CN110949152A - 无线充电系统、方法及汽车无线充电装置 - Google Patents

无线充电系统、方法及汽车无线充电装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种无线充电系统、方法及汽车无线充电装置，该无线充电系统包括：位于基建侧的PFC电路、逆变电路、原边谐振网络及基建采样控制电路；位于车载侧的副边谐振网络、可控整流调节电路及车载检测控制电路；其中，根据检测的原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，调节可控整流调节电路的工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，使原边谐振网络、副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节；基建采样控制电路和车载检测控制电路通信连接，并根据车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，控制调节PFC电路以及逆变电路的输出电流和/或输出电压，以调节系统的输出电流/电压。

Description

无线充电系统、方法及汽车无线充电装置
技术领域
本发明涉及无线充电技术领域，特别涉及一种无线充电系统、方法及汽车无线充电装置。
背景技术
随着新能源的发展，越来越多的汽车开始采用电动，或者油电混合，而在给电动汽车充电时，可以利用电磁感应的原理，采样无线充电的方式充电。
在实际应用中，车底盘离地间隙会随载重、胎压等因素而变化，导致车载和基建之间谐振不匹配。并且，不同的车辆或者同一车辆不同时刻，所需要的充电电压/电流是不同的，无线充电系统需要按照车辆BMS指令满足车辆不同的充电电压/电流需求。
发明内容
本发明的主要目的是提出一种无线充电系统、方法及汽车无线充电装置，旨在实现无线充电系统的谐振网络的谐振匹配，以及充电电压/电流可调。
为实现上述目的，本发明提出一种无线充电系统，该无线充电系统包括：
位于基建侧的PFC电路、逆变电路、原边谐振网络及基建采样控制电路；
位于车载侧的副边谐振网络、可控整流调节电路及车载检测控制电路；其中，所述基建采样控制电路控制所述PFC电路对接入的交流电进行功率因素校正和整流，并控制所述逆变电路逆变成交流电后，通过所述原边谐振网络、副边谐振网络，传输至所述可控整流调节电路；
所述车载检测控制电路及所述基建采样控制电路，根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，调节所述可控整流调节电路的工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节；以及检测所述可控整流调节电路输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令；
所述基建采样控制电路和所述车载检测控制电路通信连接，并根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述PFC电路以及逆变电路的输出电流和/或输出电压，以调节系统的输出电流/电压。
可选地，所述基建采样控制电路还根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述逆变电路的移相角度，以调节所述逆变电路的输出电流和/或输出电压。
可选地，所述无线充电系统还包括位于基建侧的DC-DC电路，所述DC-DC电路串联设置于所述PFC电路和逆变电路之间。
可选地，所述原边谐振网络包括原边补偿网络及原边线圈，所述副边谐振网络包括副边补偿网络及副边线圈，所述原边补偿网络与所述原边线圈连接，所述原边线圈与所述副边线圈耦合设置；所述副边线圈与所述副边补偿网络连接。
可选地，所述原边补偿网络为LCC型补偿网络或者LCL型补偿网络；
和/或，所述副边补偿网络为LCC型补偿网络或者LCL型补偿网络。
可选地，所述无线充电系统还包括分设于基建侧和车载侧的无线通讯电路，所述基建采样控制电路和所述车载检测控制电路通过所述无线通讯电路通信连接。
本发明还提出一种无线充电方法，适用于如上所述的无线充电系统，该无线充电系统包括位于基建侧的PFC电路、逆变电路、原边谐振网络及基建采样控制电路，以及位于车载侧的副边谐振网络、可控整流调节电路及车载检测控制电路；所述无线充电方法包括以下步骤：
检测所述原副边谐振网络的谐振参数，并根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，控制所述可控整流调节电路工作，以及调节无线充电系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节；
检测所述可控整流调节电路输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令；
根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，调节所述PFC电路及逆变电路的输出电流和/或输出电压，以调节系统的输出电流/电压。
可选地，所述检测所述原副边谐振网络的谐振参数，并根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，控制所述可控整流调节电路工作，以及调节无线充电系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节的步骤具体包括：
