CN115309226A - 用于低压差调节器的自适应栅极偏置场效应晶体管 - Google Patents

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Abstract

本文根据特定方面公开了低压差(LDO)调节器的负载电路。负载电路包括场效应晶体管，其具有耦合到电源导轨的源极、栅极和耦合到LDO调节器的传输晶体管的栅极的漏极。负载电路还包括耦合在场效应晶体管的漏极和栅极之间的可调电压源以及电压控制电路，该电压控制电路被配置为检测通过传输晶体管的电流负载的变化，并且基于电流负载中的检测到的变化来调节可调电压源的电压。

Description

用于低压差调节器的自适应栅极偏置场效应晶体管
本申请是申请日为2019年08月26日、申请号为201980069990.5、发明名称为“用于低压差调节器的自适应栅极偏置场效应晶体管”的申请的分案申请。
技术领域
本发明的各个方面总体上涉及电压调节器，并且更具体地，涉及低压差(LDO)调节器。
背景技术
电压调节器用于各种系统中，从而为系统中的电源电路提供调节电压。一种常用的电压调节器是低压差(LDO)调节器。LDO调节器通常包括耦合在反馈回路中的传输晶体管和放大器，以根据电源电压提供调节电压。
发明内容
以下是一个或多个实施方式的简单总结，以提供这些实施方式的基本理解。该总结不是对所有预期实施方式的广泛概述，目的既不确定所有实施方式的重要或关键元素，也不描述任何或所有实施方式的范围。其唯一目的是以简化形式呈现一个或多个实施方式的一些概念来作为稍后介绍的更详细描述的前奏。
第一方面涉及一种低压差(LDO)调节器的负载电路。该负载电路包括场效应晶体管，该场效应晶体管具有耦合到电源导轨的源极、栅极和耦合到LDO调节器的传输晶体管(pass transistor)的栅极的漏极。负载电路还包括：可调电压源，耦合在场效应晶体管的漏极和栅极之间；以及电压控制电路，被配置为检测通过传输晶体管的电流负载中的变化，并且基于电流负载中的检测到的变化来调整可调电压源的电压。
第二方面涉及一种电压调节的方法。该方法包括使用低压差(LDO)调节器来调节电压，其中LDO调节器包括传输晶体管和场效应晶体管，场效应晶体管具有耦合到电源导轨的源极、栅极和耦合到传输晶体管的栅极的漏极。该方法还包括检测通过传输晶体管的电流负载中的变化，并且根据所检测的电流负载中的变化调整场效应晶体管的漏极-栅极电压。
第三方面涉及一种低压差(LDO)调节器。LDO调节器包括传输晶体管，其具有耦合到电源导轨的源极、栅极和耦合到LDO调节器的输出的漏极。LDO调节器还包括具有输出和输入的放大器，其中放大器的输入经由反馈路径被耦合到LDO调节器的输出。LDO调节器还包括位于放大器的输出和传输晶体管的栅极之间的第一开关以及位于传输晶体管的栅极和地之间的第二开关。
为了实现上述和相关目的，一个或多个实施方式包括下文充分描述并在权利要求中特别指出的特征。以下描述和附图详细阐述了一个或多个实施方式的特定说明性方面。然而，这些方面表明各种实施方式的原则可被采用的各种方式中的一些，并且所描述的实施方式旨在包括所有这些方面及其等价物。
附图说明
图1示出了根据本公开的特定方面的低压差(LDO)调节器的示例。
图2示出了根据本公开的特定方面的调节控制电路的示例性实施方式。
图3示出了根据本公开的特定方面的包括共栅放大器和二极管连接场效应晶体管(FET)负载的LDO调节器的示例。
图4是示出根据本公开的特定方面的作为图3中的LDO调节器的电流负载的函数的相位裕度的示例的曲线图。
图5示出了根据本公开的特定方面的在大电流负载范围内具有改进的回路稳定性的LDO调节器。
图6是示出根据本公开的特定方面的二极管连接FET的源极-栅极电压和传输晶体管的源极-栅极电压在电流负载范围内的示例的曲线图。
图7示出了根据本公开的特定方面的可调电压源的示例性实施方式。
图8示出了根据本公开的特定方面的电压控制电路的示例性实施方式。
图9是示出根据本公开的特定方面的用于图8中的LDO调节器的大电流负载范围内的相位裕度的示例的曲线图。
图10示出了根据本公开的特定方面的包括LDO调节器和电源开关的电源系统的示例。
图11A示出了根据本公开的特定方面的被配置为在电压调节模式下进行操作的LDO调节器的示例。
图11B示出了根据本公开的特定方面的被配置为在电源开关模式下进行操作的图11A中的LDO调节器的示例。
图12示出了根据本公开的特定方面的能够被配置为作为电源开关进行操作的LDO调节器的示例。
图13是示出根据本公开的特定方面的电压调节方法的流程图。
具体实施方式
下面结合附图阐述的详细描述旨在作为对各种配置的描述，而不用于表示可实践本文所述概念的唯一配置。为了提供对各种概念的透彻理解，详细描述包括具体细节。然而，对于本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践这些概念。在一些情况下，已知结构和部件以框图形式示出以避免混淆这些概念。
图1示出了根据本公开的特定方面的低压差(LDO)调节器110的示例。LDO调节器110被配置为在输出135处提供调节电压Vreg。在图1中，LDO调节器110的输出135处的电阻负载和电容负载分别被示为耦合到输出135的负载电阻器Rload和负载电容器Cload。
LDO调节器110包括传输晶体管120，其被配置为将电流从电源导轨Vdd传送到与输出135耦合的电路(未示出)。该电路可包括一个或多个模拟电路、一个或多个数字电路或二者。在图1的示例中，利用p型场效应晶体管(PFET)实施传输晶体管120，以提供低压差，其中传输晶体管120的源极被耦合到电源导轨Vdd，并且传输晶体管120的漏极被耦合到输出135。
