JP2013240133A - 多相の電力変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】多相の電力変換回路の各相の電流の制御を一つの電流センサを用いて行う。
【解決手段】多相の電力変換回路は、高圧側で測定した出力電流ih及び出力電圧vhを入力して、スイッチのそれぞれのゲートに駆動信号を出力するコントローラを備える。このコントローラは、サンプリング信号及び該サンプリング信号に同期した搬送波を出力する生成器と、発生したサンプリング信号により出力電流ihをサンプリングしかつ演算することによりインダクタに流れる各相出力電流を推定するインダクタ電流推定器と、出力電圧vh、各相推定出力電流、及び搬送波を入力して、スイッチのそれぞれのオンオフする位相をスイッチ毎に調整するPWM回路とを備える。
【選択図】 図２

Description

この発明は、１つ又は複数の電源を持つ低圧側と、共通バスの高圧側の間で昇圧又は降圧の単方向動作を行い、或いは双方向動作を行う多相の電力変換回路に関する。

大電力直流−直流変換回路において、使用するスイッチングデバイスの制約から高周波スイッチングが難しいときに、変換回路の入力電流や出力電圧の品質を高めるために、インターリーブ型の回路構成が用いられる場合がある。インターリーブ直流−直流変換回路では、各相の回路を構成するスイッチやコイル等の素子のばらつきにより、各相の電流がアンバランスになることがある。そのため、図１２に示した n相インターリーブ双方向直流−直流変換回路や、図１３に示した三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路の例のように、通常は各相に電流センサを取り付け、そのセンサから得られる電流値i1、i2、i3、…inを用いて電流制御が行われる。三相のインターリーブ昇圧チョッパ回路に関する各相のインダクタの電流平衡制御については、例えば、非特許文献１に示されている方法などがある。
また、複数の電源を有し、高圧側のバスが共通であるような回路において、従来は各電源の入力部分の電流を個別の電流センサを用いて検出することが一般的である。

ところで、交流モータ駆動用のインバータでは、直流リンク電流の値を電流センサやシャント抵抗により検出し、三相電流を求める方式が、特許文献 1などで提案されている。一般的な交流モータの場合には、結線上、三相の電流の和がゼロになるため推定が行い易い。

川島崇宏、山本真義、舩曳繁之、鶴谷守 :「インターリーブ方式チョッパ回路の電流平衡制御」、平成 18年度電気・情報関連学会中国支部連合大会、p.484

特開２００３−２１９６７８号公報

インターリーブ型直流−直流電力変換回路では、回路を構成する素子の特性のばらつきにより、各相のスイッチを同一のデューティ比で駆動しても、各相の電流にアンバランスを生じてしまう。この対策として、各相に流れる電流を電流センサにより検出し制御する方法が提案されている（図１２，図１３参照）。しかし、この方法には、各相に電流センサを取り付けることによりコストが増加してしまうという問題がある。
また、複数の電圧源に接続され、高圧側を共通バスとするような用途において、電流センサが複数必要になるので、やはりコストが増加してしまうと言う問題がある。

この問題を解決するために、交流モータの駆動方法として特許文献 1で提案されている直流リンク電流とスイッチの導通・非導通状態を考慮することで三相交流電流を再現する方法が考えられる。しかし、インターリーブ直流−直流変換回路や複数の電源を有し、高圧側のバスが共通であるような回路では、一般的な交流モータと異なり、必ずしも三相の電流の和がゼロになるとは限らないため、特許文献１の方法をそのまま適用することができない。