根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，查表或计算出所述可控整流调节电路的控制量，以及系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益的变化量维持在预设范围内。
可选地，所述检测所述原副边谐振网络的谐振参数，并根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，控制所述可控整流调节电路工作，以及调节无线充电系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益在设计优化范围内的步骤具体包括：
分别连续调整所述可控整流调节电路的工作参数及系统的工作效率，直至所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益的变化量维持在预设范围内。
可选地，所述可控整流调节电路工作参数包括所述可控整流调节电路的占空比或者移相角度、以及电压Ve和电流Ie之间的相位关系。
本发明还提出一种汽车无线充电装置，其特征在于，包括如所述的无线充电系统；该无线充电系统包括：位于基建侧的PFC电路、逆变电路、原边谐振网络及基建采样控制电路；位于车载侧的副边谐振网络、可控整流调节电路及车载检测控制电路；其中，所述基建采样控制电路控制所述PFC电路对接入的交流电进行功率因素校正和整流，并控制所述逆变电路逆变成交流电后，通过所述原边谐振网络、副边谐振网络，传输至所述可控整流调节电路；所述车载检测控制电路及所述基建采样控制电路，根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，调节所述可控整流调节电路的工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益在设计优化范围内；以及检测所述可控整流调节电路输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令；所述基建采样控制电路和所述车载检测控制电路通信连接，并根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述PFC电路以及逆变电路的输出电流和/或输出电压，以调节系统的输出电流/电压。
本发明无线充电系统通过位于基建侧的基建采样控制电路控制PFC电路对接入的交流电进行功率因素校正和整流，并控制所述逆变电路逆变成交流电后，通过所述原边谐振网络、副边谐振网络，传输至车载侧的可控整流调节电路，以及通过原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，调节所述可控整流调节电路的工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益在设计优化范围内；所述车载检测控制电路，还检测所述可控整流调节电路输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令，从而使基建采样控制电路和所述车载检测控制电路通信连接，并根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述PFC电路以及逆变电路的输出电流和/或输出电压。本发明可以满足电动汽车对充电电压/电流/功率的需求，实现充电电压/电流可调，以及实现无线充电系统的谐振网络的谐振匹配，解决谐振网络处于非谐振匹配状态，影响到系统工作特性的问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
图1为本发明无线充电系统一实施例的功能模块示意图；
图2为本发明无线充电系统一实施例的电路模块示意图；
图3为本发明无线充电系统另一实施例的电路模块示意图；
图4为图3中可控整流调节电路的工作流程示意图；
图5为图3中可控整流调节电路占空比调节波形图；
图6为图3中可控整流调节电路中等效负载实部系数及部系数曲线图；
图7为图3中可控整流调节电路占空比调节波形图；
图8为图3中逆变电路移相调节效果图；
图9为原边补偿网络和副边补偿网络均为LCC型补偿网络的分析模型图；
图10为频率对跨导增益及输入阻抗Zin相角的影响示意图；
图11为可控整流调节电路的等效电路图；
图12为本发明无线充电方法一实施例的流程示意图。
附图标号说明：
标号 名称 标号 名称
110 PFC电路 230 车载检测控制电路
120 逆变电路 211 副边补偿网络
130 原边谐振网络 Q1 第一上桥臂开关
140 基建采样控制电路 Q3 第一下桥臂开关
150 DC-DC电路 Q2 第二上桥臂开关
131 原边补偿网络 Q4 第二下桥臂开关
210 副边谐振网络 Lp 原边线圈
220 可控整流调节电路 Ls 副边线圈
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本发明提出一种无线充电系统。
