CN116317204A - 基于重构整流器的抗偏移失谐lcl-s型补偿无线电能传输系统 - Google Patents

基于重构整流器的抗偏移失谐lcl-s型补偿无线电能传输系统 Download PDF

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CN116317204A CN202310354940.XA CN202310354940A CN116317204A CN 116317204 A CN116317204 A CN 116317204A CN 202310354940 A CN202310354940 A CN 202310354940A CN 116317204 A CN116317204 A CN 116317204A
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何双江
陈阳
杨斌
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Abstract

本发明公开了一种基于重构整流器的抗偏移失谐LCL‑S型补偿无线电能传输系统，属于无线电能传输技术领域，解决了耦合系数大范围变化导致系统难以在较高的效率下保持稳定的输出功率的问题，本发明包括原边能量发射模块和副边能量拾取模块；原边能量发射模块依次连接直流电源E、高频逆变器H、初级补偿电感Lf、初级补偿电容Cf和发射线圈LP；初级补偿电感Lf、初级补偿电容Cf和发射线圈LP组成原边交流回路；副边能量拾取模块包括接收线圈LS、次级补偿电容CS、整流滤波电路D、开关管Q、开关控制器K1和电阻负载R；副边交流回路与整流滤波电路D输入端连接构成谐振回路。本发明用于通过切换开关改变整流器工作状态保证系统高效率运作以及功率的稳定输出。

Description

基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输 系统
技术领域
本发明属于无线电能传输技术领域，具体涉及一种基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统。
背景技术
感应式无线电能传输技术(Inductive Power Transfer)，简称IPT技术，是一种利用松耦合变压器实现电能的无线传输。其具有灵活、安全、可靠供电的优点。目前，该技术已成功被应用于内置式电子医疗设备、便携式电子产品和电动汽车非接触供电等领域，发展潜力巨大。其中，运用无线电能传输技术对系统进行稳定功率无线充电，能避免传统接触供电系统中可能存在的火花、漏电等安全隐患。
现有无线电能传输系统的主要构成及工作过程为：直流电源经过高频逆变将直流电变为高频交流电，高频交流电注入发射线圈，使其产生高频交变磁场，接收线圈通过交变磁场产生感应电压，最后再通过高频整流滤波电路向负载提供电能。
对于IPT系统，发射线圈和接收线圈的相对位置是任意的，耦合变化可能会导致传输功率和系统效率降低。因此，需要IPT系统在耦合机构出现大范围偏移导致耦合系数骤变时，该系统仍然能够保持稳定的输出功率以及良好的工作效率。
为了解决该问题，通常有以下几种方法：一、闭环控制方法，常见的IPT控制策略主要为在系统发射端或接收端级联DC-DC变换器、逆变器移相控制等。但控制系统对接收端反馈信号的检测精度及实时性都有较高要求，且调节范围受到脉冲宽度限制。二、混合拓扑设计方法，通过组合两种输出特性相反的电路拓扑，进而维持输出功率的稳定，但该方法对线圈结构、解耦条件和耦合机构成本都提出了新要求，耦合机构需在严格的约束条件下进行设计，且只能承受一至两个方向的大偏移。三、失谐补偿网络参数设计方法，通过设计耦合系数不敏感(Coupling Insensitive，CI)拓扑，在系统互感发生大变化时引入适当的无功功率，实现输出的稳定。
上述的方法均只考虑了在偏移情况下系统的稳定输出，而未涉及效率的优化，因此，本发明提出一种基于重构整流器的强抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统。在耦合大范围波动时，通过整流器半桥模式与全桥模式之间的切换，系统仍以较高的效率进行功率的稳定输出。
发明内容
本发明的目的在于：
为解决耦合系数大范围变化，导致系统难以在较高的效率下保持稳定的输出功率的问题，提供一种基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统。
本发明采用的技术方案如下：
基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统，其特征在于，包括原边能量发射模块和副边能量拾取模块；
所述原边能量发射模块用于将直流电源输出能量发射给副边能量拾取模块，原边能量发射模块依次连接直流电源(E)、高频逆变器(H)、初级补偿电感(Lf)、初级补偿电容(Cf)和发射线圈(LP)；初级补偿电感(Lf)、初级补偿电容(Cf)和发射线圈(LP)组成原边交流回路，原边交流回路与高频逆变器(H)输出端连接构成失谐回路；
