CN115211016A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电力转换装置，具备：电容器，对输入的电压进行平滑化；第一开关部；第二开关部；电抗器；绝缘变压器；第二电容器；以及控制部，控制所述第一开关部以及所述第二开关部的开关，所述控制部通过所述电抗器以及所述绝缘变压器，将直流电力转换为交流电力，通过所述第二电容器，将该交流电力转换为直流电力，控制部将第一开关控制信号中的至少任意一个作为基准信号，该控制部具有：相位偏移量运算部，运算使基准信号的相位偏移的相位偏移量；以及逻辑运算部，进行将使基准信号的相位偏移了相位偏移量后的信号作为输入的逻辑运算，并输出第二开关控制信号。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及一种电力转换装置。
背景技术
以往，在作为电力转换装置的双向DC/DC转换器中，如专利文献1～4所记载的那样，活用开关元件和体二极管的通流而实现了电路动作。但是，如果在以变压器的小型化为目的的高频下的驱动中开关元件使用了GaN，则由于体二极管的特性，导通损耗变大。为了实现高效率化，也能够将外置的肖特基势垒二极管与开关元件并联设置，但存在成本增加，并且电路面积也变大的问题。
这样，为了在不设置外置的肖特基势垒二极管的情况下实现高效率化，考虑进行同步整流。但是，存在如下课题：为了实现同步整流，需要高速且高精度地进行瞬时电流测量，而且连续模式和不连续模式的判定需要高性能的CPU，同样会增加成本。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-204998号公报
专利文献2：日本特开2017-204999号公报
专利文献3：日本特开2017-205000号公报
专利文献4：日本特开2017-205001号公报
发明内容
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
用于解决上述课题的本发明为一种电力转换装置，其特征在于，具备：
电容器，对输入的电压进行平滑化；
第一开关部；
第二开关部；
电抗器；
绝缘变压器；
第二电容器；以及
控制部，控制所述第一开关部以及所述第二开关部的开关，
所述控制部通过所述电抗器以及所述绝缘变压器，将直流电力转换为交流电力，通过所述第二电容器，将该交流电力转换为直流电力，
所述控制部将控制所述第一开关部的开关的第一开关控制信号中的至少任意一个作为基准信号，该控制部具有：
相位偏移量运算部，运算使所述基准信号的相位偏移的相位偏移量；以及
逻辑运算部，进行将使所述基准信号的相位偏移了所述相位偏移量后的信号作为至少一个输入的逻辑运算，并输出控制所述第二开关部的开关的第二开关控制信号。
根据本发明，将控制第一开关部的开关的第一开关控制信号中的至少任意一个作为基准信号，根据第二开关部的开关的所需的控制，运算相位偏移量，进而进行逻辑运算，由此能够生成控制第二开关部的开关的第二开关控制信号。相位偏移量运算部能够活用微型计算机等公知的控制部的功能来进行，逻辑运算也能够通过包含逻辑元件的电路等简单的硬件来实现。因此，如果根据第一开关控制信号中包含的基准信号来运算同步运算所需的相位偏移量，并通过逻辑运算来生成第二开关控制信号，则能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
如果是双向的电力转换装置，则根据输入输出的方向，本发明中的输入、第一开关部和第二开关部相互替换。
另外，本发明的电力转换装置例如包括双向DC/DC转换器，但并不限定于此。
另外，也可以是，在本发明中，
所述控制部具有：
连续判定部，判定流过所述电抗器的电流是连续还是不连续的。
由此，可以通过连续判定部获取流过电抗器的电流是连续还是不连续的判定结果，所以能够生成与发生不连续的情况对应的第二开关控制信号。
根据本发明，能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
附图说明
图1是本发明的实施例1所涉及的电力转换装置的概略结构图。
图2是本发明的实施例1所涉及的电力转换装置的控制单元的框图。
图3是本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的降压模式下的控制信号的时序图。
图4是表示本发明的实施例1所涉及的逻辑运算电路的例子的图。
图5是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的降压模式下的电流路径的图。
图6是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的降压模式下的电流路径的图。
图7是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的降压模式下的电流路径的图。
图8是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的降压模式下的电流路径的图。
图9是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的降压模式下的电流路径的图。
图10是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的降压模式下的电流路径的图。
图11是本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的另一降压模式下的控制信号的时序图。
图12是本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的升压模式下的控制信号的时序图。
图13是表示本发明的实施例1所涉及的另一逻辑运算电路的例子的图。