该无线充电系统的基建侧部分设置地表下，而车载侧部分则设置于汽车上，在进行充电时，驾驶员将汽车驾驶到指定位置上，开启该无线充电系统便可进行充电。电动汽车无线充电主要利用电磁感应耦合的原理，当原边谐振网络与副边谐振网络调整到统一谐振频率时，两个谐振网络产生共振，能量能高效的从基建侧传输到车载侧，将基建侧电网能量以非接触的方式传递到车载侧电池，实现无线充电。然而在实际应用中，车底盘离地间隙会随载重、胎压等因素而变化，同时每次停车都不能特别精准(在前后、左右方向上有一定偏差)，导致每次松耦合变压器原副边线圈的相对物理位置可能不一样，即每次停车松耦合变压器参数可能会不一样，从而影响到谐振网络的谐振匹配状态。并且，在实际应用中，不同的车辆或者同一车辆不同时刻，所需要的充电电压/电流是不同的，无线充电系统需要按照车辆BMS指令满足车辆不同的充电电压/电流需求。
为了解决上述问题，参照图1，在本发明一实施例中，该无线充电系统包括：
为了解决上述问题，参照图1至图3，在本发明一实施例中，该无线充电系统包括：
位于基建侧的PFC电路110、逆变电路120、原边谐振网络130及基建采样控制电路140；
位于车载侧的副边谐振网络210、可控整流调节电路220及车载检测控制电路230；其中，所述基建采样控制电路140控制所述PFC电路110对接入的交流电进行功率因素校正和整流，并控制所述逆变电路120逆变成交流电后，通过所述原边谐振网络130、副边谐振网络210，传输至所述可控整流调节电路220；
所述车载检测控制电路230及所述基建采样控制电路140，根据检测的所述原边谐振网络130及所述副边谐振网络210的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，调节所述可控整流调节电路220的工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，使所述原边谐振网络130、所述副边谐振网络210谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节；以及检测所述可控整流调节电路220输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令；
所述基建采样控制电路140和所述车载检测控制电路230通信连接，并根据所述车载检测控制电路230输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述PFC电路110及逆变电路120的输出电流和/或输出电压。
本实施例中，PFC电路110的输入是国标电网单相或三相电；PFC电路110可以由PFC开关、二极管、电感等元器件来实现。PFC电路110可以采用有源PFC电路110或者无源PFC电路110来实现，PFC电路110可以是升压型PFC电路110，或者降压型PFC电路110，或者升降压型PFC电路110。PFC电路110将接入的交流电进行功率因素校正和整流，校正后的直流电输出至逆变电路120的输入端。其中，PFC电路110的输出电压和输出电流在本文中定义为Vdc和Idc，其中Vdc/Idc具备一定的调节范围，其具体可以根据车载侧的输出电流和输出电压进行调节。
逆变电路120集成了四个功率开关管，四个功率开关管组成两相逆变桥电路。其中，各功率开关管可以采用MOS管或者IGBT来实现。逆变电路120用于实现DC/AC转换，也即把直流电转换成高频交流电，其工作频率为f，全桥的中点电压/电流分别为Vin/Iin，等效阻抗为Zin。
原边谐振网络130包括原边线圈Lp、原边补偿网络131，副边谐振网络210包括副边线圈Ls、副边补偿网络211，其中，原边线圈Lp和副边线圈Ls组成松耦合变压器，以实现能量的发送和接收，两者的形状类型不限，可以是圆形线圈、矩形线圈、D字型线圈等。两个线圈之间气隙较大，具有漏感大、励磁电感小的特点，系统整体的功率因数很低。为此，原边谐振网络130和副边谐振网络210还分别设置有原边补偿网络131和副边补偿网络211，两者可以由补偿电容和补偿电感组成，可以是串联补偿电容或并联补偿电容等单器件补偿方式，也可以是LCL、LCC等多器件组合补偿方式来实现。松耦合变压器和两个补偿网络组成无线充电系统的谐振网络，该谐振网络处于谐振匹配状态时，整个无线充电系统的功能(例如输出功能大小、输出电压/电流范围等)和性能(例如效率指标等)等具有较好的工作特性；反之则相反。
参照图5，图6，图7，可控整流调节电路220，为开关型全桥整流电路，用于将高频交流电流转换成直流，以及实现谐振网络调谐和输出特性调节。全桥的中点电压/电流分别为Ve/Ie，等效阻抗为Re。车载侧还设置有车载电池、输出滤波电容Co、阻抗匹配电阻，以及用电负载Rout等输出网络240。
传统不控整流的Ve、Ie波形如图5(a)所示，此时Re大概估算如下：
Figure BDA0002329151710000081
本专利可控整流调节电路220工作Ve、Ie波形如图5(b)所示时，占空比D如图中标识，则此时的效阻抗为Re可以表示为：
Figure BDA0002329151710000082
如上式可知，此时等效阻抗Re并不是纯阻性，把其分解成实部和虚部如下所示：
Figure BDA0002329151710000083
Figure BDA0002329151710000084
其中，
Figure BDA0002329151710000085
为不控整流或同步整流时的等效负载，D为可控整流调节电路220的占空比即此时Re相比不控整流/同步整流，其纯阻性负载相当于引入系数kre，如图6(a)所示；同时增加了一个系数为kim的虚部，如图6(b)所示。通过调节不同的占空比D，可以调节等效阻抗的实部和虚部，其中实部的调节相当于输出特性的调节，虚部的调节相当于在原有谐振网络中串联了一个可控谐振参数调节量。