本発明は、上記の問題を解決するためになされたもので、多相の電力変換回路の各相の電流の制御を一つの電流センサを用いて行うことを目的とする。

本発明の多相の電力変換回路は、各相のコンバータの出力端を互いに接続することによって構成して、１つ又は複数の電源を持つ低圧側と、共通バスの高圧側の間で昇圧又は降圧の単方向動作を行い、或いは双方向動作を行う。各相コンバータは、一端を低圧側電源に接続した相毎のインダクタと、相毎の上側スイッチ及び該上側スイッチに直列接続した下側スイッチを備え、かつ、上側スイッチと下側スイッチの中点にインダクタの他端を接続して各相コンバータの入力端にすると共に、直列接続した上側スイッチ及び下側スイッチの両端をそれぞれ共通接続して各相コンバータの出力端とする。高圧側で測定した出力電流ih及び出力電圧vhを入力して、上側スイッチ及び下側スイッチのそれぞれのゲートに駆動信号を出力するコントローラを備える。このコントローラは、サンプリング信号及び該サンプリング信号に同期した搬送波を出力する生成器と、発生したサンプリング信号により出力電流ihをサンプリングしかつ演算することによりインダクタに流れる各相出力電流を推定するインダクタ電流推定器と、出力電圧vh、各相推定出力電流、及び搬送波を入力して、上側スイッチ及び下側スイッチのそれぞれのオンオフする位相をスイッチ毎に調整するPWM回路とを備える。

本発明によれば、一つの電流センサのみで各相の電流を独立に制御できる。例えば、各相を構成する回路素子の特性にばらつきが存在する場合にも、一つの電流センサのみで各相の電流のバランスを保つ制御を行うことができる。高圧側に接続された電流センサの値を、各相の搬送波と同期して（例えば、搬送波の谷、または山と谷の頂点で）サンプリングし、その値より各相の電流値を得ることで、各相の電流センサが不要になるという効果が得られる。

本発明の多相の電力変換回路の第１の例として構成したn相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。 本発明の多相の電力変換回路の第２の例として構成した三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。 三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路用のコントローラを例示する回路図である。 搬送波及びサンプリング信号生成器で120(=360/3)度ずつ位相をずらして生成される搬送波Vcarr1、Vcarr2、Vcarr3、及びサンプリング信号smplを例示する図である。 インダクタ電流（推定出力電流）の推定原理 (上側スイッチのデューティ比が 2/3以下の場合)を説明する図である。 高圧側の電流波形と各相のインダクタ電流波形に重なる部分が無い場合のインダクタ電流の推定原理を説明する図である。 本発明の多相の電力変換回路の第３の例として構成した2つの電源を有する双方向直流−直流変換回路を例示する図である。 複数の電源を有する双方向直流−直流変換回路用のコントローラを例示する回路図である。 インダクタ電流の推定例 (上側スイッチのデューティ比が 0.5の場合)を示すグラフである。 インダクタ電流の推定例 (上側スイッチのデューティ比が 0.7の場合、推定法 1) を示すグラフである。 インダクタ電流の推定例 (上側スイッチのデューティ比が 0.7の場合、推定法 2) を示すグラフである。 従来技術によるn相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を示す図である。 従来技術による三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を示す図である。

以下、例示に基づき本発明を説明する。図１は、本発明の多相の電力変換回路の第１の例として構成したn相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。なお、双方向動作が可能な回路構成を例として説明するが、本発明は、インダクタ電流が連続であれば、双方向動作が可能な回路構成のみでなく、単方向 (昇圧や降圧)動作のみが可能な電力変換回路に適用可能である。また、本発明は、ｎ相（ｎは２を含む２以上の整数）の多相の電力変換回路に適用可能である。

図１に示すように、回路の高圧側に設置した電流センサにより得られる値ihを用いて、各相のインダクタ電流（各相インダクタL1、L2、L3、…Lnにそれぞれ流れる電流）を推定する。n相インターリーブ型電力変換回路の各スイッチのオンオフ信号は、PWM(パルス幅変調 )制御により生成できる。このとき、搬送波には、三角波が一般的に用いられる。また、各相の搬送波は互いに 360/n度ずつずらしたものを使用する。

以下では、ｎ＝３の場合である三相回路を例にとり説明する。図２は、本発明の多相の電力変換回路の第２の例として構成した三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を例示する図である。図２において、インダクタL1と下側スイッチS1dと上側スイッチS1uとは、第１相コンバータを構成している。インダクタL2と下側スイッチS2dと上側スイッチS2uとは、第２相コンバータを構成している。インダクタL3と下側スイッチS3dと上側スイッチS3uとは、第３相コンバータを構成している。第１相〜第３層のコンバータの入力端と出力端のそれぞれは、互いに接続され、インターリーブコンバータを構成している。但し、本発明の多相の電力変換回路は、各相の出力端を共通接続して、そこに流れる電流を検出するものであるが、図７を参照して後述するように、各相の入力端は必ずしも共通接続する必要は無い。