LDO调节器110还包括晶体管130、驱动晶体管130的调节控制电路140、放大器150和电流源160。晶体管130在反馈回路125中与放大器150耦合，反馈回路125调整传输晶体管120的栅极电压以在电流负载变化的情况下将调节电压Vreg保持在近似期望电压。如下面进一步讨论的，晶体管130基于输入到晶体管130的栅极的设置电压Vset来设置调节电压Vreg。
在图1的示例中，晶体管130由PFET来实施，该PFET具有耦合到输出135的源极和耦合到电流源160的漏极。电流源160被耦合在晶体管130的漏极和地之间，并且被配置为提供偏置电流。如下面进一步讨论的，调节控制电路140被配置为设置晶体管130的设置电压Vset，使得调节电压Vreg处于近似期望电压。晶体管130和放大器150用于与传输晶体管120形成反馈回路125，从而为LDO调节器110的输出级提供回路增益。LDO调节器110的输出级驱动电流到达输出135处的电路(未示出)。放大器150的输入耦合到晶体管130的漏极，并且放大器150的输出耦合到传输晶体管120的栅极。
调节控制电路140可以用误差放大器、复制偏置电路或本领域已知的其他类型的电路来实施。关于这点，图2示出了利用误差放大器210实施图1中的调节控制电路140的示例。在该示例中，输出135处的调节电压Vreg被输入到误差放大器210的负输入，并且参考电压Vref被输入到误差放大器210的正输入。误差放大器210的输出被耦合到晶体管130的栅极。因此，在该示例中，误差放大器210的输出提供晶体管130的设置电压Vset。从误差放大器210的角度来看，晶体管130表现为翻转源极跟随器晶体管，其中晶体管130的源极电压近似等于Vset加上晶体管130的源极-栅极电压。应注意，为了便于说明，输出级的反馈回路125在图2中没有被标记。
在操作中，误差放大器210基于参考电压Vref和调节电压Vreg设置晶体管130的设置电压Vset，使得调节电压Vreg近似于参考电压Vref。因此，在该示例中，可通过将参考电压Vref设置为期望电压来将调节电压Vreg设置为期望电压。在该示例中，误差放大器210将调节电压Vreg的DC操作点(稳态操作条件)设置为近似参考电压Vref。反馈回路125提供针对由于电流负载条件的变化而引起的调节电压Vreg的变化的快速校正。
尽管图2示出了调节电压Vreg被直接输入到误差放大器210的负输入的示例，但应当理解，不必须是这种情况。应当理解，调节控制电路140不限于图2所示的示例性实施方式，并且调节控制电路140可以用如上所提到的复制偏置电路或另一类型的电路来实施。
图3示出了图1所示的放大器150用共栅放大器320和二极管连接FET 330实施的示例。在图3的示例中，共栅放大器320用n型场效应晶体管(NFET)320来实施，其中NFET的源极以折叠共源共栅配置被耦合到晶体管130的漏极，NFET的漏极被耦合到传输晶体管120的栅极，并且NFET的栅极利用DC偏置电压Vbias而被偏置。在该示例中，共栅放大器320的输入位于NFET的源极，并且共栅放大器320的输出位于NFET的漏极。从反馈回路125的角度来看，晶体管130表现为共栅放大器。这是因为反馈回路125具有比误差放大器210快得多的响应，使得Vset在晶体管130的栅极处显示为近似DC电压。
二极管连接FET 330用作共栅放大器320的负载。在图3的示例中，二极管连接FET330用PFET来实施，其中二极管连接FET 330的源极耦合到电源导轨Vdd，并且二极管连接FET 330的漏极耦合到传输晶体管120的栅极与共栅放大器320的输出之间的节点。如图3所示，二极管连接FET 330的栅极连接到二极管连接FET 330的漏极。因此，二极管连接FET330的栅极被耦合到传输晶体管120的栅极。如下面进一步讨论的,这使得二极管连接FET330的源极-栅极电压VSG_D跟踪传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P。
在该示例中，反馈回路125具有快速响应时间，能够使LDO调节器110快速地对电流负载的变化做出相应。当电流负载变化时，快速响应降低了调节电压Vreg上的电压过冲和/或欠冲的幅度。
此外，该示例中的LDO调节器110能够用低电源电压进行操作以降低功耗。例如，LDO调节器110可支持小于2Vt的最小电源电压，其中Vt是晶体管的阈值电压。低电源电压允许LDO调节器110在输出135处提供具有低净空损耗的低调节电压Vreg，以向耦合到输出135的电路供电。低调节电压Vreg允许电路用高密度、薄氧化物晶体管代替更大的厚氧化物晶体管来实施，以减小电路的芯片面积。
然而，将二极管连接FET 330用作共栅放大器320的负载会将LDO调节器110的回路稳定性限制于电流负载条件的窄范围，这可能使得LDO调节器110不适合于在大范围电流负载上要求电压调节的应用。例如，在耦合到LDO调节器110的电路的掉电和/或加电导致电流负载中的大变化的情况下，大电流负载范围上的稳定性可能是期望的。在另一示例中，在耦合到LDO调节器110的电路改变操作频率而导致电流负载中的大变化的情况下，在大电流负载范围上的稳定性可能是期望的。在又一实例中，对于数字电路耦合到LDO调节器110的情况(其中，数字电路的开/关切换导致电流负载中的大变化)，在大电流负载范围上的稳定性可能是期望的。
现在将根据特定方面讨论图3中的LDO调节器110根据电流负载的回路稳定性。LDO调节器110的相位裕度是反馈回路125的非支配极(non-dominate pole)的函数，由以下公式给出：
非支配极＝gmD/CGpass (1)。
其中，gmD是二极管连接FET 330的跨导，以及CGpass是传输晶体管120的栅极电容。输出级的反馈回路125的支配极是负载电容Cload的函数，其中负载电容Cload可用于稳定性补偿和电源噪声滤波。