所述副边能量拾取模块用于接收原边能量发射模块发射出的能量并输出给电阻负载(R)，副边能量拾取模块包括接收线圈(LS)、次级补偿电容(CS)、整流滤波电路(D)、开关管(Q)、开关控制器(K1)和电阻负载(R)；次级补偿电容(CS)和接收线圈(LS)组成副边交流回路，副边交流回路与整流滤波电路(D)输入端连接构成谐振回路。
进一步地，所述高频逆变器(H)的输入端连接直流电源(E)，高频逆变器(H)输出端一桥臂连接初级补偿电感(Lf)的一端，所述初级补偿电感(Lf)的另一端以及高频逆变器输出端的另一桥臂再并联初级补偿电容(Cf)，所述初级补偿电容(Cf)的两端并联发射线圈(LP)。
进一步地，所述接收线圈(LS)一端连接次级补偿电容(CS)的一端，所述次级补偿电容(CS)的另一端连接整流滤波电路(D)中整流器一桥臂中点，整流器另一桥臂中点连接所述接收线圈(LS)的另一端，所述整流滤波电路(D)的输出端连接电阻负载(R)；整流滤波电路(D)的整流器上由二极管D1、D2、D3和开关管(Q)组成，所述开关管(Q)的控制端与控制器(K1)连接。
进一步地，所述的次级补偿电容(CS)的电容值
Figure BDA0004163080430000021
的计算方法如下：
Figure BDA0004163080430000022
所述的初级补偿电容(Cf)的电容值
Figure BDA0004163080430000023
由式(2)确定：
Figure BDA0004163080430000024
所述的电阻负载(R)的阻值
Figure BDA0004163080430000025
由式(3)确定：
Figure BDA0004163080430000031
所述的直流电源(E)的电压值
Figure BDA0004163080430000032
由式(4)确定：
Figure BDA0004163080430000033
其中ω为系统工作角频率，
Figure BDA0004163080430000034
分别为初级补偿电感(Lf)、发射线圈(LP)和接收线圈(LS)的电感值，kmax为设置的最大耦合系数，Pomax为设置的最大传输功率；
所述的最小耦合系数kmin由式(5)确定：
Figure BDA0004163080430000035
所述的模态切换耦合系数点kcross由式(6)确定：
Figure BDA0004163080430000036
所述的最小传输功率Pomin由式(7)确定：
Figure BDA0004163080430000037
所述的功率波动范围FTP由式(8)确定：
Figure BDA0004163080430000038
进一步地，该系统控制方法如下：
当系统开始工作至[kcross，kmax]这一耦合范围内时，开关管(Q)保持断开状态，此时整流器处于全桥状态；当系统耦合机构发生大范围偏移时，使致耦合系数降至模态切换耦合系数点kcross，控制器(K1)控制开关管(Q)闭合，此时整流器处于半桥状态，工作耦合范围变为[kmin，kcross]；整流器用于通过开关管切换工作状态更改等效交流负载值。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1.本发明提出的一种基于重构整流器的强抗偏移LCL-S型补偿无线电能传输系统，在系统偏移引起耦合系数发生变化的同时能够通过切换开关改变整流器工作状态以保证系统功率的稳定输出，极大地提高了系统大范围偏移下能量输出能力；另外，通过开关切换的方式同时也一定程度上提高了系统总工作效率，适用于充电位置随机的小功率应用场景。
2.本发明只需设计失谐的初级补偿电感值、初级补偿电容值和加入一个整流器上的开关管，并且补偿网络中的无源元件仅为三个，其电路结构简单，成本低。工作时只需简单控制开关管的持续导通或持续关断，没有复杂的控制策略。
附图说明
图1是一种基于重构整流器的强抗偏移LCL-S型补偿无线电能传输系统的系统电路图；
图2是失谐LCL-S型补偿拓扑等效电路图；
图3是失谐LCL-S型补偿拓扑进一步地等效电路图；
图4是失谐LCL-S拓扑在全桥等效交流负载和半桥等效交流负载的两条(P-k)函数变化曲线；
图5是全桥工作模式下的系统电路结构示意图；
图6是半桥工作模式下的系统电路结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明方案中系统输出稳定的理论分析如下：
考虑如图2所示LCL-S补偿拓扑等效电路，进一步地将图2等效成图3，其中逆变器输出电压Uf的电压值
Figure BDA0004163080430000041
与发射线圈UP的电压值/>
Figure BDA0004163080430000042
之间的关系式以及等效电容CP的电容值