图14是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的升压模式下的电流路径的图。
图15是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的升压模式下的电流路径的图。
图16是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的升压模式下的电流路径的图。
图17是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的升压模式下的电流路径的图。
图18是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的升压模式下的电流路径的图。
图19是表示本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的升压模式下的电流路径的图。
图20是本发明的实施例1所涉及的DC/DC转换器的另一升压模式下的控制信号的时序图。
图21是本发明的实施例2所涉及的电力转换装置的控制单元的框图。
图22是本发明的实施例2所涉及的DC/DC转换器的降压模式下的控制信号的时序图。
图23是表示本发明的实施例2所涉及的逻辑运算电路的例子的图。
图24是本发明的实施例2所涉及的DC/DC转换器的另一降压模式下的控制信号的时序图。
图25是本发明的实施例2所涉及的DC/DC转换器的升压模式下的控制信号的时序图。
图26是表示本发明的实施例2所涉及的逻辑运算电路的另一例子的图。
图27是本发明的实施例2所涉及的DC/DC转换器的另一升压模式下的控制信号的时序图。
具体实施方式
(应用例)
以下，参照附图对本发明的应用例进行说明。
本发明可以应用于图1所示的包括绝缘型双向DC/DC转换器10的电力转换装置。
电力转换装置1具备DC/DC转换器10、控制单元20、两对输入输出端子对13(13p、13m)以及输入输出端子对14(14p、14m)。在输入输出端子13m、13p之间、以及输入输出端子14m、14p之间，分别连接有用于使输入的电压平滑化的电容器C1以及C2。在此，电容器C1对应本发明的第一电容器。另外，电容器C2对应本发明的第二电容器。另外，根据输入输出的方向，电容器C1以及电容器C2、本发明的第一电容器以及第二电容器的对应关系相互替换。
DC/DC转换器10是以变压器TR、两个电抗器Lr1和Lr2以及两个全桥电路11和12为主要构成要素的绝缘型双向DC/DC转换器。电抗器Lr1和电抗器Lr2在第一全桥电路11和第二全桥电路12的控制下生成交流电力，电容器C1和电容器C2将所述交流电力平滑为直流电力。作为变压器TR，能够使用绝缘变压器，也可以是非绝缘变压器。
DC/DC转换器10的第二全桥电路12具备：第三支路L3，其具有串联连接的第五开关元件SW5以及第七开关元件SW7；以及第四支路L4，其具有串联连接的第六开关元件SW6以及第八开关元件SW8。如图所示，在各支路的第n开关元件SWn(n＝5～8)的端子间并联连接有第n二极管Dn(n＝5～8)。另外，第三支路L3、第四支路L4均与第二输入输出端子14连接。另外，第三支路L3的第五开关元件SW5以及第七开关元件SW7间的连接点p3经由第二电抗器Lr2与变压器TR的第二绕组Wn2的一端连接，第四支路L4的第六开关元件SW6以及第八开关元件SW8间的连接点p4与变压器TR的第二绕组Wn2的另一端连接。在此，第一全桥电路11对应本发明的第一开关部。另外，第二全桥电路12对应本发明的第二开关部。
图2是本实施例所涉及的DC/DC转换器10的控制单元20的功能框图。控制单元20包括由微控制器等构成的主控制部21和由模拟电路或小型CPU等构成的同步整流用逻辑运算部22。另外，主控制部21包括基准信号生成部211、同步整流用相位偏移量运算部212和控制信号输出部213。
图3表示使DC/DC转换器10作为降压转换器动作时使用的信号的时序图。
信号Toff2_1是使基础控制信号G2的相位从延迟半周期的相位再超前仅f1(T，TON，Vin，Vout)的信号，信号Toff2_2是使Toff2_1的相位反转的信号。在此，T是周期，TON是基础控制信号G1和G4的同时ON期间，TOFF是基础控制信号G2和G3的同时ON期间，TOFF是基础控制信号G2和G3的同时ON期间，Vin是DC/DC转换器10的输入电压，Vout是DC/DC转换器10的输出电压，f1(T，TON，Vin，Vout)是将它们作为变量的预定函数，是去除了负值的函数。
信号G2_shift是使基准控制信号G2的相位仅延迟f2(T，TON，Vin，Vout)的信号，信号G4_shift是使G2_shift的相位反转的信号。在此，f2(T，TON，Vin，Vout)是以T，TON，Vin，Vout为变量的预定函数，是去除了负值的函数。
f1(T，TON，Vin，Vout)、f2(T，TON，Vin，Vout)对应本发明的同步整流用相位偏移量。例如，运算不连续模式中的零电流区间、连续模式中的再生区间，作为同步整流用相位偏移量。
如图4(A)所示，控制信号G6以及G7是信号Toff2_2和信号G2_shift的基于AND逻辑元件22011的逻辑积。该逻辑运算电路2201设置在同步整流用逻辑运算部22中。同样地，如图4(B)所示，控制信号G5以及G8是信号Toff2_1和信号G4_shift的基于AND逻辑元件22012的逻辑积。该逻辑运算电路2202设置在同步整流用逻辑运算部22中。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图3的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为以下的#11～#16的状态。在#12、#13、#15、#16中，可以实现同步整流。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准信号(在此为G2)，通过相位偏移量的运算和逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管或高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