二极管连接FET 330的跨导gmD是二极管连接FET 330的源极-栅极电压VSG_D的函数。由于二极管连接FET 330的源极-栅极电压VSG_D跟踪传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P，因此二极管连接FET 330的跨导gmD是传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P的函数。传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P是电流负载的函数。因此，二极管连接FET 330的跨导gmD也是电流负载的函数。当负载电流减小时，反馈回路125减小传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P，以将调节电压Vreg保持在期望电压。传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P的减小使得二极管连接FET 330的源极-栅极电压VSG_D和跨导gmD减小。
由于非支配极是二极管连接FET 330的跨导gmD的函数并且二极管连接FET 330的跨导gmD是电流负载的函数，因此非支配极也是电流负载的函数。非支配极对电流负载的依赖性使得LDO调节器110的相位裕度随着电流负载的变化而变化，使得难以在大范围的电流负载条件下为回路稳定性提供足够的相位裕度(例如，60°的相位裕度)。这可以通过示例来说明。图4示出了反馈回路125的相位裕度作为电流负载的函数的示例。在该示例中，LDO调节器110在3mA的电流负载下具有近似60°的相位裕度，因此在3mA的电流负载下具有良好的回路稳定性。然而，当电流负载从3mA减小到近似0安培时，由于二极管连接FET 330的跨导gmD对电流负载的依赖性，相位裕度显著减小。相位裕度的大幅度减小显著降低了LDO调节器110的回路稳定性。
为了解决上述问题，本公开的各个方面在二极管连接FET负载的漏极和栅极之间提供了可调电压源。如下面进一步讨论的，响应于电流负载的变化来调整可调电压源的电压，以跨越大电流负载范围保持高相位裕度(例如，高于60°)。
图5示出了根据本公开的特定方面的在大电流负载范围上具有改进的回路稳定性的LDO调节器510。LDO调节器510包括在上面参考图1-图3讨论的传输晶体管120、晶体管130、调节控制电路140、电流源160以及以折叠共源共栅配置耦合到晶体管130的共栅放大器320。由于上面详细描述了这些部件，因此为了简洁，这里不重复对这些部件的详细描述。
LDO调节器510还包括负载电路515，其在大电流负载范围内提供改进的回路稳定性。负载电路515包括二极管连接FET 530、可调电压源520和电压控制电路525。在图5的示例中，二极管连接FET 530用PFET来实施，其中PFET的源极耦合到电源导轨Vdd，并且PFET的漏极耦合到传输晶体管120的栅极与共栅放大器320的输出之间的节点。
可调电压源520耦合在二极管连接FET 530的漏极和栅极之间，并且被配置为提供由电压控制电路525调整的电压VB。在图5的示例中，二极管连接FET 530的漏极-栅极电压近似等于可调电压源520的电压VB。二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D由下式给出：
VSG_D＝VB+VSG_P (2)。
因此，二极管连接FET 350的源极-栅极电压VSG_D是传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P和可调电压源520的电压VB这二者的函数。相反，对于图3中的二极管连接FET 330(二极管连接FET 330的栅极和漏极直接连接在一起)，二极管连接FET 330的源极-栅极电压VSG_D等于传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P(即，VSG_D＝VSG_P)。
电压控制电路525被配置为响应于通过传输晶体管120的电流负载的变化来调整可调电压源520的电压VB。电压控制电路525可直接检测电流负载的变化。备选地，电压控制电路525可通过检测受电流负载影响的电压的变化来间接检测电流负载的变化。例如，电压控制电路525可通过检测由电流负载的变化引起的传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P的变化来间接检测电流负载的变化。电压控制电路525还可以通过检测二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D的变化来间接检测电流负载的变化，因为二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D是传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P的函数(即，由于电流负载的变化而引起的VSG_P的变化引起VSG_D的变化)。因此，如本文所使用的，电流负载变化的检测包括电流负载变化的直接和间接检测。
在特定方面，当电压控制电路525检测到电流负载的变化时，电压控制电路525在与由于电流负载的变化而引起的传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P的变化方向相反的方向上调整可调电压源520的电压VB。例如，如果传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P由于电流负载的减小而减小，则电压控制电路525增加可调电压源520的电压VB。通过在与VSG_P相反的方向上调整可调电压源520的VB电压，可调电压源520的电压作用于VSG_P由于电流负载变化而产生的变化。因此，由于电流负载的变化，二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D的变化量小于传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P的变化量。图6示出了这方面的示例，示出了在0mA到4mA的电流负载范围上的VSG_P和VSG_D的示例性曲线图。如图6所示，与传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P相比，二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D跨越电流负载范围的变化量较小。