低圧側電源の一端には、相１〜３のインダクタ（リアクトル）L1〜L3のそれぞれの一端をまとめて接続する。このインダクタL1〜L3の他端は、三相ブリッジ接続した上側スイッチS1u、S2u、S3uと下側スイッチS1v、S2v、S3vの中点にそれぞれ接続する。これらスイッチは、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子と還流ダイオードによって構成する。三相ブリッジの高圧側端には出力コンデンサC及び負荷Rが接続される。三相ブリッジの高圧側で検出された出力電流ih及び出力電圧vhは、後述するコントローラ（図３参照）に導かれる。このコントローラは、上側スイッチS1u、S2u、S3u及び下側スイッチS1v、S2v、S3vを駆動する駆動信号を生成して、対応するスイッチのゲートに出力する。

図３は、三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路用のコントローラを例示する回路図である。図示のコントローラは、三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路の出力電圧制御及び各相の電流の均等化制御を行う。コントローラは、出力電流ih及び出力電圧vhを入力して、三相ブリッジを構成する各スイッチング素子のゲートに駆動信号を出力する。コントローラは、電圧制御器AVR（例えば、ＰＩ制御器、但し、PIとは限らずP制御やその他の制御法も適用可能）、インダクタ電流推定器、搬送波及びサンプリング信号生成器、電流制御器ACR（例えば、ＰＩ制御器、但し、PIとは限らずP制御やその他の制御法も適用可能）、リミッタ、ＰＷＭ回路（比較器）、及びデッドタイム生成回路を含むスイッチ駆動回路を備える。

電圧制御器AVRは、出力電圧vhと基準電圧Vh*との誤差を増幅して誤差増幅信号を、電流制御器ACR（ＰＩ制御器）へ出力する。誤差増幅信号は高圧側出力電圧vhが上昇すると低下し、低下すると上昇するので、高圧側出力電圧vhが安定化するように各スイッチのデューティ比が制御される。電流制御器ACR、リミッタ、及び比較器は、相毎に備えられる。電圧制御器AVRからの誤差増幅信号は、必要ならば1/3分割器を介して、相毎に分岐して、同一の誤差増幅信号を各インダクタの電流指令値として各相電流制御器ACRに向けて出力する。搬送波及びサンプリング信号生成器は、サンプリング信号smplをインダクタ電流推定器に出力すると共に、該サンプリング信号に同期して作成した搬送波（例えば、三角波）を各相比較器に出力する。

図４は、搬送波及びサンプリング信号生成器で120(=360/3)度ずつ位相をずらして生成される搬送波Vcarr1、Vcarr2、Vcarr3、及びサンプリング信号smplを例示する図である。インダクタ電流推定器は、発生したサンプリング信号smplにより出力電流ihをサンプリングしかつ演算することにより、各相出力電流を推定する（詳細は後述する）。各相それぞれ推定された出力電流は、それぞれ電流制御器ACRへ出力する。

相毎に備えた電流制御器ACRは、電圧制御器AVRからの誤差増幅信号と各相推定出力電流の差信号を入力し、この差信号を、必要に応じて増幅して、ＰＩ制御などを行う。即ち、偏差信号を積分し積分ゲインを乗じたものと、偏差信号に比例ゲインを乗じたものを足し合わせてその値を出力する。PI制御器からの出力電圧は、リミッタを介してその上限値を制限した後、電圧指令信号Vref1、Vref2、Vref3として、比較器において、それぞれ搬送波（三角波）電圧と比較して、搬送波電圧がPI制御器出力電圧を越えるとき、上側スイッチをオフし（後述する図５の上段、中段参照）、かつ下側スイッチをオンする駆動信号を駆動回路より発生する。即ち、スイッチがオンするパルス幅を、PI制御器からの出力電圧によって制御するPWM制御を行う。下側のスイッチS1v、S2v、S3vは、それぞれ上側のスイッチS1u、S2u、S3uをオンオフ反転した信号となる。スイッチ駆動回路は、必要に応じて、下側のスイッチS1v、S2v、S3vと、上側のスイッチS1u、S2u、S3uのオンオフ間にデッドタイムを挿入する。このスイッチ駆動回路は、比較器からの比較信号に基づき、スイッチを駆動する駆動信号を生成して、対応するスイッチS1u、S2u、S3u、S1v、S2v、S3v）のゲートに出力する。