Figure BDA0004163080430000043
与初级补偿电容(Cf)的电容值/>
Figure BDA0004163080430000044
和初级补偿电感(Lf)的电感值/>
Figure BDA0004163080430000045
的关系式为
Figure BDA0004163080430000046
由基尔霍夫电压定律得：
Figure BDA0004163080430000047
其中ω为系统工作角频率，M为发射线圈(LP)与接收线圈(Ls)的互感值，k为系统耦合系数，则
Figure BDA0004163080430000048
所述次级补偿电容(CS)完全补偿接收线圈(LS)；所述原边能量发射模块补偿网络采用失谐设计，以提高系统抗偏移能力，即：
Figure BDA0004163080430000051
其中α为原边补偿系统失谐率。
将式(11)代入(10)中，可得原边与副边电流表达式：
Figure BDA0004163080430000052
由式(12)可得系统输入功率与输出功率表达式：
Figure BDA0004163080430000053
其中Re(*)表示返回变量实部。
由式(13)可得系统效率表达式：
Figure BDA0004163080430000054
系统效率η为等效交流负载Rac的函数，即η(Rac)。同时，对该函数进行求导取零，可得系统最优效率下所对应的最优负载，即：
Figure BDA0004163080430000055
令发射线圈与接收线圈内阻值相等(RP＝RS)，且XLPXLSk2＞＞RPRS，即可得：
Figure BDA0004163080430000056
由于系统内阻过小，可忽略，此时所得输出功率表达式为：
Figure BDA0004163080430000057
系统输出功率Po为耦合系数k的函数，即Po(k)。定义最大耦合系数和最小耦合系数分别为kmin和kmax(kmin<k<kmax)以及最大输出功率和最小输出功率分别为Pomax和Pomin。对Po(k)求导取零，即可得最大输出功率所对应的最优耦合系数kopt：
Figure BDA0004163080430000061
将式(18)代入(17)，可得系统最大输出功率Pomax：
Figure BDA0004163080430000062
由式(18)可知随着等效交流负载Rac的增加，最优耦合系数kopt将变大，这意味着新(P-k)函数曲线将移到原(P-k)函数曲线的右侧。由式(19)可知，系统最大输出功率Pomax与等效交流负载Rac无关。此时俩函数曲线所相交的耦合系数点kcross即为所对应的最小输出功率Pomin。Pomin所对应的最大和最小耦合系数点则分别为所定义的最大耦合系数和最小耦合系数分别为kmax和kmin。
根据上述式子特征，本发明方案通过切换整流器工作模式，使整流桥工作在全桥状态或者半桥状态以改变等效交流负载值，即系统在耦合系数变化范围为[kmin，kcross]时工作在半桥状态，系统在耦合系数变化范围为[kcross，kmax]时工作在全桥状态，由此保证IPT系统的耦合系数大范围变化下能够保持功率的稳定输出，并提高了系统总工作效率，图4即为失谐LCC-S拓扑在全桥等效交流负载和半桥等效交流负载的两条(P-k)函数变化曲线。
定义全桥模式下的交流等效负载和所对应的输出功率分别为Rfull_ac和Pfull，定义半桥模式下的交流等效负载和所对应的输出功率分别为Rhalf_ac和Phalf，两个交流负载之间的关系为
Figure BDA0004163080430000063
将其代入式(17)，得：
Figure BDA0004163080430000064
如图4所示，两条曲线在kcross处有一个交点，此交点可由Pfull＝Phalf求得，即：
Figure BDA0004163080430000065
该点所对应的输出功率即为系统最小输出功率Pomin(Pcross)，将(21)代入(20)，得：
Figure BDA0004163080430000066
为最大化提高系统抗偏移工作范围，Pomin所对应的最大和最小耦合系数点则分别为所定义的最大耦合系数和最小耦合系数分别为kmax和kmin，即：
Pcross＝Pfull(kmax)＝Phalf(kmin) (23)
定义系统的传输功率波动率为FTP，由式(19)、(22)可得：
Figure BDA0004163080430000071
由式(23)即可确定最大耦合系数kmax、最小耦合系数kmin以及模态切换耦合系数点kcross的表达式，即：
Figure BDA0004163080430000072
另外，全桥输出功率表达式Pfull与半桥输出功率表达式Phalf所对应的最优耦合系数kopt_full、kopt_half为：
Figure BDA0004163080430000073
