传输增加了控制延迟，控制系统会存在较大的滞后环节，系统稳定性低。因此，解决上述问题成为无线充电系统能够广泛应用在电动汽车领域的关键。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述缺陷，本发明提出一种无线充电系统及其控制方法。
本发明采用的技术方案是设计一种无线充电系统，其包括依次连接的PFC网络单元、逆变网络单元、逆变谐振补偿网络单元、发射线圈BP、接收线圈VP、整流谐振补偿网络单元、整流网络单元、以及控制器、WIFI模组，其中所述PFC网络单元，用以将交流电转换为直流电；所述逆变网络单元，用以将直流电逆变为高频交流电；所述逆变谐振补偿网络单元，补偿发射线圈漏感，提高功率传输效率；所述发射线圈，将高频电流转换为交变磁场；所述接收线圈，将交变磁场转换为高频电流；所述整流谐振补偿网络单元，补偿接收线圈漏感，提高功率传输效率；所述整流网络单元，用以将高频交流电转换为直流电；所述WIFI模组，负责无线数据通信；所述控制器通过调整逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab之间的相位差φ、以及分别调整逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2，控制发射线圈电流与接收线圈电流相等，减少损耗。
所述逆变网络单元采用全桥电路包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂的第一中间点A和第二桥臂的第二中间点B连接所述逆变谐振补偿网络单元，所述逆变谐振补偿网络单元包括第一谐振电感LF1、第一谐振电容CF1、第一电容C1，其中第一谐振电感LF1的一端连接第一中间点A，第一谐振电感LF1的另一端连接第一谐振电容CF1和第一电容C1的一端，第一电容C1的另一端连接所述发射线圈的一端，第一谐振电容CF1的另一端连接第二中间点B以及发射线圈的另一端。
所述整流网络单元采用全桥电路包括第三桥臂和第四桥臂，第三桥臂的第三中间点a和第四桥臂的第四中间点b连接所述整流谐振补偿网络单元，所述整流谐振补偿网络单元包括第二谐振电感LF2、第二谐振电容CF2、第二电容C2，其中第二谐振电感LF2的一端连接第三中间点a，第二谐振电感LF2的另一端连接第二谐振电容CF2和第二电容C2的一端，第二电容C2的另一端连接所述发射线圈的一端，第二谐振电容CF2的另一端连接第四中间点b以及接射线圈的另一端。
本发明还设计了一种无线充电系统控制方法，所述无线充电系统采用上述的无线充电系统，所述控制方法包括预设发射线圈电流IBP或预设逆变网络单元电压VAB，通过调整逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab之间的相位差φ调整输出功率、以及分别调整逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2，控制发射线圈电流与接收线圈电流相等，减少损耗。
在一个实施方案中，所述控制方法包括以下具体步骤:
步骤1、预设发射线圈电流IBP初始值和接收线圈电流IVP初始值、且发射线圈电流IBP初始值等于接收线圈电流IVP初始值；
步骤2、根据发射线圈电流IBP初始值和接收线圈电流IVP初始值，分别计算逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2；
步骤3、控制逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab同步，即两电压的相位差φ为0；
步骤4、采集无线充电系统的输出电压Vout和输出电流Iout，计算输出功率Pout；
步骤5、用预设功率Pset减去输出功率Pout，计算功率误差Perror；
步骤6、根据功率误差Perror计算所述相位差φ；
步骤7、判断是否输出功率Pout≥预设功率Pset、并且相位差φ<0.5π，是则转步骤9，否则转步骤8；
步骤8、逆变网络单元控制信号占空比D1加第一步长值ΔD1，整流网络单元控制信号占空比D2加第二步长值ΔD2，转步骤4；
步骤9、判断是否相位差φ≥0.4π，是则转步骤11，否则转步骤10；
步骤10、逆变网络单元控制信号占空比D1减第一步长值ΔD1，整流网络单元控制信号占空比D2减第二步长值ΔD2，转步骤4；
步骤11、保持当前逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2进行充电，退出调整。
所述步骤2中采用公式1计算逆变网络单元控制信号占空比D1，采用公式2计算整流网络单元控制信号占空比D2；
Figure BDA0003708728140000031
Figure BDA0003708728140000032