由于二极管连接FET 530的跨导gmD是VSG_D的函数并且VSG_D的变化量小于VSG_P，因此与图3中的二极管连接FET 330相比，二极管连接FET 530的跨导gmD由于电流负载变化而变化的量更小。因此，与图3中的二极管连接FET 330相比，二极管连接FET 530的跨导gmD在大电流负载范围上更平坦，因此不会由于跨导gmD在电流负载范围上的大变化而遭受图4所示的相位裕度的较大劣化。这允许LDO调节器510在大电流负载范围(例如，0mA到3mA)上实现大相位裕度，从而在大电流负载范围上提供良好的回路稳定性。
图7示出了根据本公开的特定方面的可调电压源520的示例性实施方式。在该示例中，可调电压源520包括第一可调电流源710、第二可调电流源720和栅极电阻器RG。栅极电阻器RG耦合在二极管连接FET 530的漏极和栅极之间。第一可调节电流源710耦合在电源导轨Vdd和栅极电阻器RG的第一端522之间。第二可调节电流源720耦合在栅极电阻器RG的第二端524和地之间，其中栅极电阻器RG的第一和第二端522和524是栅极电阻器RG的相对端。
在特定方面，第一和第二可调节电流源710和720具有由电压控制电路525控制的近似相同的电流(在图7中标记为“IS”)。因为第一和第二可调节电流源710和720被耦合到栅极电阻器RG的相对端，所以第一和第二可调节电流源710和720的电流IS流过栅极电阻器RG，在栅极电阻器RG两端生成IS·RG的电压。如图7所示，电流IS从栅极电阻器RG耦合到二极管连接FET 530的漏极的端部522到栅极电阻器RG耦合到二极管连接FET 530的栅极的端部524流过栅极电阻器RG。因此，在该示例中，可调电压源520的电压VB由IS·RG给出(即VB＝IS·RG)。
在该示例中，电压控制电路525通过调整第一和第二可调电流源710和720的电流IS来调整可调电压源520的电压VB。关于这点，电压控制电路525通过减小电流IS来减小可调电压源520的电压VB，并且通过增加电流IS来增加可调电压源520的电压VB。
图8示出了根据本公开的特定方面的电压控制电路525以及第一和第二可调节电流源710和720的示例性实施方式。在该示例中，第一可调节电流源710包括第一PFET 810，其中第一PFET 810的源极被耦合到电源导轨，并且第一PFET 810的漏极被耦合到栅极电阻器RG的第一端522。如下面进一步讨论的，电压控制电路525被耦合到第一PFET 810的栅极以控制第一可调节电流源710的电流。
第二可调电流源720包括第一NFET 820，其中第一NFET 820的漏极耦合到栅极电阻器RG的第二端524，并且第一NFET 820的源极耦合到地。第二可调节电流源720还包括耦合到第一PFET 810的栅极和第一NFET 820的栅极的电流镜835。电流镜835被配置为镜像与第一PFET 810相同的电流，使得第一NFET 820具有与第一PFET810近似相同的电流(即，图7中的电流IS)。该电流(即，IS)流过栅极电阻器RG以生成可调电压源520的电压VB。
电流镜835包括第二PFET 830和第二NFET 840。第二PFET 830的源极耦合到电源导轨Vdd，并且第二PFET 830的栅极耦合到第一PFET 810的栅极。第二NFET 840的漏极耦合到第二PFET 830的漏极，第二NFET 840的栅极耦合到第一NFET 820的栅极，并且第二NFET840的源极耦合到地。第二NFET 840的漏极连接到第二NFET840的栅极。
电压控制电路525包括第三PFET 850、第四PFET 860和电流源870。第三PFET 850的源极耦合到电源导轨Vdd，并且第三PFET 850的栅极耦合到二极管连接FET 530的栅极。第四PFET 860的源极耦合到电源导轨Vdd，第四PFET 860的栅极耦合到第一PFET 810的栅极，并且第四PFET 860的漏极耦合到节点855处的第三PFET 850的漏极。第四PFET 860的漏极连接到第四PFET 860的栅极。电流源870耦合在节点855和地之间，并且被配置为提供从节点855流向地的电流Iset。电流源870可从恒定gm偏置电路生成电流Iset。
在操作中，第三PFET 850产生与二极管连接FET 530的电流成正比的感测电流Isense。这是因为第三PFET 850的栅极耦合到二极管连接FET 530的栅极。在特定方面，二极管连接FET 530与第三PFET850之间的电流比为K:1，使得感测电流Isense等于二极管连接FET530的电流的1/K。例如，可通过二极管连接FET 530和第三PFET 850的沟道宽度来确定电流比。第三PFET 850可以被视为感测晶体管，因为其通过产生与经过二极管连接FET 530的电流成比例的电流(即，Isense)来感测经过二极管连接FET 530的电流。
二极管连接FET 530的电流是二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D的函数，而源极-栅极电压VSG_D又是传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P的函数。如上面所讨论的，传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P又是电流负载的函数。因此，二极管连接FET 530的电流是电流负载的函数。由于感测电流Isense与二极管连接FET 530的电流成比例，因此感测电流Isense也是电流负载的函数，因此可用于检测(即，感测)电流负载的变化。