另如图5(b)所示，此工作模式下的电流Ie相位超前电压Ve基波过零点，为容性工作状态，电流Ie和电压Ve的相位大小为θ＝D/2。当然，可控全桥除了图5(b)所述的容性工作模式外，还可以调节驱动和Ie过零点的相位，即调节电压Ve和电流Ie的相位，使可控全桥工作在感性或阻性的状态下。图7(a)中电压Ve基波过零点超前电流Ie过零点，即可控整流模块工作在感性模式，此时电压Ve和电流Ie相位大小为θ＝D/2；图7(b)中电压Ve基波过零点和电流Ie过零点重合，即可控整流模块工作在阻性模式，此时电压Ve和电流Ie相位大小为θ＝0；
因此通过上面描述，通过调节可控整流调节电路220中点电压Ve和电流Ie的相位，可以使可控整流模块工作在容性、阻性或感性的工作模式下；并通过调节占空比D，可以调节容值、阻值或感值大小，不仅能够实现输出特性的调节，同时还能实现不同谐振参数的调节，并最终实现谐振网络的调节。
可控整流调节电路220还可通过控制移相角度α，来调节谐振网络，其具体调节方式与调节占空比的方式相同的，工作原理相同，且实现的技术效果也相同。因此，通过调节不同的移相角度α，可以调节等效阻抗的实部和虚部，该实部、虚部和系统的谐振网络相连接，相当于在原有谐振网络中串联了一个可控谐振参数调节量，并能实现系统输出特性的调节。当原有谐振网络处于非谐振匹配状态时，可以调节通过可控整流调节电路220移相角度α或者占空比，以及Ve和Ie之间相位的工作参数，来调节等效负载Re实部和虚部，使系统重新处于谐振匹配状态，从而达到系统较优的工作特性。
基建侧采样控制电路和车载检测控制电路230均包括采样电路和控制电路，其中采样电路可以采用电流互感器、霍尔传感器等单独的器件，或者由电阻、电容等元件器组成的检测电路来检测电流/电压，控制电路可以采用DSP、单片机、FPGA等微处理器来实现，以实现对各自对应的电流、电压等信号进行采样和对基建侧的PFC电路110、逆变电路120，以及车载侧可控整流调节电路220进行相关的逻辑控制，例如可以检测逆变电路120的全桥中点电流Iin/电压Vin，及其电压电流相位的采样量，PFC电路110输出电压Vdc、电流Idc的采样量，原边线圈Lp电流Ip的采样量；系统输出电压Vout/电流Iout的采样量，可控整流调节电路220全桥中点电流Ie/电压Ve，及其电压电流相位的采样量，副边线圈Ls电流Is，或副边阻抗Zs相角的采样量。
基建侧和车载侧的控制电路还可以通过原边线圈Lp、副边线圈Ls来实现通讯连接，以将检测信号以及各自的工作状态进行传输，以实现信号交互。车载侧检测电路可以通过检测可控整流调节电路220的中点电压/电流，查表或者计算以获取谐振参数，还可以直接检测当前松耦合变压器的参数(例如互感M，或耦合系数K等)。当然，也可以通过原边Vin/Iin相角量、副边阻抗Zs相角的采样量、副边变压器电流Is的大小(谐振匹配时，无功最小，电流最小)、系统效率(谐振匹配时，系统效率最高)等参数来获取谐振参数。
可以理解的是，通过设计谐振参数，增加频率调节后，在满足系统输出需求及阻抗匹配的基础上，可以使使系统跨导/电流/电压增益处于比较优化的设计范围内，即相比单独对PFC电路110输出电流/输出电压的调节，可以减小逆变电路输入电压Vdc以及逆变电路输出电压Vin电流Iin相位的变化范围。更小的Vdc及逆变电路相位的变化范围，意味着可以减小PFC输出电压的范围，减小逆变电路中的无功功率，这使得PFC电路110和逆变电路120可以采用较小功率的元器件来实现，降低系统成本，同时使系统具有较高的效率性能及较好的EMC性能。
在无线充电系统进行充电时，车载检测控制电路230将车载侧的充电电压、电流以及功率等信息通过无线通信的方式发送到基建采样控制电路140，基建采样控制电路140可以根据当前的电网电压和所需要的充电电流对基建侧的输出电压Vin或线圈电流Ip进行调节，以实现充电电流的控制。
或者在无线充电系统进行充电时，车载检测控制电路230根据车载侧的充电电压、电流以及功率等信息，计算或查表生成原边参数控制量(或连续调节得到)，通过无线通信的方式将原边参数控制量发送到基建采样控制电路140，基建采样控制电路140按照该参数控制量对原边参数进行控制调节并响应。
本发明无线充电系统通过位于基建侧的基建采样控制电路140控制PFC电路110对接入的交流电进行功率因素校正和整流，并控制所述逆变电路120逆变成交流电后，通过所述原边谐振网络130、副边谐振网络210，传输至车载侧的可控整流调节电路220，通过车载检测控制电路230及基建采样控制电路140根据检测的所述原副边谐振网络210的谐振参数，以及获取得到的充电需求量调节所述可控整流调节电路220的工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，使所述原边谐振网络130、所述副边谐振网络210谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益在设计优化范围内；所述基建采样控制电路140，还检测所述可控整流调节电路220输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令，从而使基建采样控制电路140和所述车载检测控制电路230通信连接，并根据所述车载检测控制电路230输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述PFC电路110以及逆变电路120的输出电流和/或输出电压，以及调节无线充电系统的工作频率。本发明可以满足电动汽车对充电电压/电流/功率的需求，实现充电电压/电流可调，以及实现无线充电系统的谐振网络的谐振匹配，解决谐振网络处于非谐振匹配状态，影响到系统工作特性的问题。