其中，j为虚数单位，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，IBP为发射线圈电流IBP初始值，Vin为PFC网络单元的输出电压Vin，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，IVP为接收线圈电流IVP初始值，Vout为整流网络单元输出电压。
所述步骤6采用公式3计算相位差φ；
φ(t)＝KP*Perror(t)+KI*∫Perror(t)dt 公式3
其中，KP为比例系数，KI为积分系数，Perror为功率误差Perror。
在另一个实施方案中，所述控制方法包括以下具体步骤:
步骤1、预设逆变网络单元电压VAB；
步骤2、采集第二谐振电感LF2电流ILF2，并根据整流网络单元电流ILF2计算耦合系数K；
步骤3、根据耦合系数K计算PFC网络单元输出电压Vin和逆变补偿网络单元的谐振频率；
步骤4、设定发射线圈电流IBP为最大发射线圈电流IBPmax，设定接收线圈电流IVP为最大接收线圈电流IVPmax，分别计算逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2；
步骤5、控制逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab同步，即两电压的相位差φ为0；
步骤6、采集无线充电系统的输出电压Vout和输出电流Iout，计算输出功率Pout；
步骤7、用预设功率Pset减去输出功率Pout，计算功率误差Perror；
步骤8、根据功率误差Perror计算所述相位差φ；
步骤9、判断输出功率Pout≥Pset*1.1，是则转步骤10，否则转步骤11；
步骤10、整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻减Δn，转步骤6；
步骤11、判断输出功率Pout≤Pset*0.9，是则转步骤12，否则转步骤13；
步骤12、整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻加Δn，转步骤6；
步骤13、保持逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻，退出调整。
所述步骤2中采用公式4计算耦合系数K；
Figure BDA0003708728140000041
其中，ILF2为第二谐振电感LF2电流ILF2，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，VAB为逆变网络单元电压VAB，LBP为发射线圈的感抗，LVP为接收线圈的感抗。
所述步骤3中采用公式5计算PFC网络单元输出电压Vin，采用公式6计算逆变补偿网络单元的谐振频率；
Figure BDA0003708728140000051
f＝85-k*10 公式6
其中Vin为PFC网络单元输出电压Vin，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，K为耦合系数K，LBP为发射线圈的感抗，LVP为接收线圈的感抗，f为谐振频率。
所述步骤4中采用公式7计算逆变网络单元控制信号占空比D1，采用公式8计算整流网络单元控制信号占空比D2；
Figure BDA0003708728140000052
Figure BDA0003708728140000053
其中，j为虚数单位，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，IBP为最大发射线圈电流IBPmax，Vin为PFC网络单元的输出电压Vin，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，IVP为最大接收线圈电流IVPmax，Vout为整流网络单元输出电压。
所述步骤8采用公式3计算相位差φ；
φ(t)＝KP*Perror(t)+KI*∫Perror(t)dt 公式3
其中，KP为比例系数，KI为积分系数，Perror为功率误差Perror。
本发明提供的技术方案的有益效果是：
本发明在正常工作时，保证发射线圈电流与接收线圈电流相等，在输出功率无法达到给定值的情况下，同时增加发射线圈电流与接收线圈电流，保证电流分配均匀，降低了损耗，提高效率；在保证同样输出功率的情况下，发射线圈电流与接收线圈电流最小，降低了线圈损耗，提高效率，同时本发明自启动开始调整功率输出，无需WIFI通信即可完成空载至满载的功率变换，避免了传统无线充电系统响应速度受制于WIFI通信速度；提高无线充电系统的鲁棒性。
附图说明
下面结合实施例和附图对本发明进行详细说明，其中：
图1是电动汽车无线充电系统原理框图；