図４に示すように、各相の搬送波は互いに 360/3度ずつずらしたものを使用するので、各相を構成する回路素子の特性が等しく、各相推定出力電流の値が同一の場合、デューティ比が同じで且つ各相それぞれ360/3度ずつ位相の異なる駆動信号となるが、フィードバックした出力電圧vh及び各相推定出力電流により、スイッチのオンオフする位相はスイッチ毎に調整される。

図２に例示の三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路を昇圧動作させる場合、各相それぞれの下側スイッチがオンのとき、低圧側直流電圧は各相のインダクタに印加され、各相のインダクタに励磁電流が流れる。下側スイッチがオフして、上側スイッチがオンすると、低圧側直流電源から各相インダクタ、上側スイッチを通して電流が流れ、該当のインダクタを消磁する。但し、インダクタの消磁の期間には、ダイオードを電流が流れている場合もある。

降圧動作させる場合、上記とは逆に、各相それぞれの上側スイッチがオンのとき、高圧側直流電圧は各相のインダクタに印加され、各相のインダクタに励磁電流が流れる。上側スイッチがオフして、下側スイッチがオンすると、低圧側直流電源側に向けて各相インダクタ、下側スイッチを通して電流が流れ、該当のインダクタを消磁する。但し、インダクタの消磁の期間には、ダイオードを電流が流れている場合もある。

図５は、インダクタ電流（推定出力電流）の推定原理 (上側スイッチのデューティ比が 2/3以下の場合)を説明する図である。図５の上段に示すように、三相の場合には、120(=360/3)度ずつ位相をずらした搬送波Vcarr1、Vcarr2、Vcarr3が用いられる。Vcarr1、Vcarr2、Vcarr3は、相 1〜 3に対応する搬送波である。図示のVrefは電圧指令信号であるが、実際には上述したように、出力電圧vh及び各相推定出力電流により基準電圧Vh*を微調整した電圧が搬送波電圧と比較される。但し、図５において表示した電圧指令信号Vrefは、実際には相毎に異なるVref1、Vref2、Vref3となる。また、相 1〜3の上側のスイッチS1u、S2u、S3uに対応するオンオフ信号を、図５の中段に示している。なお、相 1〜3の下側のスイッチS1v、S2v、S3v（オンオフ信号の図示は省略）は、それぞれ上側のスイッチS1u、S2u、S3uを反転したオンオフ信号となる。

本発明は、各相の搬送波と同期した位相で、高圧側電流をサンプリングする。このサンプリングは、各相それぞれ搬送波の１周期に少なくとも１回行う。図中に示すih1b、ih2b、ih3bは、高圧側の電流値ihをそれぞれ図中に縦線で示すタイミングでサンプリングした電流値を表している。本発明は、このサンプリングした電流値ih1b、ih2b、ih3bを用いて、各相のインダクタL1、L2、L3に流れるインダクタ電流の値 i1、i2、i3を演算して推定する。上側スイッチのデューティ比が2/3＝0.66以下の場合、各相の搬送波の谷の部分で、サンプリングすると、インダクタ電流（推定出力電流）の推定演算が容易となる。この条件に該当する例として、電圧指令信号 Vrefが搬送波のピークの2/3以下の場合が挙げられる。

高圧側電流ihは、各相インダクタ電流i1、i2、i3の合計になる。図５中の搬送波Vcarr1の谷のタイミング（ih1bと表示した縦線）では、スイッチS1uのみがオンで、スイッチS2u、S3uはオフとなっている。それ故に、搬送波Vcarr1の谷の部分のタイミングih1bでサンプリングすると、インダクタ電流i1のみを検出できる。同様に、搬送波Vcarr2、Vcarr3の谷の部分のタイミングih2b、ih3bでサンプリングすると、インダクタ電流i2、i3を検出できる。

