JP2023104753A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型低コスト精緻な同期整流を実現できる高効率の電力変換装置を提供する。【解決手段】入力端子対と、出力端子対と、第１コンデンサと、第１スイッチング部と、第２スイッチング部と、リアクトルと、トランスと、第２コンデンサと、制御部と、を備える電力変換装置において、制御部は、リアクトル電流の連続・不連続を判定する連続判定部と、連続・不連続に応じて、第１スイッチング部からリアクトル及びトランスを介して、第２スイッチング部に供給される交流電流を、第１スイッチング部の制御と同期した第２スイッチング部の制御により整流するための、該第２スイッチング部のスイッチングを制御する第２スイッチング制御信号の同期整流用制御タイミングを算出する同期整流用タイミング演算部と、同期整流用制御タイミングに基づいて、第１スイッチング制御信号及び第２スイッチング制御信号を生成して出力する制御信号出力部と、を有する。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、電力変換装置である双方向のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、特許文献１から４に記載されているように、スイッチング素子とボディダイオードの通流を活用して回路動作を実現していた。しかし、トランスの小型化を目的とした高周波での駆動にスイッチング素子にＧａＮを用いると、ボディダイオードの特性により導通損失が大きくなる。高効率化を図るために、外付けのショットキーバリアダイオードをスイッチング素子に並列に設けることもできるが、コストが増加するとともに、回路面積も大きくなるという問題があった。

このように、外付けのショットキーバリアダイオードを設けることなく、高効率化を図るために、同期整流を行うことが考えられる。しかし、同期整流の実現のために、瞬時電流計測を高速かつ高精度で行う必要があり、また、連続モードと不連続モードの判定に高性能なＣＰＵが必要となり、同様にコストが増加するという課題があった。

特開２０１７－２０４９９８号公報 特開２０１７－２０４９９９号公報 特開２０１７－２０５０００号公報 特開２０１７－２０５００１号公報

本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、小型、低コストで、精緻な同期整流を実現できる高効率の電力変換装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するための本発明は、
入力端子対と、
出力端子対と、
前記入力端子対に並列に接続された第１コンデンサと、
第１スイッチング部と、
第２スイッチング部と、
リアクトルと、
トランスと、
前記出力端子対に並列に接続された第２コンデンサと、
前記第１スイッチング部及び前記第２スイッチング部のスイッチングを制御する制御部と、
を備え、前記入力端子対に入力された直流電力を、交流電力を介して直流電力に変換し前記出力端子対から出力する電力変換装置において、
前記制御部は、
前記リアクトルに流れるリアクトル電流が連続であるか不連続であるかを判定する連続判定部と、
前記リアクトル電流が連続であるか不連続であるかに応じて、前記第１スイッチング部
から前記リアクトル及び前記トランスを介して、前記第２スイッチング部に供給される交流電流を、前記第１スイッチング部の制御と同期した前記第２スイッチング部の制御により整流するための、該第２スイッチング部のスイッチングを制御する第２スイッチング制御信号の同期整流用制御タイミングを算出する同期整流用タイミング演算部と、
前記同期整流用制御タイミングに基づいて、前記第１スイッチング部のスイッチングを制御する第１スイッチング制御信号及び前記第２スイッチング制御信号を生成して出力する制御信号出力部と、
を有することを特徴とする。

本発明によれば、リアクトル電流の連続判定を行い、連続・不連続に応じて第２スイッチング制御信号の同期整流用制御タイミングを算出する。同期整流用制御タイミングは、時間で表現されてもよいし、デューティ値で表現されてもよく、同期整流用制御タイミングに相当する指標であれば表現形式は限定されない。この同期整流用制御タイミングは、リアクトル電流が連続である場合には回生期間に対応し、不連続である場合には不連続期間に対応する。このような第２スイッチング制御信号の同期整流用タイミングを算出することにより、精緻な同期整流を実現することができる。また、外付けのショットキーバリアダイオードを用いる必要がなく、汎用レベルＣＰＵ等により電力変換装置を構成することでき、小型、低コスト、高効率の電力変換装置を提供することができる。

双方向の電力変換装置であれば、入出力の方向により、本発明における入力端子対及び出力端子対と、第１スイッチング部と第２スイッチング部は相互に入れ替わる。
また、本発明の電力変換装置は、例えば、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが含まれるが、これらに限定されない。