[实施例1]
以下，使用附图更详细地说明本发明的实施例所涉及的电力转换装置1。
＜电力转换装置的结构＞
图1表示本发明的实施方式所涉及的电力转换装置1的概略结构。
本实施方式所涉及的电力转换装置1是能够进行双向的电力转换的装置。如图所示，电力转换装置1具备DC/DC转换器10、控制单元20、两对输入输出端子对13(13p、13m)以及输入输出端子对14(14p、14m)。需要说明的是，在输入输出端子对13以及14中，输入输出端子13p、14p也是高电位侧的输入输出端子，输入输出端子13m、14m也是低电位侧的输入输出端子。另外，在输入输出端子13m、13p间连接有用于使输入输出电压平滑化的电容器C1。同样地，在输入输出端子14m、14p间也连接有用于使输入输出电压平滑化的电容器C2。作为电容器C1以及C2，能够使用电解电容器。
DC/DC转换器10是以变压器TR、两个电抗器Lr1和Lr2以及两个全桥电路11和12为主要构成要素的绝缘型双向DC/DC转换器。以下，将图1中的左侧的全桥电路11、右侧的全桥电路12分别标记为第一全桥电路11、第二全桥电路12。同样地，将图1中的左侧以及右侧的电抗器Lr1以及Lr2分别标记为第一电抗器Lr1、第二电抗器Lr2，将变压器TR的图1中的左侧的绕组Wn1、右侧的绕组Wn2分别标记为第一绕组Wn1、第二绕组Wn2。另外，将图1中的左侧以及右侧的各输入输出端子对13(13p、13m)以及输入输出端子对14(14p、14m)分别标记为第一输入输出端子对13、第二输入输出端子对14。第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2也可以利用变压器TR的第一绕组Wn1以及第二绕组Wn2的漏电感。需要说明的是，DC/DC转换器10的变压器TR也可以不是匝数比为1∶1的变压器。另外，以下，设变压器TR的匝数比为1∶1，对电力转换装置1的结构以及动作进行说明。
DC/DC转换器10的第一全桥电路11具备：第一支路L1，其具有串联连接的第一开关元件SW1以及第三开关元件SW3；以及第二支路L2，其具有串联连接的第二开关元件SW2以及第四开关元件SW4。如图所示，在各支路的第n开关元件SWn(n＝1～4)的端子间并联连接有第n二极管Dn(n＝1～4)。另外，各支路与第一输入输出端子对13连接，第一支路L1的第一开关元件SW1以及第三开关元件SW3间的连接点p1经由第一电抗器Lr1与变压器TR的第一绕组Wn1的一端连接。另外，第二支路L2的第二开关元件SW2以及第四开关元件SW4间的连接点p2与变压器TR的第一绕组Wn1的另一端连接。
DC/DC转换器10的第二全桥电路12具备：第三支路L3，其具有串联连接的第五开关元件SW5以及第七开关元件SW7；以及第四支路L4，其具有串联连接的第六开关元件SW6以及第八开关元件SW8。如图所示，在各支路的第n开关元件SWn(n＝5～8)的端子间并联连接有第n二极管Dn(n＝5～8)。另外，第三支路L3、第四支路L4均与第二输入输出端子14连接。另外，第三支路L3的第五开关元件SW5以及第七开关元件SW7间的连接点p3经由第二电抗器Lr2与变压器TR的第二绕组Wn2的一端连接，第四支路L4的第六开关元件SW6以及第八开关元件SW8间的连接点p4与变压器TR的第二绕组Wn2的另一端连接。
作为开关元件SW1～SW8的半导体材料，能够使用氮化镓(GaN)、硅(Si)、碳化硅(SiC)等，但并不限定于此。作为半导体开关元件，能够使用MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)等。对于作为开关元件SW1～SW8使用的这些半导体开关元件，各二极管D1～D8反并联连接。
在DC/DC转换器10上安装有用于分别测量流过第一电抗器Lr1以及第二电抗器Lr2的电流的大小的电流传感器15p、15s。需要说明的是，在DC/DC转换器10上还安装有用于测量输入输出电压、输入输出电流的大小的各种传感器(省略图示)。
控制单元20是通过变更向DC/DC转换器10内的各开关元件的控制信号的电平来控制DC/DC转换器10(DC/DC转换器10内的各开关元件的ON/OFF)的单元。以下，将第n开关元件SWn(n＝1～8)用的控制信号标记为控制信号Gn。
控制单元20由处理器(在本实施方式中为微控制器)和栅极驱动器等构成，向控制单元20输入上述的各种传感器(电流传感器15p、15s等)的输出。
另外，控制单元20构成(编程)为，基于所输入的数据(电流值、电压值)，决定使DC/DC转换器10作为以下的四种转换器中的哪一种进行动作，并控制DC/DC转换器10使其作为所决定的转换器进行动作。
·第一输入输出端子对13侧为一次侧的升压转换器
·第一输入输出端子对13侧为一次侧的降压转换器
·第二输入输出端子对14侧为一次侧的升压转换器
·第二输入输出端子对14侧为一次侧的降压转换器
另外，控制单元20还构成(编程)为，立即执行对DC/DC转换器10的控制内容的变更(从使DC/DC转换器10作为第一输入输出端子对13侧为一次侧的升压转换器进行动作的控制，变更为使DC/DC转换器10作为第二输入输出端子对14侧为一次侧的降压转换器进行动作的控制)。
＜同步整流方法＞
以下，对本实施例所涉及的电力转换装置1的结构以及动作进行具体说明。