このように、電圧指令信号 Vrefが搬送波のピークの2/3以下の場合、高圧側の電流波形と各相のインダクタ電流波形が重なる部分がある。電流波形が重なるのは、各相の搬送波が谷の部分であり、ここでは、その相のインダクタ電流と高圧側の電流値が一致している。このタイミングでは、上側のスイッチのうち該当する相のスイッチのみ導通していることが確認できる。したがって、搬送波が谷の部分で、高圧側の電流値をサンプリングし、その相のインダクタ電流の値が検出できる。Vcarr1、Vcarr2、Vcarr3の谷の部分でサンプリングした高圧側電流センサで得られた値を、それぞれ ih1b、ih2b、 ih3bとすると、各相のインダクタ電流の値 i1、i2、i3は次式で得られる。
i1 = ih1b (1)
i2 = ih2b (2)
i3 = ih3b (3)

n相の場合には、高圧側の電流波形と各相のインダクタ電流波形に重なる部分がある場合、高圧側電流センサで得られた値を、ihkbとすると、相 kのインダクタ電流ikを次式で得ることができる。
ik = ihkb (4)

図６は、高圧側の電流波形と各相のインダクタ電流波形に重なる部分が無い場合のインダクタ電流の推定原理を説明する図である。図中に、各相上側スイッチのオンオフ信号、インダクタ電流、及び高圧側の電流を示している。図６を参照して、各相の搬送波の谷の部分で、すべての相の上側のスイッチが導通する場合における、各相のインダクタ電流の値を求める方法について説明する。この条件に該当する例として、三相回路の場合に電圧指令信号 Vrefが、搬送波のピークの 2/3以上となる場合が挙げられる。図に示した各相のインダクタ電流及び高圧側の電流波形よりわかるように、電流値が重なる部分が無いので（各相インダクタ電流が高圧側の電流に一致するタイミングが無い）、図５を参照して上述した推定方法が使用できない。この場合、以下の推定方法が使用できる。

（推定法１）
搬送波の谷では、すべての上側のスイッチが導通状態になる。このとき高圧側の電流を検出すると各相のインダクタンス電流の和 i1 + i2 + i3が得られる。一方、搬送波の山の部分でサンプリングすると、搬送波の山部分に対応する相以外の相の上側のスイッチが導通状態になる。たとえば、相 1の搬送波の山の部分（ih1tと表示した縦線）では、相 1のスイッチS1uを除いた上側のスイッチS2u、S3uが導通状態になり、このとき高圧側の電流を検出すると相 1のインダクタンス電流i1を除いたインダクタンス電流の和（i2＋i3）が得られる。

それ故に、Vcarr1、Vcarr2、Vcarr3の、谷の部分でサンプリングした高圧側電流センサで得られた値を、それぞれ ih1b、ih2b、 ih3b、山の部分でサンプリングした高圧側電流センサで得られた値を、それぞれ ih1t、ih2t、ih3t、とすると、各相のインダクタ電流の値 i1、i2、i3は次式で得られる。
i1 = ih1b −ih1t (5)
i2 = ih2b −ih2t (6)
i3 = ih3b −ih3t (7)

なお、高圧側の電流を必ずしもすべての相の搬送波の谷でサンプリングする必要はなく、いずれか一相の搬送波の谷でサンプリングし使用しても良い（いずれの相でサンプリングしてもi1 + i2 + i3となる）。この値を ihbとすると、各相のインダクタ電流の値 i1、i2、i3は次式で得られる。
i1 = ihb −ih1t (8)
i2 = ihb −ih2t (9)
i3 = ihb −ih3t (10)

n相の場合には、相 kのインダクタ電流を次式で得ることができる。
ik = ihkb −ihkt (11)
または、
ik = ihb −ihkt (12)

（推定法２）
上述の通り搬送波の山の部分でサンプリングすると、搬送波の山部分に対応する相以外の相の上側のスイッチが導通状態になる。山の部分でサンプリングした高圧側電流センサで得られた値を、それぞれ ih1t、 ih2t、ih3t、とすると、各相のインダクタ電流の値 i1、i2、i3は次式によっても求めることができる。
i1 = （ih2t + ih3t −ih1t）／2 (13)
i2 = （ih1t + ih3t −ih2t）／2 (14)
i3 = （ih1t + ih2t −ih3t）／2 (15)

n相の場合には、相 kのインダクタ電流を次式で得ることができる。

n相の場合、具体的には、n>2の場合の180°位相差の搬送波が生じる場合については、指令信号が2/n以下で、搬送波の谷でサンプルする方式のみ利用可能である。具体的には4相、6相などが相当する。また、5相や7相は上記の条件に抵触しないが、指令信号が2/n以下では谷のみの方式が利用できることと、(n-1)/n以上の場合には山と谷での方式が利用できる。