从节点855处的电流源870的电流Iset中减去感测电流Isense，产生差电流Idiff。差电流Idiff通过以下等式给出：
Idiff＝Iset–Isense (3)。
如图8所示，差电流Idiff流过第四PFET 860。差电流Idiff被镜像到第一PFET 810，因为第四PFET 860的栅极耦合到第一PFET 810的栅极。差电流Idiff还通过电流镜835镜像到第一NFET 820。为了简化，假设第四PFET 860和第一PFET 810之间的电流比为1:1，则第一和第二可调节电流源710、720的电流IS近似等于Idiff。在该示例中，可调电压源520的电压VB由以下等式给出：
VB＝Idiff·RG (4)。
因此，在该示例中，通过以下等式给出二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D：
VSG_D＝Idiff·RG+VSG_P (5)。
在操作中，电压控制电路525实施反馈回路885，该反馈回路885感测由于通过传输晶体管120的电流负载的变化而引起的二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D的变化，并在相反方向上改变可调电压源520的电压VB，以减小二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D的变化。这种反馈降低了二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D对电流负载变化的敏感性，与图3中的二极管连接FET 330相比，跨越大电流负载范围的二极管连接FET 530的跨导gmD变平。更平坦的跨导允许LDO调节器510跨越大电流负载范围(例如，0mA到3mA)实现大相位裕度，从而跨越大电流负载提供良好的回路稳定性。
通过以下示例可以更好地理解反馈回路885。当二极管连接FET530的栅极-栅极电压VSG_D由于通过传输晶体管120的电流负载的减小而减小时，二极管连接FET 530的源极-栅极电压VSG_D的减小使得感测电流Isense减小。感测电流Isense的减小使得差电流Idiff增加，因为差电流Idiff等于Iset-Isense。差电流Idiff的增加增大了可调电压源520的电压VB(参见等式(4))。可调电压源520的电压VB的增加作用于传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P的减小(参见等式(5))，使得与传输晶体管120的源极-栅极电压VSG_P相比，二极管连接FET530的源极-栅极电压VSG_D的变化更小。
图9是示出由图8中的LDO调节器510提供的跨越大电流负载范围(即，0mA到3mA)的相位裕度的示例的曲线图。在该示例中，电流源870的电流Iset被设置为15μA，电流比K:1为4:1，栅极电阻器RG的电阻为5kΩ，并且负载电容近似为12pF/1mA。如图9所示，相位裕度在整个电流负载范围内保持在60°以上，在整个电流负载范围提供良好的回路稳定性。因此，LDO调节器510跨越大电流负载范围(例如，0mA到3mA)是稳定的，因此可在不同电流负载条件的宽范围内进行操作。
可在LDO调节器510的设计阶段期间确定K、栅极电阻RG和/或电流Iset的值。例如，在设计阶段期间，可使用不同的K、栅极电阻RG和/或电流Iset的值，对LDO调节器510执行实验和/或仿真，以确定使得相位裕度跨越期望电流负载范围(例如，0mA到3mA)保持在相位裕度阈值(例如，60°)以上的值。
应理解，负载电路515不限于图5所示的示例性LDO调节器515，并且可用于其他LDO调节器拓扑，以在大电流范围内提供大相位裕度。通常，负载电路515可用于负载电路515耦合到位于放大器(例如，共栅放大器320)的输出与传输晶体管的栅极之间的节点的其他LDO调节器拓扑。放大器的输入经由反馈路径耦合到LDO调节器的输出。在图5的示例中，晶体管130位于反馈路径中。
如上所讨论的，LDO调节器510具有低压差(例如，低至几十毫伏)，这允许LDO调节器510用于从低电源电压(例如，小于2Vt的最小电源电压)为电路供电。然而，一些用例可要求更低的压差(例如，压差小于10mV)，以支持更低的电源电压(例如，接近1Vt的电源电压)。在这些用例中，如下面进一步讨论的，具有低导通电阻的电源开关可用于从非常低的电源电压为电路供电。
图10示出了根据本公开的特定方面的电源系统1010的示例。电源系统1010被配置为向电路1050供电，电路1050可包括一个或多个模拟电路、一个或多个数字电路或二者。电源系统1010包括电源管理集成电路(PMIC)、电源导轨1025、电源开关1030、LDO调节器1040和电源1015(例如，电池)。电源开关1030和LDO调节器1040并联布置在电源导轨1025和电路1050之间。
PMIC 1020被配置为将来自电源1015的电压转换为电源导轨1025上的电源电压。在特定方面，PMIC 1020被配置为基于例如电路1050的当前用例，将电源电压的电压电平设置为多个电压电平中的任一个。例如，电路1050可被配置为一次在多个时钟频率中的任一个下进行操作。在该示例中，PMIC 1020可基于电路1050的当前时钟频率来设置电源电压的电压电平。