图2是电动汽车无线充电系统的电路图；
图3是逆变网络单元电压VAB、整流网络单元电压Vab、第二谐振电感LF2电流ILF2波形对照图；
图4是整流网络单元替换电路；
图5是第一实施例控制流程图；
图6是第二实施例控制流程图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明针对现有技术的不足，本专利提出了一种控制方式，在传统无线充电结构中，将传统整流网络中的无源器件更换为有源可控器件，使得整流网络与接收线圈可控。主要优点在于增加了控制维度，能够保证输出满功率的情况下，所有谐振网络电流最低；而且加入整流网络的控制后，环路响应速度不在受限WIFI通信时间影响，能够增强无线充电系统的鲁棒性。
本发明公开了一种无线充电系统，参看图1示出的电动汽车无线充电系统原理框图，其包括依次连接的PFC网络单元、逆变网络单元、逆变谐振补偿网络单元、发射线圈BP、接收线圈VP、整流谐振补偿网络单元、整流网络单元、以及控制器、WIFI模组，其中所述PFC网络单元，用以将交流电转换为直流电(并满足PF值与THD等指标要求，为逆变网络单元提供小范围可调的稳定直流电源)；所述逆变网络单元，用以将直流电逆变为高频交流电(在较佳实施例中逆变网络单元由全桥MOS/IGBT组成，通过调整占空比D1来调整逆变电压基波有效值)；所述逆变谐振补偿网络单元，补偿发射线圈漏感，提高功率传输效率；所述发射线圈，将高频电流转换为交变磁场；所述接收线圈，将交变磁场转换为高频电流；所述整流谐振补偿网络单元，补偿接收线圈漏感，提高功率传输效率；所述整流网络单元，用以将高频交流电转换为直流电(在较佳实施例中整流网络单元由全桥MOS/IGBT或半控桥MOS/IGBT组成，通过调整占空比D2来调整整流电压基波有效值)；所述WIFI模组，负责无线数据通信；所述控制器通过调整逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab之间的相位差φ、以及分别调整逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2，控制发射线圈电流与接收线圈电流相等，减少损耗。
参看图2示出的较佳实施例，所述逆变网络单元采用全桥电路包括第一桥臂和第二桥臂(由Q1、Q2、Q3、Q4组成)，第一桥臂的第一中间点A和第二桥臂的第二中间点B连接所述逆变谐振补偿网络单元，所述逆变谐振补偿网络单元包括第一谐振电感LF1、第一谐振电容CF1、第一电容C1，其中第一谐振电感LF1的一端连接第一中间点A，第一谐振电感LF1的另一端连接第一谐振电容CF1和第一电容C1的一端，第一电容C1的另一端连接所述发射线圈的一端，第一谐振电容CF1的另一端连接第二中间点B以及发射线圈的另一端。在较佳实施例中Q1、Q2、Q3、Q4采用MOS/IGBT，每个管占空比为0.5，且Q1与Q2互补，Q3与Q4互补；通过控制Q1与Q4的导通角，从而控制VAB的占空比，我们将VAB的占空比用D1表示；进一步的，由阻抗关系
Figure BDA0003708728140000071
可知：
Figure BDA0003708728140000072
其中j为虚数单位，Wo为谐振角频率，即通过调整占空比D1即可控制IBP。
参看图2示出的较佳实施例，所述整流网络单元采用全桥电路包括第三桥臂和第四桥臂(由Q5、Q6、Q7、Q8组成)，第三桥臂的第三中间点a和第四桥臂的第四中间点b连接所述整流谐振补偿网络单元，所述整流谐振补偿网络单元包括第二谐振电感LF2、第二谐振电容CF2、第二电容C2，其中第二谐振电感LF2的一端连接第三中间点a，第二谐振电感LF2的另一端连接第二谐振电容CF2和第二电容C2的一端，第二电容C2的另一端连接所述发射线圈的一端，第二谐振电容CF2的另一端连接第四中间点b以及接射线圈的另一端。在较佳实施例中Q5、Q6、Q7、Q8采用MOS/IGBT，每个管占空比为0.5，且Q5与Q6互补，Q7与Q8互补；通过控制Q5与Q8的导通角，从而控制Vab的占空比，我们将Vab的占空比用D2表示；进一步的，由阻抗关系
Figure BDA0003708728140000081
可知：
Figure BDA0003708728140000082
其中j为虚数单位，Wo为谐振角频率，即通过调整占空比D2即可控制IVP。
无线充电系统中主要的损耗由发射线圈与接收线圈产生，由P＝I2R可知，损耗与电流的平方成正比，因此如果发射线圈的电流IBP与接收线圈的电流IVP相差较大的情况下，就会造成损耗分配不均，温升过大等情况。为了解决上述问题，需要在输出功率不变的情况下，保持IBP与IVP一致。
由整流谐振补偿网络单元关系可知：
Figure BDA0003708728140000083