（推定法３）
また、本発明は、インダクタ電流のさらに別の推定方法として、上述した三角波比較と等価的に、各スイッチのオンオフ信号のオンの中心とオフの中心でサンプルすることも可能である。このために、一定間隔（例えば、スイッチング周波数の2×相数倍の周波数でサンプル信号を生成し、このタイミングでスイッチのオンオフ信号をサンプラでサンプルする）でサンプリングしたスイッチSu1, Su2, Su3などの信号と高圧側電流ihを検出し、インダクタ電流を演算により求めることもできる。Su1, Su2, Su3などのスイッチがオンのときを1、オフのときを0とすると、(Su3, Su2, Su1)は、(000)〜(111)で表すことができる。これを二進数で考え、10進数に直すと0〜7に相当する。例えばSu1に接続されたインダクタ電流は、111(7)と110(6)のスイッチの組み合わせ(7-6=1)、001(1)と000(0)の組み合わせ(1-0=1)、011(3)と010(2)の組み合わせ(3-2=1)などに検出したihの差分で計算することが可能である。

例えば三相の場合、(001)なら上のスイッチで相1のみ導通しており、(010)なら相2のみ、(100)なら相3のみが導通していることになる。この数値になるように、例えば、上述の通り(111)-(110)=(001)で相１の電流が計算できる。これは上述した推定法１或いは推定法２と同じになるが、(101)と(100)のパターンにおける電流がサンプルされた場合にも、相1の電流は(101)-(100)=(001)で計算できることになる。これは2つのタイミングの値を使用するのみでは無く、複数のタイミングを四則演算し、答えとして(100)=4、(010)=2、(001)=1の値が得られるように、ihの値を求めてやれば各相のインダクタ電流が計算できることになる。相２のスイッチであれば、10進数で考えたときに、２となるようなスイッチの組み合わせで計算し、相3の場合には４となるように計算する。ただし、ある搬送波に着目し360°分サンプル(すなわち各スイッチのスイッチング周期がT[s]であるとするとT[s])後に計算することになる。

図７は、本発明の多相の電力変換回路の第３の例として構成した複数の電源を有する双方向直流−直流変換回路を例示する図である。図２に示した第２の例が一つの低圧側電源を有するのに対して、図７に示した第３の例は、低圧側電源が２つ或いはそれ以上の複数の電源Vs1、Vs2によって構成される点で相違している。図２に示した第２の例と同様に、共通バス接続されている高圧側で検出された出力電流ih及び出力電圧vhは、コントローラに導かれる。

図８は、複数の電源を有する双方向直流−直流変換回路用のコントローラを例示する回路図である。このコントローラは、上述した図３の例示と同様に、上側スイッチS1u、S2u、S3u及び下側スイッチS1v、S2v、S3vを駆動する駆動信号を生成して、対応するスイッチのゲートに出力する。但し、図２に示した第２の例においては、出力電圧制御及び各相の電流の均等化制御が行われるのに対して、図７に示した第３の例は、全ての電流が必ずしも等しい必要は無い。出力電圧を制御する場合に、各電源からどれだけずつ電力を供給するか比率を考慮して、電圧制御器AVRから相毎に必ずしも等しくはない各インダクタの電流指令値が出力される。その情報に基づき、電流制御器ACRで電流が制御される。図８に示すコントローラのそれ以外の回路についての動作の説明は、図３の例示と同様であるので省略する。

相 1のインダクタの等価直列抵抗が他の相の 1/5倍である三相インターリーブ双方向直流−直流変換回路（図２参照）が昇圧動作しているときに本発明の推定法を適用した場合のシミュレーション結果を図９、図１０、及び図１１に示す。図９は、インダクタ電流の推定例 (上側スイッチのデューティ比が 0.5の場合)を示すグラフである。図１０は、インダクタ電流の推定例 (上側スイッチのデューティ比が 0.7の場合、推定法 1) を示すグラフである。図１１は、インダクタ電流の推定例 (上側スイッチのデューティ比が 0.7の場合、推定法 2) を示すグラフである。それぞれ、適切にインダクタ電流が推定できていることが分かる。なお、図中に示すi1est、i2est、i3estは、それぞれ各相インダクタの推定電流値を表している。