图2是本实施例所涉及的DC/DC转换器10的控制单元20的功能框图。控制单元20包括由微控制器等构成的主控制部21和由模拟电路或小型CPU等构成的同步整流用逻辑运算部22。另外，主控制部21包括基准信号生成部211、同步整流用相位偏移量运算部212、控制信号输出部213。关于这些各部分的具体功能将在后面叙述。
＜降压模式1＞
图3表示使本实施例所涉及的DC/DC转换器10作为降压转换器动作时使用的信号的时序图。在此，控制单元20根据针对DC/DC转换器10的一次侧的第一全桥电路11中包含的四个开关元件SW1～SW4的控制信号G1～G4，生成针对二次侧的第二全桥电路12中包含的四个开关元件SW5～SW8的控制信号。因此，将成为用于生成用于实现本实施例所涉及的DC/DC转换器10的动作的控制的基础的针对开关元件SW1～SW8的控制信号称为基础控制信号。对于基础控制信号中的针对第一全桥电路11中包含的开关元件SW1～SW4的控制信号不变更，直接用作控制信号，但针对第二全桥电路12中包含的开关元件SW5～SW8的控制信号，是通过针对基础控制信号中的G2进行使相位量偏移等处理而生成的。因此，将生成同步整流用的控制信号时的成为信号处理的对象的基础控制信号特别称为基准信号。基准信号生成部211将包含第一全桥电路11的开关元件SW1～SW4的控制信号的基础控制信号中的基准信号输出到同步整流用相位偏移量运算部212。然后，基准信号生成部211将基础控制信号中不进行变更而作为控制信号使用的控制信号输出到控制信号输出部213。在图3所示的例子中，从上段起四个G1～G4是基础控制信号的时序图。
在图3所示的例子中，选择G2作为基准信号。
信号Toff2_1是使基础控制信号G2的相位从延迟半周期的相位再超前仅f1(T，TON，Vin，Vout)的信号，信号Toff2_2是使Toff2_1的相位反转的信号。在此，T是周期，TON是基础控制信号G1和G4的同时ON期间，TOFF是基础控制信号G2和G3的同时ON期间，Vin是DC/DC转换器10的输入电压，Vout是DC/DC转换器10的输出电压，f1(T，TON，Vin，Vout)是将它们作为变量的预定函数，是去除了负值的函数。
另外，信号G2_shift是使基准控制信号G2的相位延迟仅f2(T，TON，Vin，Vout)的信号，信号G4_shift是使G2_shift的相位反转的信号。在此，f2(T，TON，Vin，Vout)是以T、TON、Vin、Vout为变量的预定函数，是去除了负值的函数。
同步整流用相位偏移量运算部212运算f1(T，TON，Vin，Vout)和f2(T，TON，Vin，Vout)，将对基准信号进行相位偏移而生成的信号输出到同步整流用逻辑运算部32。例如，同步整流用相位偏移量通过运算不连续模式中的零电流区间和连续模式中的再生区间来求出。这样的同步整流用相位偏移量的运算在每个基准信号的周期进行。
如图4(A)所示，控制信号G6以及G7是信号Toff2_2和信号G2_shift的基于AND逻辑元件22011的逻辑积。该逻辑运算电路2201设置在同步整流用逻辑运算部22中。同样地，如图4(B)所示，控制信号G5以及G8是信号Toff2_1和信号G4_shift的基于AND逻辑元件22012的逻辑积。该逻辑运算电路2202设置在同步整流用逻辑运算部22中。由同步整流用逻辑运算部22输出的控制信号被输出到控制信号输出单元213，用于各开关元件的控制。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图3的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为以下的#11～#16的状态。电抗器电流IL1可以是由电流传感器15p测量的流过电抗器Lr1的电流值，也可以是将二次侧的电抗器Lr2换算为一次侧的电抗器，流过将电抗器Lr1和电抗器Lr2合起来的等效的电抗器的电流值。
·在#11的状态下，仅开关元件SW1、SW4成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图5所示。
·在#12的状态下，开关元件SW1、SW4、SW5、SW8成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图6所示。
·在#13的状态下，开关元件SW3、SW4、SW5、SW8成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图7所示。
·在#14的状态下，仅开关元件SW2、SW3成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图8所示。
·在#15的状态下，开关元件SW2、SW3、SW6、SW7成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图9所示。
·在#16的状态下，开关元件SW1、SW2、SW6、SW7成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图10所示。
这样，在#12、#13、#15、#16中，可以实现同步整流。虽然在#11以及#14中不能实现同步整流，但由于这些状态的期间较短，所以这些期间的损耗不大。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准信号，通过相位偏移量的运算和基于逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管、高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
＜降压模式2＞
图11是在降压模式下，电抗器电流IL1根据输入输出条件而不连续的情况的例子。
在图11所示的例子中，也选择G2作为基准信号。
在此，信号Toff2_1是使基础控制信号G2的相位从延迟半周期的相位再超前仅f1(T，TON，TOFF，Vin，Vout)的信号，信号Toff2_2是使Toff2_1的相位反转的信号。