结合图4函数曲线和式(16)可知，当耦合系数k随固定交流负载变化时，并没有完成效率的阻抗匹配，即使理论上能在宽耦合系数变化时保持系统功率的稳定输出，但无法避免系统效率的急剧下降，但是，如果将等效交流负载Rac的值逼近最优负载Ropt，则可以提高系统效率，为此不得不选择合适的等效交流负载来提高系统效率。
最大耦合系数点kmax所对应的最优等效负载作为系统等效交流负载(全桥状态)为：
Figure BDA0004163080430000074
联立式(25)、(27)，得最优等效负载Ropt关于失谐率α表达式：
Ropt＝2αXLP (28)
模态切换耦合系数点kcross所对应的最优等效负载为
Figure BDA0004163080430000081
联立(25)、(29)，得最优等效负载Ropt关于失谐率α表达式：
Figure BDA0004163080430000082
由(28)、(30)可知，全桥工作模式切换成半桥工作模式时，所对应最优等效负载Ropt会下降为原来的1/4，且原来的等效交流负载Rac也相应降为原来的1/4(全桥模式：
Figure BDA0004163080430000083
半桥模式：/>
Figure BDA0004163080430000084
)，则发明方案选择耦合系数为最大耦合系数点kmax所对应的最优等效负载作为系统等效交流负载(全桥状态)，以逼近最优等效负载，以此提高系统传输效率。
将联合(27)、(28)，得失谐率α关于最大耦合系数点kmax的表达式：
Figure BDA0004163080430000085
联立式(9)、(11)、(31)，已知
Figure BDA0004163080430000086
和初级补偿电感(Lf)的电感值
Figure BDA0004163080430000087
可得初级补偿电容(Cf)关于最大耦合系数点kmax的表达式：
Figure BDA0004163080430000088
图5为全桥状态下系统电路结构示意图，此状态下，等效交流电阻值Rac与电阻负载(R)的阻值
Figure BDA0004163080430000089
直流电压(E)的电压值/>
Figure BDA00041630804300000810
与高频逆变器输出电压值UP之间满足如下关系：
Figure BDA00041630804300000811
联立(28)、(31)、(33)，可得电阻负载(R)的阻值
Figure BDA00041630804300000812
关于最大耦合系数点kmax的表达式：
Figure BDA00041630804300000813
联立(9)、(19)、(31)、(33)，可得直流电源直流电压(E)的电压值E关于最大输出功率Pomax与最大耦合系数点kmax的表达式：
Figure BDA00041630804300000814
综上所述，在给定系统工作角频率ω、最大耦合系数kmax、最大传输功率Pomax以及初级补偿电感(Lf)、发射线圈(LP)和接收线圈(LS)电感值的条件下，可以得到系统传输功率波动率FTP、最小耦合系数kmin、模态切换耦合系数点kcross、最小输出功率Pomin以及所需要的系统参数，即初级补偿电容(Cf)和次级补偿电容(CS)的电容值
Figure BDA0004163080430000091
电阻负载(R)的阻值/>
Figure BDA0004163080430000092
直流电源直流电压(E)的电压值/>
Figure BDA0004163080430000093
本发明的系统电路具体工作方式如下：
确定所需系统参数，当耦合系数变化范围为[kmin，kcross]时，控制器(K1)控制开关管(Q)持续导通，使其系统电路工作在半桥工作模式，如图6所示；当耦合系数变化范围为[kcross，kmax]时，控制器(K1)控制开关管(Q)持续关断，使其系统电路工作在全桥工作模式，如图5所示。由上述可知，kcross为系统电路工作模式切换点，利用开关管(Q)持续导通或者关断的方式控制系统电路工作模式，使其达到宽耦合系数变化的稳定功率输出；另外通过切换工作模式改变系统等效交流负载值，使其逼近最优等效交流负载，一定程度上提高了系统总工作效率。
本实施例的基于重构整流器的强抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统的参数设计方法可如下实施：
确定系统工作频率f为250kHz，则系统工作角频率为ω＝2πf＝1.57×106(rad/s)；确定系统初级补偿电感(Lf)的电感值
Figure BDA0004163080430000094
为36μH，发射线圈(LP)的电感值/>
Figure BDA0004163080430000095
为38.16μH以及接收线圈(LS)的电感值/>
Figure BDA0004163080430000096
为37.63μH；确定系统最大耦合系数点kmax为0.4，最大输出功率Pomax为400W。