参看图3示出的逆变网络单元电压VAB、整流网络单元电压Vab、第二谐振电感LF2电流ILF2波形对照图，ILF2电流滞后VAB 0.5π；检测第二谐振电感LF2电流ILF2就可以根据ILF2电流来获取VAB的相位信息。
由上述整流谐振补偿网络单元关系可知输出功率：
Figure BDA0003708728140000084
通过上式可知，控制Vab与VAB的移相角φ就可以来控制输出功率，当Vab与VAB相位相等时，即移相角φ＝0时，ILF2电流正负相等，即输出电流为0，输出功率为0；当Vab与超前VAB 0.5π时，即移相角φ＝-0.5π时，ILF2电流全部为正，即输出电流最大，功率最大。基于上述原理，加入整流网络的控制后，环路响应速度不在受限WIFI通信时间影响，能够增强无线充电系统的鲁棒性。
本发明在正常工作时，保证发射线圈电流与接收线圈电流相等，在输出功率无法达到给定值的情况下，同时增加发射线圈电流与接收线圈电流，保证电流分配均匀，降低了损耗，提高效率；本专利的优点在于，通过调整Vab与VAB的移相角φ调整输出功率；通过单一变量即可控制输出功率，提高无线充电系统的鲁棒性；本专利的优点在于，在正常工作时，当在额定输出功率下工作时，如果Vab与VAB的移相角φ过小，说明此时发射线圈电流与接收线圈电流过大，此时同时降低发射线圈电流与接收线圈电流，保证同样输出功率的情况下，发射线圈电流与接收线圈电流最小，降低了线圈损耗，提高效率。
图4示出的是整流网络单元的一种替换电路。整流网络单元的两个上桥臂替换为普通二极管整流(D1、D2)，其中Q6与Q8占空比相等且大于0.5，Q8滞后于Q6π；通过控制Q6、Q8的单管占空比从而控制Vab的占空比D2；即控制接收线圈电流IVP。
参看图2示出的较佳实施例，需要指出，所述WIFI模组其实分为桩/地端WIFI单元和车端WIFI单元，两者负责无线数据通信；所述控制器其实分为桩/地端控制器和车端控制器，两者负责采样、算法实现、PWM发生等工作。
本发明还设计了一种无线充电系统控制方法，所述无线充电系统采用上述的无线充电系统，所述控制方法包括预设发射线圈电流IBP或预设逆变网络单元电压VAB，通过调整逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab之间的相位差φ调整输出功率、以及分别调整逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2，控制发射线圈电流与接收线圈电流相等，减少损耗。
在图5示出的第一实施例中，所述控制方法包括以下具体步骤:
步骤1、预设发射线圈电流IBP初始值和接收线圈电流IVP初始值、且发射线圈电流IBP初始值等于接收线圈电流IVP初始值(注，初始值根据不同机型、以及试验所得，进行设定)；
步骤2、根据发射线圈电流IBP初始值和接收线圈电流IVP初始值，分别计算逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2(用D1、和D2分别控制两网络单元工作)；
步骤3、控制逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab同步，即两电压的相位差φ为0(ILF2电流滞后VAB 0.5π，通过检测ILF2电流可以获取VAB相位信息)；
步骤4、采集无线充电系统的输出电压Vout和输出电流Iout，计算输出功率Pout(采用的业内常用公式P＝V*I)；
步骤5、用预设功率Pset减去输出功率Pout，计算功率误差Perror(公式为：Perror＝Pset-Pou)；
步骤6、根据功率误差Perror计算所述相位差φ；
步骤7、判断是否输出功率Pout≥预设功率Pset、并且相位差φ<0.5π，是则转步骤9，否则转步骤8；
步骤8、逆变网络单元控制信号占空比D1加第一步长值ΔD1，整流网络单元控制信号占空比D2加第二步长值ΔD2，转步骤4；
步骤9、判断是否相位差φ≥0.4π，是则转步骤11，否则转步骤10；
步骤10、逆变网络单元控制信号占空比D1减第一步长值ΔD1，整流网络单元控制信号占空比D2减第二步长值ΔD2，转步骤4(在较佳实施例中，ΔD1＝ΔD2，并且取值范围为：0到0.1之间)；
步骤11、保持当前逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2进行充电，退出调整。
在较佳实施例中，所述步骤2中采用公式1计算逆变网络单元控制信号占空比D1，采用公式2计算整流网络单元控制信号占空比D2；
Figure BDA0003708728140000101
Figure BDA0003708728140000102