另外，信号G2_shift是使基准控制信号G2的相位延迟仅f2(T，TON，Vin，Vout)的信号，G4_shift是使G2_shift的相位反转的信号。
另外，如图4(A)所示，控制信号G6以及G7是信号Toff2_2和信号G2_shift的基于AND逻辑元件22011的逻辑积。该逻辑运算电路2201设置在同步整流用逻辑运算部22中。同样地，如图4(B)所示，控制信号G5以及G8是信号Toff2_1和信号G4_shift的基于AND逻辑元件22012的逻辑积。该逻辑运算电路2202设置在同步整流用逻辑运算部22中。在该降压模式2中生成控制信号G5～G8的逻辑运算电路2201以及2202与降压模式1相同。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图11的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为#21～#26的状态。虽然省略了各状态下的DC/DC转换器10的电流路径的说明，但除了#23和#26的不连续的状态以外，可以实现同步整流。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准控制信号，通过相位偏移量的运算和基于逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管、高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
＜升压模式1＞
图12表示在使本实施例所涉及的DC/DC转换器10作为升压转换器动作的情况下使用的信号的时序图。在此，将针对DC/DC转换器10的一次侧的第一全桥电路11中包含的四个开关元件SW1～SW4的控制信号G1～G4、针对SW7以及SW8的控制信号G7以及G8作为基础控制信号，根据这些信号生成针对二次侧的第二全桥电路12中包含的四个开关元件SW5～SW8的控制信号。在此，对于基础控制信号中的针对第一全桥电路11中包含的开关元件SW1～SW4的控制信号不变更，直接用作控制信号，但针对第二全桥电路12中包含的开关元件SW5～SW8的控制信号，是通过针对基础控制信号中的G2进行使相位量偏移等处理，同时进行将针对开关元件SW7、SW8的基础控制信号即G07、G08分别作为一个输入的逻辑运算而生成的。在此，由于针对开关元件SW7、SW8的控制信号是经过对基础控制信号的处理而生成的，所以将针对开关元件SW7、SW8的基础控制信号标记为G07、G08，将最终生成的用于开关元件SW7、SW8的控制的控制信号标记为G7、G8。因此，将生成同步整流用的控制信号时的成为信号处理的对象的基础控制信号特别称为基准信号。在图12中，从上段起的四个G1～G4、G07、G08是基准信号。
信号G1,4_shift是使基准控制信号G1的相位延迟仅f3(T，TON，Vin，Vout)的信号，信号G2,3_shift是使信号G1,4_shift的相位反转的信号。在此，f3(T，TON，Vin，Vout)是以T、TON、Vin、Vout为变量的预定函数，是去除了负值的函数。
另外，信号Toff1_A是使基础控制信号G2的相位从延迟半周期的相位再超前仅f4(T，TON，Vin，Vout)的信号，信号Toff1_B是使Toff1_A的相位反转的信号。在此，T是周期，TON是基础控制信号G1、G4、G7的同时ON期间，TOFF是基础控制信号G1、G4、G8的同时ON期间，Vin是DC/DC转换器10的输入电压，Vout是DC/DC转换器10的输出电压，f4(T，TON，Vin，Vout)是将它们作为变量的预定函数，是去除了负值的函数。
同步整流用相位偏移量运算部212运算f4(T，TON，Vin，Vout)和f3(T，TON，Vin，Vout)，将对基准信号进行相位偏移而生成的信号输出到同步整流用逻辑运算部32。例如，同步整流用相位偏移量通过运算不连续模式中的零电流区间和连续模式中的再生区间来求出。这样的同步整流用相位偏移量的运算在每个基准信号的周期进行。
如图13(A)所示，控制信号G5是信号Toff1_A和信号G08的基于AND逻辑元件22013的逻辑积。该逻辑运算电路2203设置在同步整流用逻辑运算部22中。如图13(B)所示，控制信号G6是信号Toff1_B和信号G07的基于AND逻辑元件22014的逻辑积。该逻辑运算电路2204设置在同步整流用逻辑运算部22中。
如图13(C)所示，控制信号G7是信号G2，3shift和信号G07的基于OR逻辑元件22015的逻辑和。该逻辑运算电路2205设置在同步整流用逻辑运算部22中。如图13(D)所示，控制信号G8是信号G1、4shift和信号G08的基于OR逻辑元件22016的逻辑和。该逻辑运算电路2206设置在同步整流用逻辑运算部22中。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图12的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为以下的#31～#36的状态。
·在#31的状态下，开关元件SW1、SW4、SW7成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图14所示。
·在#32的状态下，开关元件SW1、SW4、SW7、SW8成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图15所示。
·在#33的状态下，开关元件SW1、SW4、SW5、SW8成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图16所示。