参照图1、图3、图8，在一实施例中，所述基建采样控制电路140还根据所述车载检测控制电路230输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述逆变电路120的移相角度，以调节所述逆变电路120的输出电流和/或输出电压。
需要说明的是，在松耦合变压器参数变化(谐振参数)较大时，输出电流的调节超出系统的频率调节和PFC输出电压Vdc调节范围时，可以进一步根据系统需要进行移相控制。当逆变电路120工作在不移相或不调占空比模式下，其逆变电路120的输入电压可表示为：
Figure BDA0002329151710000111
需要说明的是，当逆变电路120采用移相控制模式，而且逆变电路120中各功率开关管采用MOS管时，需逆变全桥工作在软开关下，因此移相角度的大小范围受此条件限制。
当全桥工作在移相模式下，定义移相角度为α，则此时逆变电路120的输入电压为：
Figure BDA0002329151710000112
即通过控制移相角度α，相当于在原有输入电压基础上引入一个调节系数，通过改变不同移相角度下的调节系数值，即可调节输入电压，而在相同功率条件下，对输入电压Vin的调节，可等效对输入电流Iin的调节。即可通过调节逆变电路120的输出电流和/或输出电压，实现对可控整流桥电路的输出电压/输出电流的调节。
参照图1-3，基于上述实施例中，所述无线充电系统还进一步包括位于基建侧的DC-DC电路150，所述DC-DC电路150串联设置于所述PFC电路110和逆变电路120之间。
本实施例中，在松耦合变压器参数和/或充电需求变化较大时，可以在PFC模块和逆变模块之间增加一级DC/DC模块，以实现对输入电压Vin进行调节。本发明还可以降低系统无功功率，减小器件电压、电流应力。
对与基建侧输出电压/输出电流的调节，可以通过调节PFC电路110及DC-DC电路150的输出电压/输出电流来实现，或者通过对逆变电路120进行移相控制来调节，或者控制调节所述PFC电路110、所述DC-DC电路150、所述逆变电路120中一个或者多个组合的输出电流和/或输出电压，实现充电电压/电流可调，此处不做限制。其中，DC-DC电路150为可选电路，即在实际工程应用中，该电路可以省略，省略后的系统调节及控制原理不变，在此不再赘述。
参照图4，在一实施例中，所述可控整流调节电路220包括第一上桥臂开关Q1、第二上桥臂开关Q2、第一下桥臂开关Q3及第二下桥臂开关Q4，所述第一上桥臂开关Q1与第一下桥臂开关Q3串联以形成第一桥臂电路，所述第二上桥臂开关Q2与第二下桥臂开关Q4串联以形成第二桥臂电路。
本实施例中，第一上桥臂开关Q1、第二上桥臂开关Q2、第一下桥臂开关Q3及第二下桥臂开关Q4组成两个桥臂电路，并且两个桥臂电路共有2种工作模式：同步/不控整流模式和短路模式，以电流Ie正半周为例，分别如图4(a)和图4(b)所示。如图4(a)所示，当第一上桥臂开关Q1、第二下桥臂开关Q4导通时，Ie电流此时通过整流桥，此为同步整流模式；或者此时所有MOS关全部关断，Ie电流通过MOS管体二极管给负载供电，此为不控整流模式；当第一下桥臂开关Q3和第二下桥臂开关Q4同时导通时，Re相当于短路，此时Ve为零，负载Rout由电容Co提供能量；负半周工作模式和正半周类似，不再赘述。
参照图4，在调节占空比工作模式下，每个桥臂上下管驱动互补，防止直通，主要通过调节驱动高电平导通时间。定义中第二下桥臂开关Q4和第一下桥臂开关Q3同时导通时间和一个开关周期的比值为D，其中T为一个系统开关周期。则每个开关周期内，会有2个DT时间内可控整流电路短路。占空比D的取值范围为0～0.5。当占空比D＝0时，第一上桥臂开关Q1和第二下桥臂开关Q4在等效电流Ie正半周内导通；第一下桥臂开关Q3和第二上桥臂开关Q2在等效电流Ie负半周内导通，此时电路为同步整流，效果和不控整流类似。当占空比D＝0.5时，即第一下桥臂开关Q3和第二下桥臂开关Q4持续导通，此时相当于短路，理论上会有最大虚部，所有能量转成无功，无任何电流输出到负载Rout侧。
而在移相工作模式下，每个MOS管驱动都保持在0.5，每个桥臂上下管驱动互补，防止直通。其短路状态有2种可能工作模式：第一上桥臂开关Q1与第二上桥臂开关Q2同时导通工作，第一下桥臂开关Q3与第二下桥臂开关Q4同时导通工作。在此时时间段内等效负载Re相当于短路，松耦合变压器副边接收到能量不能传递到负载Rout，负载由电容Co供电；在其他工作时段时，二极管导通，Ve被输出电压钳位，松耦合变压器接收到能量传递到负载，并给输出电容Co充电。
可以理解的是，本实施例中移相控制时的工作特性调节占空比D类似，工作原理相同，功能等效，此处不再赘述。因此可以通过调节移相角度或者调节占空比来实现等效负载Re实部和虚部的调节，实现输出负载特性和谐振网络调谐的能力。
可以理解的是，在实际工程应用中，也可以采用同时调节移相和占空比的方法，功能相同，在此不再赘述。