L1、 L2、 L3、 Ln:各相のインダクタ
S1u、S2u、S3u、Snu:各相の上側のスイッチ
S1d、S2d、S3d、Snd:各相の下側のスイッチ
i1、 i2、 i3、 in:各相のインダクタに流れる電流の検出値
ih:高圧側に流れる電流の検出値
Vcarr1、 Vcarr2、 Vcarr3: PWM制御における各相の搬送波信号
ih1b、 ih2b、 ih3b:各相の搬送波の谷における、ihの値
ih1t、 ih2t、 ih3t:各相の搬送波の山における、ihの値

Claims (5)

1. 各相のコンバータの出力端を互いに接続することによって構成して、１つ又は複数の電源を持つ低圧側と、共通バスの高圧側の間で昇圧又は降圧の単方向動作を行い、或いは双方向動作を行う多相の電力変換回路において、
   前記各相コンバータは、一端を低圧側電源に接続した相毎のインダクタと、相毎の上側スイッチ及び該上側スイッチに直列接続した下側スイッチを備え、かつ、前記上側スイッチと下側スイッチの中点に前記インダクタの他端を接続して前記各相コンバータの入力端にすると共に、直列接続した上側スイッチ及び下側スイッチの両端をそれぞれ共通接続して前記各相コンバータの出力端とし、
   前記高圧側で測定した出力電流ih及び出力電圧vhを入力して、前記上側スイッチ及び下側スイッチのそれぞれのゲートに駆動信号を出力するコントローラを備え、
   前記コントローラは、サンプリング信号及び該サンプリング信号に同期した搬送波を出力する生成器と、発生したサンプリング信号により前記出力電流ihをサンプリングしかつ演算することにより前記インダクタに流れる各相出力電流を推定するインダクタ電流推定器と、前記出力電圧vh、前記各相推定出力電流、及び前記搬送波を入力して、前記上側スイッチ及び下側スイッチのそれぞれのオンオフする位相をスイッチ毎に調整するPWM回路とを備える、
   ことから成る多相の電力変換回路。
2. 高圧側の電流波形と各相のインダクタ電流波形に重なる部分がある場合、前記インダクタ電流推定器は、各相の搬送波の谷の部分で、前記高圧側で測定した出力電流ihをサンプリングすることにより得られた値が、各相のインダクタに流れる各相出力電流であると推定する請求項１に記載の多相の電力変換回路。
3. 高圧側の電流波形と各相のインダクタ電流波形に重なる部分が無い場合、前記インダクタ電流推定器は、各相の搬送波の谷の部分で、前記高圧側で測定した出力電流ihをサンプリングすることにより得られた値をihkbとし、かつ、各相の搬送波の山の部分で、前記高圧側で測定した出力電流ihをサンプリングすることにより得られた値をihktとすると、n相の場合、相 kのインダクタに流れる出力電流ikを、
   ik = ihkb −ihkt
   または、 いずれか１相の搬送波の谷の部分で、前記高圧側で測定した出力電流ihをサンプリングすることにより得られた値をihbとして、
   ik = ihb −ihkt
   であると推定する請求項１に記載の多相の電力変換回路。
4. 高圧側の電流波形と各相のインダクタ電流波形に重なる部分が無い場合、前記インダクタ電流推定器は、各相の搬送波の山の部分で、前記高圧側で測定した出力電流ihをサンプリングすることにより得られた値をihktとすると、n相の場合、相 kのインダクタに流れる出力電流ikを、
   

   

   
   であると推定する請求項１に記載の多相の電力変換回路。
5. 前記インダクタ電流推定器は、各スイッチのオンオフ信号のオンの中心とオフの中心でサンプリングしたスイッチ信号と高圧側電流ihを検出し、かつ、演算することにより各相のインダクタに流れる各相出力電流を推定する請求項１に記載の多相の電力変換回路。
   

Images