·在#34的状态下，开关元件SW2、SW3、SW8成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图17所示。
·在#35的状态下，开关元件SW2、SW3、SW7、SW8成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图18所示。
·在#36的状态下，开关元件SW2、SW3、SW6、SW7成为ON，其他开关元件成为OFF。此时，DC/DC转换器10中的电流路径如图19所示。
这样，在#32、#33、#35、#36中，可以实现同步整流。虽然在#31以及#34中不能实现同步整流，但由于这些状态的期间较短，所以这些期间的损耗不大。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准信号，通过相位偏移量的运算和基于逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管、高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
＜升压模式2＞
图20示出了当将本实施方式所涉及的DC/DC转换器10作为升压转换器动作时使用的信号的时序图。图20是在升压模式下，电抗器电流IL1因输入输出条件而不连续的情况的例子。信号的标记与升压模式1中的说明一致。在此，将针对DC/DC转换器10的一次侧的第一全桥电路11中包含的四个开关元件SW1～SW4的控制信号G1～G4、针对SW7以及SW8的控制信号G07以及G08作为基础控制信号，根据这些信号生成针对二次侧的第二全桥电路12中包含的四个开关元件SW5～SW8的控制信号。在此，对于基础控制信号中的针对第一全桥电路11中包含的开关元件SW1～SW4的控制信号不变更，直接用作控制信号，但针对第二全桥电路12中包含的开关元件SW5～SW8的控制信号，是通过针对基础控制信号中的G2进行使相位量偏移等处理，同时进行将针对开关元件SW7、SW8的基础控制信号即G07、G08分别作为一个输入的逻辑运算而生成的。在图20中，从上段起的四个G1～G4、G07、G08是基准信号。
信号G1,4_shift是使基准控制信号G1的相位延迟仅f3(T，TON，Vin，Vout)的信号，信号G2,3_shift是使信号G1,4_shift的相位反转的信号。在此，f3(T，TON，Vin，Vout)是以T、TON、Vin、Vout为变量的预定函数，是去除了负值的函数。
另外，信号Toff1_A是使基础控制信号G2的相位从延迟半周期的相位再超前仅f4(T，TON，Vin，Vout)的信号，信号Toff1_B是使Toff1_A的相位反转的信号。在此，f4(T，TON，Vin，Vout)是以它们为变量的预定函数，是去除了负值的函数。
如图13(A)所示，控制信号G5是信号Toff1_A和信号G08的基于AND逻辑元件22013的逻辑积。该逻辑运算电路2203设置在同步整流用逻辑运算部22中。如图13(B)所示，控制信号G6是信号Toff1_B和信号G07的基于AND逻辑元件22014的逻辑积。该逻辑运算电路2204设置在同步整流用逻辑运算部22中。
在该升压模式2中生成控制信号G5以及G6的逻辑运算电路2203以及2204与升压模式1相同。
如图13(C)所示，控制信号G7是信号G2，3shift和信号G07的基于OR逻辑元件22015的逻辑和。该逻辑运算电路2205设置在同步整流用逻辑运算部22中。如图13(D)所示，控制信号G8是信号G1、4shift和信号G08的基于OR逻辑元件22016的逻辑和。该逻辑运算电路2206设置在同步整流用逻辑运算部22中。
在该升压模式2中生成控制信号G7以及G8的逻辑运算电路2205以及2206与升压模式1相同。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图20的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为#41～#46的状态。虽然省略了各状态下的DC/DC转换器10的电流路径的说明，但除了#43和#46的不连续的状态以外，可以实现同步整流。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准信号，通过相位偏移量的运算和基于逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管、高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
在生成针对上述的降压模式1、降压模式2、升压模式1、升压模式2的同步控制用的控制信号时，将G1、G2用作基准信号，但也可以将G3、G4用作基准信号。
[实施例2]
以下，对本发明的实施例2所涉及的电力转换装置1以及DC/DC转换器10进行说明。实施例2所涉及的DC/DC转换器10除了控制单元30的结构以外，与实施例1相同，因此对于相同的结构，使用相同的符号并省略详细的说明。
图21表示控制单元30的框图。控制单元30包括由微控制器等构成的主控制部31和由模拟电路或小型CPU等构成的同步整流用逻辑运算部32。另外，主控制部31包括基准信号生成部211、同步整流用相位偏移量运算部212、控制信号输出部213和连续判定部311。主控制部31包括连续判定部311这一点和同步整流用逻辑运算部32的结构与实施例1所涉及的控制单元20不同，其他结构相同。连续判定部311获取电力转换装置1的输入输出条件等信息，使用表格等连续判定单元，判定DC/DC转换器10的动作是连续模式还是不连续模式，根据该判定结果，输出与连续模式时控制信号为ON(即1)和不连续模式时控制信号为OFF(即0)同等的电压。关于DC/DC转换器10的这些各部分的具体功能，将在后面叙述。
＜降压模式1＞