还可以理解的是，可控整流调节电路220以采用4个开关管组成的全桥电路为例进行说明，但是并不意味着本发明仅如实施例所展示，包括但不限于一些常用的电路拓扑如图11所示，这些电路拓扑通过一定控制算法都可以实现等效负载Re可调。
参照图1至图3，在一实施例中，所述无线充电系统还包括分设于基建侧和车载侧的无线通讯电路(图未示出)，所述基建采样控制电路140和所述车载检测控制电路230通过所述无线通讯电路通信连接。
本实施例中，无线通讯电路可以是副边线圈Ls和原边线圈Lp组成的耦合电路，车载检测控制电路230可以通过副边线圈Ls将充电电压、电流以及功率等信息发射至原边线圈Lp，然后发送至基建采样控制电路140。基建采样控制电路140通过控制PFC电路110或者逆变电路120调节输出电压，实现对变压器的原边输入电流的调节。无线通讯电路还可以采用WIFI模块、射频模块、蓝牙模块等可用于实现信号的接收和发送的无线通讯电路。
参照图1至图3，在一实施例中，所述无线充电系统还包括电池管理器，所述电池管理器(图未示出)与可控整流调节电路220的输出端连接。
电池管理器即BMS(Battery Management System，电池管理系统)，用于对电池的电量、电压及电流进行检测和管理，并与车载检测控制电路230连接，以将充电需求输出至车载检测控制电路230，车载检测控制电路230则可以根据电池管理器下发的充电需求，产生相应的检测信号和/或控制指令至基建采样控制电路140，以实现基建侧输出电压/输出电流的调节与输出。电池管理器提高了整了汽车无线充电系统的自动化水平。
本发明还提出一种无线充电方法，适用于如上所述的无线充电系统，该无线充电系统包括位于基建侧的PFC电路、逆变电路、原边谐振网络及基建采样控制电路，以及位于车载侧的副边谐振网络、可控整流调节电路及车载检测控制电路；参照图12，所述无线充电方法包括以下步骤：
步骤S100、检测所述原副边谐振网络的谐振参数，并根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，控制所述可控整流调节电路工作，以及调节无线充电系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节；
谐振参数可以通过检测可控整流调节电路的中点电压/电流，查表或者计算以获取，还可以直接检测当前松耦合变压器的参数(例如互感M，或耦合系数K等)来获得。当然，也可以通过原边Vin/Iin相角量、副边阻抗Zs相角的采样量、副边变压器电流Is的大小(谐振匹配时，无功最小，电流最小)、系统效率(谐振匹配时，系统效率最高)等参数来获取谐振参数。
可控整流调节电路全桥的中点电压/电流分别为Ve/Ie，等效阻抗为Re。车载侧还设置有车载电池、输出滤波电容Co、阻抗匹配电阻，以及用电负载等Rout。以图5(b)所示可控整流调节电路工作在容性工作模式时，此时的效阻抗为Re可以表示为：
Figure BDA0002329151710000151
如上式可知，此时等效阻抗Re并不是纯阻性，把其分解成实部和虚部如下所示：
Figure BDA0002329151710000152
Figure BDA0002329151710000153
其中，
Figure BDA0002329151710000154
为不控整流或同步整流时的等效负载，D为可控整流调节电路的占空比即此时Re相比不控整流/同步整流，其纯阻性负载相当于引入系数kre，同时增加了一个系数为kim的虚部。通过调节不同的占空比D，可以调节等效阻抗的实部和虚部，该实部及虚部和系统的谐振网络相连接，相当于在原有谐振网络中串联了一个可控谐振参数调节量，同时具备调节输出电压/电流特性的功能。
可控整流调节电路还可通过控制移相角度α，来调节谐振网络，其具体调节方式与调节占空比的方式相同的，工作原理相同，且实现的技术效果也相同。因此，通过调节不同的移相角度α，可以调节等效阻抗的实部和虚部，该虚部和系统的谐振网络相连接，相当于在原有谐振网络中串联了一个可控谐振参数调节量；该实部的调节相当于对输出电压/电流特性进行调节。当原有谐振网络处于非谐振匹配状态时，可以调节通过可控整流调节电路移相角度α或者占空比的工作参数，和或调节Ve和Ie的相位，来调节等效负载Re实部和虚部，使系统重新处于谐振匹配状态，从而达到系统较优的工作特性。
步骤S200、检测所述可控整流调节电路输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令；
本实施例可以采用电流互感器、霍尔传感器等单独的器件，或者由电阻、电容等元件器组成的检测电路来检测电流/电压，以实现对各自可控整流调节电路的电流、电压等信号进行采样。
步骤S300、根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，调节所述PFC电路及逆变电路的输出电流和/或输出电压，以调节系统的输出电流/电压。
逆变电路的输入电压和输入电流在本文中定义为Vdc和Idc，其中Vdc/Idc具备一定的调节范围，其具体可以根据车载侧的输出电流和输出电压进行调节。可以理解的是，通过设计谐振参数与增加频率调节后，在满足系统输出需求及阻抗匹配的基础上，可以使使系统跨导/电流/电压增益处于比较优化的设计范围内，即相比单独对PFC电路输出电流/输出电压的调节，可以减小逆变电路输入电压Vdc的变化范围以及逆变电路输出电压Vin电流Iin相位。更小的Vdc及逆变电路相位的变化范围，意味着可以减小PFC输出电压的范围，减小逆变电路中的无功功率，这使得PFC电路和逆变电路可以采用较小功率的元器件来实现，降低系统成本，同时使系统具有较高的效率性能及较好的EMC性能。