在图10的示例中，用PFET实施电源开关1030，其中PFET的源极耦合到电源导轨1025，PFET的漏极耦合到电路1050，并且PFET的栅极接收使能信号En。当使能信号En为高时，电源开关1030断开，并且当使能信号En为低时(例如，接地)，电源开关1030接通。当接通时，电源开关1030具有低导通电阻，导致非常低的压差(例如，<10mV)。低导通电阻可通过使用具有大宽度-长度比的大PFET实施电源开关1030来实现。当电源开关1030接通时，由于电源开关1030非常低的压差(例如，<10mV)，电路1050处的电压非常接近电源导轨1025上的电源电压。
LDO调节器1040耦合在电源导轨1025和电路1050之间，并且被配置为从电源导轨1025上的电源电压向电路1050提供调节电压。LDO调节器1040可用上面讨论的LDO调节器510实施。LDO调节器1040具有低压差，尽管没有电源开关1030低。
在该示例中，电源系统1010可在电压调节模式或电源开关模式下操作。在电压调节模式下，电源开关1030断开，并且LDO调节器1040接通(例如，启用)。在该模式中，电路1050使用由LDO调节器1040提供的调节电压供电。在电源开关模式中，LDO调节器1040断开(例如，被禁用)，并且电源开关1030接通。在该模式中，电源开关1030在电源导轨1025和具有极低压差的电路1050之间提供低电阻路径。例如，当PMIC 1020将电源电压设置为低于LDO调节器1040支持的最小电源电压时，可以使用电源开关模式。
在特定方面，代替在电源开关模式中使用单独的电源开关1030，LDO调节器1040被配置为在电源开关模式中用作电源开关。这允许将图10中的电源开关1030从电源系统1010中移除，显著减小了电源系统的面积。
关于这点，图11A和图11B示出了根据本公开的特定方面的能够在电压调节模式或电源开关模式下操作的示例性LDO调节器1110。LDO调节器1110包括上面讨论的传输晶体管120、晶体管130、调节控制电路140(图11和图11B中未示出)、电流源160和放大器150。放大器150可以用上面讨论的共栅放大器320和负载电路515来实施。由于上面详细描述了上述部件，因此为了简洁，这里不重复对这些部件的详细描述。
LDO调节器1110还包括第一开关1120和第二开关1130。第一开关1120位于放大器150的输出和传输晶体管120的栅极之间，并且第二开关1130位于传输晶体管120的栅极和地之间。第一和第二开关1120和1130被模式控制器1140控制。模式控制器1140被配置为使用第一和第二开关1120和1130来控制LDO调节器1110的操作模式。
如图11A所示，为了在电压调节模式下操作LDO调节器1110，模式控制器1140接通(即，闭合)第一开关1120并且断开(打开)第二开关1130。因此，放大器150的输出通过第一开关1120耦合到传输晶体管120的栅极，从而使能LDO调节器1110的反馈回路125起作用。在该模式中，LDO调节器1110如上所讨论的进行操作以在输出135处提供调节电压Vreg。输出135可耦合到图10所示的电路1050。负载电容Cload可包括来自电路1050的电容。
为了在电源开关模式下操作LDO调节器1110，如图11B所示，模式控制器1140断开(即，打开)第一开关1120并且接通(闭合)第二开关1130。因此，传输晶体管120的栅极通过第二开关1130耦合到地，这完全导通了传输晶体管120。在该模式中，传输晶体管120被配置为接通的电源开关，通过传输晶体管120在电源导轨1025和输出135之间提供低电阻路径。由于传输晶体管120完全导通，因此在该模式中传输晶体管120的压差非常低(例如，10mV)。在电源开关模式中，LDO调节器1110的反馈回路125被禁用，因此不提供调节电压。
因此，在电源开关模式中，LDO调节器1110的传输晶体管120被重新用作电源开关，而不需要图10所示单独的电源开关1030。关于这点，传输晶体管120可用具有大宽度-长度比的大PFET来实施，以在电源开关模式中提供低导通电阻。
在电源开关模式中，负载电容Cload可足够大，以帮助过滤电源电压上的噪声。例如，负载电容Cload可在高频(例如，高于50MHz)下提供高电源噪声抑制(例如，>6dB的电源噪声抑制)。
此外，在电源开关模式中，模式控制器1140可切断晶体管130、电流源160和/或放大器150的电源。例如，对于用PFET实施晶体管130的示例，模式控制器1140可通过将晶体管130的栅极耦合到电源电压来断电晶体管130。
模式控制器1140可基于由PMIC 1020设置的电源导轨1025上的电源电压来控制LDO调节器1110的操作模式。在该示例中，模式控制器1140可接收指示由PMIC 1020提供的电源导轨1025上的电源电压的电压电平的信号(例如，来自电源控制器)。如果该信号指示电源电压的电压电平等于或高于电压阈值，则模式控制器1140在电压调节模式下操作LDO调节器1110。阈值可等于最小电源电压，在该最小电源电压下，电压调节模式下的LDO调节器1110的压差是可接受的。如果该信号指示电源电压的电压电平低于电压阈值，则模式控制器1140在电源开关模式下操作LDO调节器1110。
在一个示例中，PMIC 1020可支持电源电压的多个电源电压电平，包括第一电压电平和第二电压电平，其中第二电压电平低于第一电压电平。在该示例中，模式控制器1140可接收指示多个电压电平中的一个的信号。如果信号指示第一电压电平，则模式控制器1140可被编程为在电压调节模式下操作LDO调节器1110，而如果信号指示第二电压电平，则模式控制器1140可被编程为在电源开关模式下操作LDO调节器1110。在该示例中，第二电压电平可低于在电压调节模式下由LDO调节器支持的最小电源电压电平。应当理解，由PMIC1020支持的多个电压电平可包括除上面讨论的第一和第二电压电平之外的附加电压电平。