图22表示使本实施例所涉及的DC/DC转换器10作为降压转换器动作时使用的信号的时序图。在此，根据针对DC/DC转换器10的一次侧的第一全桥电路11中包含的四个开关元件SW1～SW4的控制信号G1～G4，生成针对二次侧的第二全桥电路12中包含的四个开关元件SW5～SW8的控制信号。如图22所示，
因此，将生成同步整流用的控制信号时的成为信号处理的对象的基础控制信号特别称为基准信号。在图3所示的例子中，从上段起四个G1～G4是基础控制信号的时序图。
信号Toff2_1、信号Toff2_2、信号G2_shift以及信号G4_shift的生成方法与实施例1所涉及的降压模式1相同，因此省略说明。
如图23(A)所示，控制信号G6以及G7是信号Toff2_2和信号G2_shift的基于AND逻辑元件32011的逻辑积的输出以及信号G2_shift和连续判定信号的AND逻辑元件32012的输出的、基于OR逻辑元件32013的逻辑和。在此，连续判定信号是上述的连续判定部311的输出信号。另外，如图23(B)所示，控制信号G5以及G8是信号Toff2_1和信号G4_shift的基于AND逻辑元件32014的逻辑积的输出以及信号G4_shift和连续判定信号的AND逻辑元件32015的输出的、基于OR逻辑元件32016的逻辑和。该逻辑运算电路3201以及3202设置在同步整流用逻辑运算部32中。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图22的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为#51～#56的状态。虽然省略了各状态下的DC/DC转换器10的电流路径的说明，但通过向逻辑运算电路3201以及3202输入连续判定信号，不用根据是连续还是不连续来变更开关模式，就可以在#51～#56的所有状态下实现同步整流。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准信号，通过相位偏移量的运算和基于逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管、高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
＜降压模式2＞
图24是在降压模式下，电抗器电流IL1根据输入输出条件而不连续的情况的例子。
在图24所示的例子中，也选择G2作为基准信号。
信号Toff2_1、信号Toff2_2、信号G2_shift以及信号G4_shift的生成方法与实施例1所涉及的降压模式1相同，因此省略说明。
如图23(A)所示，控制信号G6以及G7是信号Toff2_2和信号G2_shift的基于AND逻辑元件32011的逻辑积的输出以及信号G2_shift和连续判定信号的AND逻辑元件32012的输出的、基于OR逻辑元件32013的逻辑和。另外，如图23(B)所示，控制信号G5以及G8是信号Toff2_1和信号G4_shift的基于AND逻辑元件32014的逻辑积的输出以及信号G4_shift和连续判定信号的AND逻辑元件32015的输出的、基于OR逻辑元件32016的逻辑和。在该降压模式2中生成控制信号G5～G8的逻辑运算电路3201以及3202与实施例2的降压模式1相同。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图24的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为#61～#66的状态。通过向逻辑运算电路3201以及3202输入连续判定信号，在不连续时AND逻辑元件32012以及32015不发挥作用。虽然省略了各状态下的DC/DC转换器10的电流路径的说明，但除了#53和#56的不连续的状态以外，可以实现同步整流。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准信号，通过相位偏移量的运算和基于逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管、高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
＜升压模式1＞
图25表示当将实施例2所涉及的DC/DC转换器10作为升压转换器动作时使用的信号的时序图。在此，将针对DC/DC转换器10的一次侧的第一全桥电路11中包含的四个开关元件SW1～SW4的控制信号G1～G4、针对SW7以及SW8的控制信号G07以及G08作为基础控制信号，根据这些信号生成针对二次侧的第二全桥电路12中包含的四个开关元件SW5～SW8的控制信号。在此，对于基础控制信号中的针对第一全桥电路11中包含的开关元件SW1～SW4的控制信号不变更，直接用作控制信号，但针对第二全桥电路12中包含的开关元件SW5～SW8的控制信号，是通过针对基础控制信号中的G2进行使相位量偏移等处理，同时进行将针对开关元件SW7、SW8的基础控制信号即G07、G08分别作为一个输入的逻辑运算而生成的。因此，将生成同步整流用的控制信号时的成为信号处理的对象的基础控制信号特别称为基准信号。在图25中，从上段起的四个G1～G4、G07、G08是基准信号。
信号G1,4_shift、信号G2,3_shift、信号Toff1_A以及信号Toff1_B的生成方法与实施例1所涉及的升压模式1相同，因此省略说明。
控制信号G5如图26(A)所示，是信号Toff1_A和信号G08的基于AND逻辑元件22013的逻辑积的输出以及信号G08、信号G1,4_shift和连续判定信号的基于AND逻辑元件32018的逻辑积的输出的、基于OR逻辑元件32019的逻辑和。该逻辑运算电路3203设置在同步整流用逻辑运算部32中。