由上述条件可确定系统传输功率波动率FTP、最小耦合系数kmin、模态切换耦合系数点kcross、最小输出功率Pomin以及所需要的系统参数、次级补偿电容(CS)的电容值
Figure BDA0004163080430000097
电阻负载(R)的阻值/>
Figure BDA0004163080430000098
直流电源直流电压(E)的电压值/>
Figure BDA0004163080430000099
由式(36)、(37)可得：
Figure BDA00041630804300000910
Figure BDA0004163080430000101
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统，其特征在于，包括原边能量发射模块和副边能量拾取模块；
所述原边能量发射模块用于将直流电源输出能量发射给副边能量拾取模块，原边能量发射模块依次连接直流电源(E)、高频逆变器(H)、初级补偿电感(Lf)、初级补偿电容(Cf)和发射线圈(LP)；初级补偿电感(Lf)、初级补偿电容(Cf)和发射线圈(LP)组成原边交流回路，原边交流回路与高频逆变器(H)输出端连接构成失谐回路；
所述副边能量拾取模块用于接收原边能量发射模块发射出的能量并输出给电阻负载(R)，副边能量拾取模块包括接收线圈(LS)、次级补偿电容(CS)、整流滤波电路(D)、开关管(Q)、开关控制器(K1)和电阻负载(R)；次级补偿电容(CS)和接收线圈(LS)组成副边交流回路，副边交流回路与整流滤波电路(D)输入端连接构成谐振回路。
2.根据权利要求1所述的基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统，其特征在于，所述高频逆变器(H)的输入端连接直流电源(E)，高频逆变器(H)输出端一桥臂连接初级补偿电感(Lf)的一端，所述初级补偿电感(Lf)的另一端以及高频逆变器输出端的另一桥臂再并联初级补偿电容(Cf)，所述初级补偿电容(Cf)的两端并联发射线圈(LP)。
3.根据权利要求1所述的基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统，其特征在于，所述接收线圈(LS)一端连接次级补偿电容(CS)的一端，所述次级补偿电容(CS)的另一端连接整流滤波电路(D)中整流器一桥臂中点，整流器另一桥臂中点连接所述接收线圈(LS)的另一端，所述整流滤波电路(D)的输出端连接电阻负载(R)；整流滤波电路(D)的整流器上由二极管D1、D2、D3和开关管(Q)组成，所述开关管(Q)的控制端与控制器(K1)连接。
4.根据权利要求1所述的基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统，其特征在于，所述的次级补偿电容(CS)的电容值
Figure FDA0004163080410000011
的计算方法如下：
Figure FDA0004163080410000012
所述的初级补偿电容(Cf)的电容值
Figure FDA0004163080410000013
由式(2)确定：
Figure FDA0004163080410000014
所述的电阻负载(R)的阻值
Figure FDA0004163080410000015
由式(3)确定：
Figure FDA0004163080410000021
所述的直流电源(E)的电压值E由式(4)确定：
Figure FDA0004163080410000022
其中ω为系统工作角频率，
Figure FDA0004163080410000023
分别为初级补偿电感(Lf)、发射线圈(LP)和接收线圈(LS)的电感值，kmax为设置的最大耦合系数，Pomax为设置的最大传输功率；
所述的最小耦合系数kmin由式(5)确定：
Figure FDA0004163080410000024
所述的模态切换耦合系数点kcross由式(6)确定：
Figure FDA0004163080410000025
所述的最小传输功率Pomin由式(7)确定：
Figure FDA0004163080410000026
所述的功率波动范围FTP由式(8)确定：
Figure FDA0004163080410000027
5.根据权利要求1-4任一所述的基于重构整流器的抗偏移失谐LCL-S型补偿无线电能传输系统，其特征在于，系统控制方法如下：
当系统开始工作至[kcross，kmax]这一耦合范围内时，开关管(Q)保持断开状态，此时整流器处于全桥状态；当系统耦合机构发生大范围偏移时，使致耦合系数降至模态切换耦合系数点kcross，控制器(K1)控制开关管(Q)闭合，此时整流器处于半桥状态，工作耦合范围变为[kmin，kcross]；整流器用于通过开关管切换工作状态更改等效交流负载值。
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