应当理解，第一和第二开关1120和1130不限于图11A和图11B所示的示例性LDO调节器1110，并且可用于其它LDO调节器拓扑，以在电源开关模式下将传输晶体管配置到电源开关中。关于这点，图12示出了能够被配置为在电压调节模式或电源开关模式下操作的另一LDO调节器1210的示例。LDO调节器1210包括上面讨论的传输晶体管120、模式控制器1140、第一开关1120和第二开关1130。在该示例中，LDO调节器1210包括误差放大器1250(例如，运算放大器)，其中误差放大器1250的正输入经由反馈路径耦合到输出135，并且放大器1250的负输入耦合到参考电压Vref。第一开关1120位于误差放大器1250的输出和传输晶体管120的栅极之间，并且第二开关1130位于传输晶体管120的栅极和地之间。
为了在电源开关模式下操作LDO调节器1210，模式控制器1140断开第一开关1120并接通第二开关1130。在该模式中，如上所讨论的，传输晶体管120在电源导轨1025和电路1050之间提供低电阻路径。为了在电压调节模式下操作LDO调节器1210，模式控制器1140接通第一开关1120并断开第二开关1130。在该模式中，误差放大器1250调整传输晶体管120的栅极处的电压，以将调节电压维持在近似参考电压Vref。在特定方面，LDO调节器1210可包括反馈路径中的分压器(未示出)，其中输出135处的调节电压Vreg在被反馈到误差放大器1250的正输入之前被分压器分压。
一般来说，第一和第二开关1120和1130可用于其他LDO调节器拓扑，其中第一开关1120位于放大器的输出和传输晶体管的栅极之间，并且第二开关1130位于传输晶体管的栅极和地之间。放大器的输入经由反馈路径耦合到LDO调节器的输出。在图11A和图1BB的示例中，晶体管130位于反馈路径中。
图13是示出根据本公开的特定方面的电压调节方法1300的流程图。
在框1310中，使用低压差(LDO)调节器调节电压，其中LDO调节器包括传输晶体管和场效应晶体管，该场效应晶体管具有耦合到电源导轨的源极、栅极以及耦合到传输晶体管的栅极的漏极。场效应晶体管(例如，FET 530)可用作LDO调节器的反馈回路中的负载，并且传输晶体管(例如，传输晶体管120)可用于以调节电压(例如，Vreg)向电路传送电流。
在框1320中，检测通过传输晶体管的电流负载的变化。可以直接或间接地检测电流负载的变化。例如，可通过检测受电流负载影响的电压(例如，场效应晶体管或传输晶体管的源极-栅极电压)的变化来间接地检测电流负载的变化。
在框1330中，基于检测到的电流负载变化来调整场效应晶体管的漏极-栅极电压。例如，漏极-栅极电压(例如，VB)可以在与由电流负载的变化引起的场效应晶体管的源极-栅极电压的变化方向相反的方向上进行调整。在另一实例中，漏极-栅极电压(例如，VB)可在降低场效应晶体管的跨导(例如，gmD)对电流负载变化的灵敏度的方向上进行调整。
上面讨论的模式控制器1140、调节控制电路140和电压控制电路525可以用被设计为执行本文所述功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、离散硬件部件(例如，逻辑门)或者任何它们的组合来实施。处理器可通过执行包括用于执行功能的代码的软件来执行本文所述的功能。软件可存储在计算机可读存储介质上，诸如RAM、ROM、EEPROM、光盘和/或磁盘。
应当理解，本公开不限于上述用于描述本公开各方面的术语。例如，应当理解，电源开关也可以被称为头部开关、整体头部开关或另一术语。在另一实例中，应理解，晶体管的源极-栅极电压也可称为晶体管的栅极-源极电压的量值，其可表示为|VGS|。
本文使用诸如“第一”、“第二”等的对元素指定的任何引用通常不限制这些元素的数量或顺序。相反，这些指定在本文用于区分两个或多个元素或元素实例的方便方式。因此，对第一和第二元素的引用并不意味着只能使用两个元素，或者第一元素必须在第二元素之前。
在本公开中，“示例性”一词用于表示“用作示例、实例或说明”。本文描述为“示例性”的任何实施或方面不必解释为优于本公开的其他方面。类似地，术语“方面”并不要求本公开的所有方面包括所讨论的特征、优点或操作模式。术语“耦合”在本文用于指两个结构之间的直接或间接电耦合。
本公开前面的描述旨在使本领域技术人员能够制造或使用本发明。对本公开的各种修改对于本领域技术人员来说是显而易见的，并且本文限定的一般原则可应用于其他变型而不脱离本公开的精神或范围。因此，本公开并不限于本文所描述的示例，而是被赋予与本文所公开的原理和新颖特征一致的最宽范围。

Claims (35)

1.一种电压调节器的负载电路，包括：
场效应晶体管，其第一端子耦合到所述电压调节器的传输晶体管的栅极；
可调电压源，耦合在所述场效应晶体管的所述第一端子和栅极之间；以及
电压控制电路，被配置为检测通过所述传输晶体管的电流负载的变化，并且基于所述电流负载的检测到的所述变化来调整所述可调电压源的电压。
2.根据权利要求1所述的负载电路，其中所述场效应晶体管还具有耦合到电源导轨的第二端子。
3.根据权利要求2所述的负载电路，其中所述第一端子包括漏极并且所述第二端子包括源极。
4.根据权利要求2所述的负载电路，其中所述电压控制电路被配置为：
通过检测由所述电流负载的所述变化引起的所述场效应晶体管的所述第二端子与栅极之间的电压的变化来检测所述电流负载的所述变化；以及
在与所述场效应晶体管的所述第二端子与栅极之间的电压的检测到的所述变化的方向相反的方向上，调整所述可调电压源的电压。
5.根据权利要求1所述的负载电路，其中所述电压控制电路被配置为：在减小所述场效应晶体管的跨导对所述电流负载的所述变化的灵敏度的方向上，调整所述可调电压源的电压。
6.根据权利要求1所述的负载电路，其中：
所述电压调节器包括位于所述电压调节器的反馈回路中的放大器；并且
所述场效应晶体管的所述第一端子被耦合在所述放大器的输出和所述传输晶体管的栅极之间。
7.根据权利要求6所述的负载电路，其中所述放大器包括共栅放大器。