控制信号G6如图26(B)所示，是信号Toff1_B和信号G07的AND逻辑元件32020的输出、信号07、信号Toff1_B和信号G07的基于AND逻辑元件22014的逻辑积的输出以及信号G08、信号G1,4_shift和连续判定信号的基于AND逻辑元件32021的输出的、基于OR逻辑元件32022的逻辑和。该逻辑运算电路3204设置在同步整流用逻辑运算部32中。
如图26(C)所示，控制信号G7是信号G2,3_shift和信号G07的基于OR逻辑元件32023的逻辑和。包含该OR逻辑元件32023的逻辑运算电路3205设置在同步整流用逻辑运算部32中。另外，如图26(D)所示，控制信号G8是信号G1,4_shift和信号G08的基于OR逻辑元件32024的逻辑和。包含该OR逻辑元件32024的逻辑运算电路3206设置在同步整流用逻辑运算部32中。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图25的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为#71～#76的状态。虽然省略了各状态下的DC/DC转换器10的电流路径的说明，但通过向逻辑运算电路3201以及3202输入连续判定信号，不用根据是连续还是不连续来变更开关模式，就可以在#71～#76的所有状态下实现同步整流。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准信号，通过相位偏移量的运算和基于逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管、高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
＜升压模式2＞
图27是在升压模式下，电抗器电流IL1因输入输出条件而不连续的情况的例子。
信号G1,4_shift、信号G2,3_shift、信号Toff1_A以及信号Toff1_B的生成方法与实施例1所涉及的升压模式1相同，因此省略说明。另外，控制信号G5～G8的生成方法也与实施例2的升压模式1相同，因此省略说明。
这样，所生成的控制信号G1～G8从控制信号输出部213输出。图27的最下段表示通过控制信号G1～G8驱动DC/DC转换器10时的电抗器电流IL1。此时，DC/DC转换器10依次转换为#81～#86的状态。虽然省略了各状态下的DC/DC转换器10的电流路径的说明，但通过向逻辑运算电路3203以及3204输入连续判定信号，在不连续时AND逻辑元件32018以及32021不发挥作用。虽然省略了各状态下的DC/DC转换器10的电流路径的说明，但除了#83和#86的不连续的状态以外，可以实现同步整流。
这样，在包含DC/DC转换器10的电力转换装置1中，能够根据基准信号，通过相位偏移量的运算和基于逻辑运算电路的逻辑运算，生成进行开关元件SW5～SW8的同步控制的控制信号，不需要外置的肖特基势垒二极管、高性能的CPU等，所以能够提供一种可以抑制成本，不增大电路面积地实现同步整流的高效率的电力转换装置。
(变形例)
也可以将动力运行/再生的运行状态输入到同步整流用逻辑运算部22、32来判断将第一全桥电路11以及第二全桥电路12中的哪一个作为二次侧。
在上述的实施例1以及实施例2中，以绝缘侧双向DC/DC转换器10为例进行了说明，但本发明与绝缘型、非绝缘型无关，也能够应用于双向升降压斩波器、双向多功能斩波器。
需要说明的是，以下为了能够对比本发明的构成要件和实施例的结构，对本发明的构成要件附加附图标记进行记载。
＜发明1＞
一种电力转换装置(1)，其特征在于，具备：
电容器(C1)，对输入的电压进行平滑化；
第一开关部(11)；
第二开关部(12)；
电抗器(Lr1、Lr2)；
绝缘变压器(TR)；
第二电容器(C2)；以及
控制部(20)，控制所述第一开关部(11)以及所述第二开关部(12)的开关，
所述控制部(20)通过所述电抗器(Lr1、Lr2)以及所述绝缘变压器(TR)，将直流电力转换为交流电力，通过所述第二电容器(C2)，将该交流电力转换为直流电力，
所述控制部(20)将控制所述第一开关部(SW1～SW4)的开关的第一开关控制信号中的至少任意一个作为基准信号，该控制部(20)具有：
相位偏移量运算部(212)，运算使所述基准信号的相位偏移的相位偏移量；以及
逻辑运算部(22)，进行将使所述基准信号的相位偏移了所述相位偏移量后的信号作为至少一个输入的逻辑运算，并输出控制所述第二开关部(SW5～SW8)的开关的第二开关控制信号。
符号说明
1：电力转换装置
11：第一全桥电路
12：第二全桥电路
C1、C2：电容器
Lr1、Lr2：电抗器
TR：绝缘变压器
SW1～SW8：开关元件
20：控制单元
22：同步整流用逻辑运算部
212：同步整流用相位偏移量运算部。

Claims (2)

1.一种电力转换装置，其特征在于，具备：
电容器，对输入的电压进行平滑化；
第一开关部；
第二开关部；
电抗器；
绝缘变压器；
第二电容器；以及
控制部，控制所述第一开关部以及所述第二开关部的开关，
所述控制部通过所述电抗器以及所述绝缘变压器，将直流电力转换为交流电力，通过所述第二电容器，将该交流电力转换为直流电力，
所述控制部将控制所述第一开关部的开关的第一开关控制信号中的至少任意一个作为基准信号，该控制部具有：
相位偏移量运算部，运算使所述基准信号的相位偏移的相位偏移量；以及
逻辑运算部，进行将使所述基准信号的相位偏移了所述相位偏移量后的信号作为至少一个输入的逻辑运算，并输出控制所述第二开关部的开关的第二开关控制信号。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制部具有：
连续判定部，其判定流过所述电抗器的电流是连续还是不连续的。
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