本発明において、
前記制御部は、
前記同期整流用制御タイミングに基づいて生成されるべき前記第２スイッチング制御信号のオン期間と所定の閾値との関係を判定する最小オンデューティ判定部を有し、
前記同期整流用制御タイミングに基づいて生成されるべき前記第２スイッチング制御信号のオン期間が所定の閾値より小さいと判定された場合に、前記制御信号出力部は、前記前記同期整流用制御タイミングに基づく前記第２スイッチング制御信号を生成しないようにしてもよい。

これによれば、算出された同期整流用制御タイミングが長くなると、同期整流用タイミングに基づいて生成されるべき第２スイッチング制御信号のオン期間が短くなり、同期整流ための第１スイッチング制御信号のパルスが非常に小さくなってしまう。このようにパルスが非常に短くなると、制御対象である第２スイッチング部を構成するスイッチング素子のゲートに電荷がたまらず、半ＯＮ状態となり、異常な抵抗値をもつ可能性もあり、スイッチング素子に対して好ましくない。このため、同期整流用制御タイミングに基づいて生成されるべき第２スイッチング制御信号のオン期間が所定の閾値より小さいと判定された場合に、制御信号出力部は、同期整流用タイミングに基づく第２スイッチング制御信号を生成しないようにすることによって、スイッチング素子の発熱等を抑制し、電力変換装置の異常な動作を防止することができる。

また、本発明において、
前記入力端子対に入力される入力電圧を計測する入力電圧計測部と、
前記出力端子対から出力される出力電圧を計測する出力電圧計測部と、
を備え、
前記第１スイッチング部は、
第１接続点を介して直列接続された第１スイッチング素子及び第３スイッチング素子を
有し、前記入力端子対に接続された第１スイッチングレグと、
第２接続点を介して直列接続された第２スイッチング素子及び第４スイッチング素子を有し、前記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグと、
を有し、
前記第２スイッチング部は、
第３接続点を介して直列接続された第５スイッチング素子及び第７スイッチング素子を有し、前記出力端子対に接続された第３スイッチングレグと、
第４接続点を介して直列接続された第６スイッチング素子及び第８スイッチング素子を有し、前記第３スイッチングレグに並列接続された第４スイッチングレグと、
を有し、
前記第１接続点と前記第２接続点との間に、前記リアクトル及び前記トランスの一方の巻線とが直列に接続され、
前記第３接続点と前記第４接続点との間に、前記トランスの他方の巻線が直列に接続され、
前記同期整流用制御タイミングを算出する算出式は、少なくとも、前記第１スイッチングレグを制御する第１スイッチングレグ制御信号と前記第２スイッチングレグを制御する第２スイッチングレグ制御信号との位相差である位相シフト量と、前記第１スイッチングレグ制御信号の周期と、前記入力電圧と、前記出力電圧と、デッドタイムとを変数として含む関数として定義されるようにしてもよい。

このように、同期整流用制御タイミングを算出する算出式を、少なくとも、位相シフト量と、制御信号の周期と、入力電圧と、出力電圧と、デッドタイムとを変数として含む関数として定義すれば、汎用レベルＣＰＵ等により同期整流用制御信号タイミングを算出することができるので、精緻な同期制御が可能な小型、低コスト、高効率の電力変換装置を提供することができる。ここで、デッドタイムは、同一のスイッチングレグに直列に接続されたスイッチング素子が同時にオンされないように、それらのスイッチング素子のオン期間の間に設定される両者がオフされる時間である。

また、本発明において、
前記リアクトル電流が連続であるか不連続であるかを判定する判定式は、少なくとも、前記位相シフト量と、前記入力電圧と、前記出力電圧と、前記周期と、前記デッドタイムと変数として含む関数によって定義されるようにしてもよい。

このように、リアクトル電流が連続であるか不連続であるかを判定する判定式を、少なくとも、位相シフト量と、入力電圧と、出力電圧と、制御信号の周期と、デッドタイムとを変数として含む関数として定義すれば、汎用レベルＣＰＵ等によりリアクトル電流の連続・不連続を判定することができるので、精緻な同期制御が可能な小型、低コスト、高効率の電力変換装置を提供することができる。