8.根据权利要求1所述的负载电路，其中所述可调电压源包括：
第一可调电流源；以及
第二可调电流源；
其中所述电压控制电路被配置为：通过调整所述第一可调电流源的电流和所述第二可调电流源的电流来调整所述可调电压源的电压。
9.根据权利要求8所述的负载电路，其中所述可调电压源还包括耦合在所述场效应晶体管的所述第一端子和栅极之间的电阻器，
其中所述第一可调电流源耦合到所述电阻器的第一端；以及
其中所述第二可调电流源耦合到所述电阻器的第二端。
10.根据权利要求8所述的负载电路，其中所述电压控制电路包括：
电流源，被配置为生成电流；以及
电流感测晶体管，被配置为生成与通过所述场效应晶体管的电流成比例的感测电流；
其中所述电压控制电路被配置为：
从所述电流源的电流中减去所述感测电流，以生成差电流；并且
基于所述差电流调整所述第一可调电流源的电流和所述第二可调电流源的电流。
11.根据权利要求1所述的负载电路，其中所述可调电压源包括耦合在所述场效应晶体管的所述第一端子和栅极之间的电阻器。
12.根据权利要求1所述的负载电路，其中所述传输晶体管耦合在电源导轨与所述电压调节器的输出之间。
13.根据权利要求12所述的负载电路，其中所述传输晶体管包括p型场效应晶体管PFET。
14.根据权利要求1所述的负载电路，其中所述场效应晶体管和所述传输晶体管是相同类型的场效应晶体管。
15.根据权利要求1所述的负载电路，其中所述电压调节器包括低压差LDO调节器。
16.一种电压调节的方法，包括：
使用电压调节器来调节电压，其中所述电压调节器包括传输晶体管和场效应晶体管，所述场效应晶体管具有耦合到所述传输晶体管的栅极的第一端子；
检测通过所述传输晶体管的电流负载的变化；以及
经由耦合在所述场效应晶体管的所述第一端子和栅极之间的可调电压源，基于检测到的所述电流负载的所述变化来调整所述场效应晶体管的所述第一端子与栅极之间的电压。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述场效应晶体管还具有耦合到电源导轨的第二端子。
18.根据权利要求17所述的方法，其中所述第一端子包括漏极并且所述第二端子包括源极。
19.根据权利要求17所述的方法，其中：
检测所述电流负载的所述变化包括：检测由所述电流负载的所述变化引起的所述场效应晶体管的所述第二端子与栅极之间的电压的变化；以及
调整所述场效应晶体管的所述第一端子与栅极之间的电压包括：在与所述场效应晶体管的所述第二端子与栅极之间的电压的检测到的所述变化的方向相反的方向上，调整所述场效应晶体管的所述第一端子与栅极之间的电压。
20.根据权利要求16所述的方法，其中调整所述场效应晶体管的所述第一端子与栅极之间的电压包括：在减小所述场效应晶体管的跨导对所述电流负载的所述变化的灵敏度的方向上，调整所述场效应晶体管的所述第一端子与栅极之间的电压。
21.根据权利要求16所述的方法，其中：
所述电压调节器包括位于所述电压调节器的反馈回路中的放大器；并且
所述场效应晶体管的所述第一端子被耦合在所述放大器的输出和所述传输晶体管的栅极之间。
22.根据权利要求21所述的方法，其中所述放大器包括共栅放大器。
23.根据权利要求16所述的方法，其中所述传输晶体管耦合在电源导轨与所述电压调节器的输出之间。
24.根据权利要求16所述的方法，其中所述传输晶体管包括p型场效应晶体管PFET。
25.根据权利要求16所述的方法，其中所述场效应晶体管和所述传输晶体管是相同类型的场效应晶体管。
26.根据权利要求16所述的方法，其中所述电压调节器包括低压差LDO调节器。
27.一种电压调节器，包括：
根据权利要求1至权利要求15中任一项所述的负载电路；
所述传输晶体管，具有耦合到所述电压调节器的输出的端子；以及
放大器，具有输出和输入，其中所述放大器的输入经由反馈路径被耦合到所述电压调节器的输出。
28.根据权利要求27所述的电压调节器，还包括：
第一开关，位于所述放大器的输出和所述传输晶体管的栅极之间；以及
第二开关，位于所述传输晶体管的栅极和电源导轨之间。
29.根据权利要求27所述的电压调节器，还包括：
翻转源极跟随器晶体管，位于所述反馈路径中，其中所述翻转源极跟随器晶体管具有栅极、耦合到所述电压调节器的输出的源极和耦合到所述放大器的输入的漏极，
其中所述翻转源极跟随器晶体管被配置为：基于输入到所述翻转源极跟随器晶体管的栅极的设置电压来设置所述电压调节器的输出处的调节电压。
30.根据权利要求29所述的电压调节器，还包括耦合在所述翻转源极跟随器晶体管的漏极和地之间的电流源。
31.根据权利要求27所述的电压调节器，其中：
所述放大器的输入包括第一输入和第二输入；
所述第一输入经由所述反馈路径被耦合到所述电压调节器的输出；并且
所述第二输入被耦合到参考电压。
32.根据权利要求28所述的电压调节器，还包括模式控制器，所述模式控制器被配置为在电压调节模式或电源开关模式下操作所述电压调节器，其中：
所述模式控制器被配置为：通过接通所述第一开关并且断开所述第二开关而在所述电压调节模式下操作所述电压调节器；以及
所述模式控制器被配置为：通过断开所述第一开关并且接通所述第二开关而在所述电源开关模式下操作所述电压调节器。
33.根据权利要求32所述的电压调节器，其中所述模式控制器被配置为：
接收指示多个电源电压电平中的一个电源电压电平的信号，所述多个电源电压电平包括第一电压电平和第二电压电平；
如果所述信号指示所述第一电压电平，则在所述电压调节模式下操作所述电压调节器；以及
如果所述信号指示所述第二电压电平，则在所述电源开关模式下操作所述电压调节器。
34.根据权利要求33所述的电压调节器，其中所述第二电压电平低于所述第一电压电平。
35.根据权利要求27所述的电压调节器，其中所述电压调节器包括低压差LDO调节器。
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