本发明无线充电方法通过位于基建侧的基建采样控制电路控制PFC电路对接入的交流电进行功率因素校正和整流，并控制所述逆变电路逆变成交流电后，通过所述原边谐振网络、副边谐振网络，传输至车载侧的可控整流调节电路，根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，调节所述可控整流调节电路的工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节；所述车载检测控制电路，还检测所述可控整流调节电路输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令，从而使基建采样控制电路和所述车载检测控制电路通信连接，并根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述PFC电路和逆变电路的输出电流和/或输出电压。本发明实现了无线充电系统的谐振网络的谐振匹配，以及充电电压/电流可调。
在一实施例中，所述检测所述原副边谐振网络的谐振参数，并根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，控制所述可控整流调节电路工作，以及调节无线充电系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节的步骤具体包括：
根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，查表或计算出所述可控整流调节电路的控制量及系统工作频率，或者分别连续调整所述可控整流调节电路的工作参数及系统工作频率，直至所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益的变化量维持在预设范围内。
通过调节不同的占空比D或者移相角度，以及Ve和Ie的相位，可以调节等效阻抗的实部和虚部，该虚部和系统的谐振网络相连接，相当于在原有谐振网络中串联了一个可控谐振参数调节量；该实部的调节相当于对输出电压/电流特性进行调节。当原有谐振网络处于非谐振匹配状态时，可以根据检测到的谐振参数与预设的谐振参数之间的差值直接生成可控整流调节电路的占空比D或者移相角度控制量，或者根据检测结果连续调节可控整流调节电路的占空比D或者移相角度，直至当前谐振参数与预设的谐振参数匹配，使系统重新处于谐振匹配状态，从而达到系统最优工作特性。
为了更好的说明无线充电系统及方法，参照图3、图9，结合上述所有实施例，以原边补偿网络和副边补偿网络均为LCC为例进行说明。其中原边LCC补偿网络包括补偿电感L1、补偿电容C1及补偿电容Cp；副边LCC补偿网络包括补偿电感L2、补偿电容C2及补偿电容Cs为补偿参数。
其中，将可控整流调节电路的等效电阻Re进一步分解成虚部和实部两部分，其中副边阻抗可以表示为：
Figure BDA0002329151710000171
原边输入阻抗如下：
Figure BDA0002329151710000172
在谐振设计点处有：
Figure BDA0002329151710000173
此时当系统工作在如5(b)示意图所示时，系统输出电流Iout(充电电流)和Ie电流关系如下：
Figure BDA0002329151710000174
因此，从上面公式中可以看出：1)、当松耦合变压器偏移设计点，则松耦合变压器参数会发生变化，通过调节Re，可以使得原边输入阻抗或副边阻抗发生改变；2)、输出电流Iout的调节，可通过输出电压Vin、工作频率，以及副边可控全桥控制量来实现；3)、关于Zs、Zin、Ie/Iout这些有关阻抗及输出电流的计算公式，都是关于频率的函数(ω＝2πf)，即可以通过更改频率，来实现对阻抗及输出电流的调节。
其中副边可控全桥控制量对系统输出特性和系统谐振网络匹配的影响，前面已有较多描述，在此不再赘述。在此对工作频率对系统输出特性和谐振网络匹配的影响进行简单阐述，为更好的理解频率的影响，参考图10：图10(a)为某个谐振参数及输出负载状态下不同频率的跨导增益曲线，其中横坐标为频率值，纵坐标为跨导增益(即输出电流Iout/逆变输出电压Vin)，从图中可以看出，不同频率下的跨导增益并不相同；图10(b)为某个谐振参数及输出负载状态下不同频率的输入阻抗角的曲线，其中横坐标为频率值，纵坐标为输入阻抗角(为图中逆变电路输出电压Vin与输出电流Iin的相位关系，即输入阻抗Zin的相角)，另外图中相角为正，即意味着输入相位为感性，相角为负，即意味着相位为容性，从图中可以看出，不同频率下的相角并不相同。
综合上述，工作频率和可控全桥的调节参数，都具有调节系统谐振匹配和输出特性的功能。通过合理的设计，可以使系统即满足谐振匹配，又能使系统的跨导/电流/电压增益在设计优化范围内。值得注意的是，本专利的设计优化范围指的是在PFC电路和逆变电路的调节范围。其中，使系统的跨导/电流/电压增益的变化量维持在预设范围内时，可以使系统整体的充电效率较高，同时也可以有效的降低系统成本，有利于系统设计优化，使系统的性能较优。
本发明还提出一种汽车无线充电装置，包括如上所述的无线充电系统。该无线充电系统的详细结构可参照上述实施例，此处不再赘述；可以理解的是，由于在本发明汽车无线充电装置中使用了上述无线充电系统，因此，本发明汽车无线充电装置的实施例包括上述无线充电系统全部实施例的全部技术方案，且所达到的技术效果也完全相同，在此不再赘述。