其中，j为虚数单位，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，IBP为发射线圈电流IBP初始值，Vin为PFC网络单元的输出电压Vin，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，IVP为接收线圈电流IVP初始值，Vout为整流网络单元输出电压。
所述步骤6采用公式3计算相位差φ；
φ(t)＝KP*Perror(t)+KI*∫Perror(t)dt 公式3
其中，KP为比例系数，KI为积分系数，Perror为功率误差Perror。
参看图6示出的第二实施例，所述控制方法包括以下具体步骤:
步骤1、预设逆变网络单元电压VAB；
步骤2、采集第二谐振电感LF2电流ILF2，并根据整流网络单元电流ILF2计算耦合系数K；
步骤3、根据耦合系数K计算PFC网络单元输出电压Vin和逆变补偿网络单元的谐振频率；
步骤4、设定发射线圈电流IBP为最大发射线圈电流IBPmax，设定接收线圈电流IVP为最大接收线圈电流IVPmax，分别计算逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2(在较佳实施例中，IBPmax＝IVPmax，它们的数值根据不同机型、以及试验所得，进行设定)；
步骤5、控制逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab同步，即两电压的相位差φ为0；
步骤6、采集无线充电系统的输出电压Vout和输出电流Iout，计算输出功率Pout(采用的业内常用公式P＝V*I)；
步骤7、用预设功率Pset减去输出功率Pout，计算功率误差Perror(公式为：Perror＝Pset-Pou)；
步骤8、根据功率误差Perror计算所述相位差φ；
步骤9、判断输出功率Pout≥Pset*1.1，是则转步骤10，否则转步骤11(需要指出Pset为预先设定的值)；
步骤10、整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻减Δn，转步骤6；
步骤11、判断输出功率Pout≤Pset*0.9，是则转步骤12，否则转步骤13；
步骤12、整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻加Δn，转步骤6(Δn的数值根据不同机型、以及试验所得，进行设定)；
步骤13、保持逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻，退出调整。
所述步骤2中采用公式4计算耦合系数K；
Figure BDA0003708728140000111
其中，ILF2为第二谐振电感LF2电流ILF2，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，VAB为逆变网络单元电压VAB，LBP为发射线圈的感抗，LVP为接收线圈的感抗。
所述步骤3中采用公式5计算PFC网络单元输出电压Vin，采用公式6计算逆变补偿网络单元的谐振频率；
Figure BDA0003708728140000121
f＝85-k*10 公式6
其中Vin为PFC网络单元输出电压Vin，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，K为耦合系数K，LBP为发射线圈的感抗，LVP为接收线圈的感抗，f为谐振频率。
所述步骤4中采用公式7计算逆变网络单元控制信号占空比D1，采用公式8计算整流网络单元控制信号占空比D2；
Figure BDA0003708728140000122
Figure BDA0003708728140000123
其中，j为虚数单位，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，IBP为最大发射线圈电流IBPmax，Vin为PFC网络单元的输出电压Vin，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，IVP为最大接收线圈电流IVPmax，Vout为整流网络单元输出电压。
所述步骤8采用公式3计算相位差φ(即输出功率误差Perror经过PI环路计算后得出Vab与VAB的移相角φ)；
φ(t)＝KP*Perror(t)+KI*∫Perror(t)dt 公式3
其中，KP为比例系数，KI为积分系数，Perror为功率误差Perror。
本发明的优点为自启动开始调整功率输出，无需WIFI通信即可完成空载至满载的功率变换，避免了传统无线充电系统响应速度受制于WIFI通信速度；提高无线充电系统的鲁棒性。
以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本申请精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本申请的权利要求范围之中。

Claims (12)

1.一种无线充电系统，其特征在于，包括依次连接的PFC网络单元、逆变网络单元、逆变谐振补偿网络单元、发射线圈(BP)、接收线圈(VP)、整流谐振补偿网络单元、整流网络单元、以及控制器、WIFI模组，其中
所述PFC网络单元，用以将交流电转换为直流电；
所述逆变网络单元，用以将直流电逆变为高频交流电；
所述逆变谐振补偿网络单元，补偿发射线圈漏感，提高功率传输效率；
所述发射线圈，将高频电流转换为交变磁场；
所述接收线圈，将交变磁场转换为高频电流；
所述整流谐振补偿网络单元，补偿接收线圈漏感，提高功率传输效率；
所述整流网络单元，用以将高频交流电转换为直流电；
所述WIFI模组，负责无线数据通信；
所述控制器通过调整逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab之间的相位差φ、以及分别调整逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2，控制发射线圈电流与接收线圈电流相等，减少损耗。
2.如权利要求1所述的无线充电系统，其特征在于，所述逆变网络单元采用全桥电路包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂的第一中间点A和第二桥臂的第二中间点B连接所述逆变谐振补偿网络单元，所述逆变谐振补偿网络单元包括第一谐振电感LF1、第一谐振电容CF1、第一电容C1，其中第一谐振电感LF1的一端连接第一中间点A，第一谐振电感LF1的另一端连接第一谐振电容CF1和第一电容C1的一端，第一电容C1的另一端连接所述发射线圈的一端，第一谐振电容CF1的另一端连接第二中间点B以及发射线圈的另一端。
3.如权利要求1所述的无线充电系统，其特征在于，所述整流网络单元采用全桥电路包括第三桥臂和第四桥臂，第三桥臂的第三中间点a和第四桥臂的第四中间点b连接所述整流谐振补偿网络单元，所述整流谐振补偿网络单元包括第二谐振电感LF2、第二谐振电容CF2、第二电容C2，其中第二谐振电感LF2的一端连接第三中间点a，第二谐振电感LF2的另一端连接第二谐振电容CF2和第二电容C2的一端，第二电容C2的另一端连接所述发射线圈的一端，第二谐振电容CF2的另一端连接第四中间点b以及接射线圈的另一端。
4.一种无线充电系统控制方法，其特征在于，所述无线充电系统采用权利要求1至3任一项所述的无线充电系统，所述控制方法包括预设发射线圈电流IBP或预设逆变网络单元电压VAB，通过调整逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab之间的相位差φ调整输出功率、以及分别调整逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2，控制发射线圈电流与接收线圈电流相等，减少损耗。
5.如权利要求4所述的无线充电系统的控制方法，其特征在于，包括以下具体步骤:
步骤1、预设发射线圈电流IBP初始值和接收线圈电流IVP初始值、且发射线圈电流IBP初始值等于接收线圈电流IVP初始值；
步骤2、根据发射线圈电流IBP初始值和接收线圈电流IVP初始值，分别计算逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2；
步骤3、控制逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab同步，即两电压的相位差φ为0；
步骤4、采集无线充电系统的输出电压Vout和输出电流Iout，计算输出功率Pout；
步骤5、用预设功率Pset减去输出功率Pout，计算功率误差Perror；
步骤6、根据功率误差Perror计算所述相位差φ；
步骤7、判断是否输出功率Pout≥预设功率Pset、并且相位差φ<0.5π，是则转步骤9，否则转步骤8；
步骤8、逆变网络单元控制信号占空比D1加第一步长值ΔD1，整流网络单元控制信号占空比D2加第二步长值ΔD2，转步骤4；
步骤9、判断是否相位差φ≥0.4π，是则转步骤11，否则转步骤10；
步骤10、逆变网络单元控制信号占空比D1减第一步长值ΔD1，整流网络单元控制信号占空比D2减第二步长值ΔD2，转步骤4；
步骤11、保持当前逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2进行充电，退出调整。
6.如权利要求5所述的无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述步骤2中采用公式1计算逆变网络单元控制信号占空比D1，采用公式2计算整流网络单元控制信号占空比D2；
Figure FDA0003708728130000031