以上所述仅为本发明的可选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发.明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种无线充电系统，其特征在于，该无线充电系统包括：
位于基建侧的PFC电路、逆变电路、原边谐振网络及基建采样控制电路；
位于车载侧的副边谐振网络、可控整流调节电路及车载检测控制电路；其中，所述基建采样控制电路控制所述PFC电路对接入的交流电进行功率因素校正和整流，并控制所述逆变电路逆变成交流电后，通过所述原边谐振网络、副边谐振网络，传输至所述可控整流调节电路；
所述车载检测控制电路及所述基建采样控制电路，根据检测的所述系统谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，调节所述可控整流调节电路的工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节；以及检测所述可控整流调节电路输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令；
所述基建采样控制电路和所述车载检测控制电路通信连接，并根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述PFC电路以及逆变电路的输出电流和/或输出电压，以调节系统的输出电流/电压。
2.如权利要求1所述的无线充电系统，其特征在于，所述基建采样控制电路还根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，控制调节所述逆变电路的移相角度，以调节所述逆变电路的输出电流和/或输出电压。
3.如权利要求2所述的无线充电系统，其特征在于，所述无线充电系统还包括位于基建侧的DC-DC电路，所述DC-DC电路串联设置于所述PFC电路和逆变电路之间。
4.如权利要求1所述的无线充电系统，其特征在于，所述原边谐振网络包括原边补偿网络及原边线圈，所述副边谐振网络包括副边补偿网络及副边线圈，所述原边补偿网络与所述原边线圈连接，所述原边线圈与所述副边线圈耦合设置；所述副边线圈与所述副边补偿网络连接。
5.如权利要求1至4任意一项所述的无线充电系统，其特征在于，所述无线充电系统还包括分设于基建侧和车载侧的无线通讯电路，所述基建采样控制电路和所述车载检测控制电路通过所述无线通讯电路通信连接。
6.一种无线充电方法，适用于如权利要求1至5任意一项所述的无线充电系统，该无线充电系统包括位于基建侧的PFC电路、逆变电路、原边谐振网络及基建采样控制电路，以及位于车载侧的副边谐振网络、可控整流调节电路及车载检测控制电路；其特征在于，所述无线充电方法包括以下步骤：
检测所述系统谐振网络的谐振参数，并根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，控制调节所述可控整流调节电路工作参数，以及调节无线充电系统的工作频率，使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节；
检测所述可控整流调节电路输出的电压和/或电流，并生成对应的检测信号和/或控制指令；
根据所述车载检测控制电路输出的检测信号和/或控制指令，调节所述PFC电路及逆变电路的输出电流和/或输出电压，以调节基建侧的输出电流/电压。
7.如权利要求6所述的无线充电方法，其特征在于，所述检测所述原副边谐振网络的谐振参数，并根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，控制所述可控整流调节电路工作，以及调节无线充电系统的工作频率，使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节的步骤具体包括：
根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，查表或计算出所述可控整流调节电路的控制量，以及系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益的变化量维持在预设范围内。
8.如权利要求6所述的无线充电方法，其特征在于，所述检测所述原副边谐振网络的谐振参数，并根据检测的所述原副边谐振网络的谐振参数，以及获取得到的充电需求量，控制所述可控整流调节电路工作，以及调节无线充电系统的工作频率，以使所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时对系统跨导/电流/电压增益进行调节的步骤具体包括：
分别连续调整所述可控整流调节电路的工作参数及系统的工作频率，直至所述原边谐振网络、所述副边谐振网络谐振匹配，同时使系统跨导/电流/电压增益的变化量维持在预设范围内。
9.如权利要求7或8所述的无线充电方法，其特征在于，所述可控整流调节电路工作参数包括所述可控整流调节电路的占空比或者移相角度、以及电压Ve和电流Ie之间的相位关系。
10.一种汽车无线充电装置，其特征在于，包括如权利要求1-5任意一项所述的无线充电系统。
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