Figure FDA0003708728130000032
其中，j为虚数单位，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，IBP为发射线圈电流IBP初始值，Vin为PFC网络单元的输出电压Vin，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，IVP为接收线圈电流IVP初始值，Vout为整流网络单元输出电压。
7.如权利要求5所述的无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述步骤6采用公式3计算相位差φ；
φ(t)＝KP*Perror(t)+KI*∫Perror(t)dt 公式3
其中，KP为比例系数，KI为积分系数，Perror为功率误差Perror。
8.如权利要求4所述的无线充电系统的控制方法，其特征在于，包括以下具体步骤:
步骤1、预设逆变网络单元电压VAB；
步骤2、采集第二谐振电感LF2电流ILF2，并根据整流网络单元电流ILF2计算耦合系数K；
步骤3、根据耦合系数K计算PFC网络单元输出电压Vin和逆变补偿网络单元的谐振频率；
步骤4、设定发射线圈电流IBP为最大发射线圈电流IBPmax，设定接收线圈电流IVP为最大接收线圈电流IVPmax，分别计算逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2；
步骤5、控制逆变网络单元电压VAB和整流网络单元电压Vab同步，即两电压的相位差φ为0；
步骤6、采集无线充电系统的输出电压Vout和输出电流Iout，计算输出功率Pout；
步骤7、用预设功率Pset减去输出功率Pout，计算功率误差Perror；
步骤8、根据功率误差Perror计算所述相位差φ；
步骤9、判断输出功率Pout≥Pset*1.1，是则转步骤10，否则转步骤11；
步骤10、整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻减Δn，转步骤6；
步骤11、判断输出功率Pout≤Pset*0.9，是则转步骤12，否则转步骤13；
步骤12、整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻加Δn，转步骤6；
步骤13、保持逆变网络单元控制信号占空比D1和整流网络单元控制信号占空比D2的发波时刻，退出调整。
9.如权利要求8所述的无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述步骤2中采用公式4计算耦合系数K；
Figure FDA0003708728130000041
其中，ILF2为第二谐振电感LF2电流ILF2，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，VAB为逆变网络单元电压VAB，LBP为发射线圈的感抗，LVP为接收线圈的感抗。
10.如权利要求8所述的无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述步骤3中采用公式5计算PFC网络单元输出电压Vin，采用公式6计算逆变补偿网络单元的谐振频率；
Figure FDA0003708728130000042
f＝85-k*10 公式6
其中Vin为PFC网络单元输出电压Vin，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，K为耦合系数K，LBP为发射线圈的感抗，LVP为接收线圈的感抗，f为谐振频率。
11.如权利要求8所述的无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述步骤4中采用公式7计算逆变网络单元控制信号占空比D1，采用公式8计算整流网络单元控制信号占空比D2；
Figure FDA0003708728130000043
Figure FDA0003708728130000044
其中，j为虚数单位，wo为谐振角频率，LF1为第一谐振电感LF1的感抗，IBP为最大发射线圈电流IBPmax，Vin为PFC网络单元的输出电压Vin，LF2为第二谐振电感LF2的感抗，IVP为最大接收线圈电流IVPmax，Vout为整流网络单元输出电压。
12.如权利要求8所述的无线充电系统的控制方法，其特征在于，所述步骤8采用公式3计算相位差φ；
φ(t)＝KP*Perror(t)+KI*∫Perror(t)dt 公式3
其中，KP为比例系数，KI为积分系数，Perror为功率误差Perror。
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