本発明によれば、小型、低コストで、精緻な同期整流を実現できる高効率の電力変換装置を提供することが可能となる。

本発明の実施例１に係るおける電力変換装置の概略構成図である。 本発明の実施例１に係る電力変換装置の制御ユニットのブロック図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの降圧モードの制御信号のタイミングチャートである。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの降圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの降圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの降圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの降圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの降圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの降圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの他の降圧モードの制御信号のタイミングチャートである。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧モードの制御信号のタイミングチャートである。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧モードでの電流経路を示す図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの他の昇圧モードの制御信号のタイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の制御ユニットのブロック図である。

〔適用例〕
以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。
本発明は、図１に示す、絶縁型双方方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を含む電力変換装置１に適用される。
電力変換装置１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と制御ユニット２０と２対の入出力端子対１３（１３ｐ、１３ｍ）及び入出力端子対１４（１４ｐ、１４ｍ）とを備える。入出力端子１３ｍ、１３ｐ間、及び、入出力端子１４ｍ、１４ｐ間には、それぞれ入力された電圧を平滑化するためのコンデンサＣ１及びＣ２が接続されている。ここで、コンデンサＣ１が、本発明の第１コンデンサに対応する。また、コンデンサＣ２が、本発明の第２コンデンサに対応する。ただし、入出力の方向により、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２と、本発明の第１コンデンサ及び第２コンデンサとの対応関係は相互に入れ替わる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、トランスＴＲ、２つのリアクトルＬｒ１及びＬｒ２及び２つのフルブリッジ回路１１及び１２を主要構成要素とした絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。リアクトルＬｒ１とリアクトルＬｒ２は第１フルブリッジ回路１１と第２フルブリッジ回路１２による制御で交流電力を生成し、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２は前記交流電力を直流電力へと平滑する。トランスＴＲとしては、絶縁トランスを用いることができるが、非絶縁トランスでもよい。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の第２フルブリッジ回路１２は、直列接続された第５スイッチング素子ＳＷ５及び第７スイッチング素子ＳＷ７を有する第３レグＬ３と、直列接続された第６スイッチング素子ＳＷ６及び第８スイッチング素子ＳＷ８を有する第４レグＬ４と、を備える。図示してあるように、各レグの第ｎスイッチング素子ＳＷｎ（ｎ＝５～８）の端子間には、第ｎダイオードＤｎ（ｎ＝５～８）が並列に接続されている。また、第３レグＬ３、第４レグＬ４は、いずれも、第２入出力端子対１４と接続されている。そして、第３レグＬ３の、第５スイッチング素子ＳＷ５及び第７スイッチング素子ＳＷ７間の接続点ｐ３は、第２リアクトルＬｒ２を介してトランスＴＲの第２巻線Ｗｎ２の一端に接続され、第４レグＬ４の、第６スイッチング素子ＳＷ６及び第８スイッチング素子ＳＷ８間の接続点ｐ４は、トランスＴＲの第２巻線Ｗｎ２の他端に接続されている。

図２は、本実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０の制御ユニット２０の機能ブロック図である。制御ユニット２０は、位相シフト量生成部２１と、電圧計測部２２と、連続判定部２３と、同期整流用デューティ値演算部２４と、制御信号出力部２５とを含む。

図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、降圧コンバータとして動作させる場合に用いられる信号のタイミングチャートを示す。

制御ユニット２０による制御信号Ｇ１～Ｇ８の生成について以下に説明する。位相シフト量生成部２１が位相シフト量φを生成する。位相シフト量φは、図３に示す制御信号Ｇ１とＧ２との位相差である。次に、電圧計測部２２によって計測された入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔ、周期Ｔ、位相シフト量生成部２１において生成した位相シフト量φ、デッドタイムｄを変数とする所定の関数として与えられる（定義される）判定式ｆ_０（Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｔ，φ，ｄ）に基づいて、連続判定部２３が、リアクトルＬ１を流れる電流値ＩＬ１が連続な連続モードであるか不連続な不連続モードであるかを判定する。

次に、同期整流用デューティ値演算部２４が、同期整流用のデューティ値を算出する。ここでは、同期整流のための制御信号Ｇ５及びＧ８の立ち上がりタイミングｔ１に対応するデューティ値Ｄ１及び制御信号Ｇ６及びＧ７の立ち上がりタイミングｔ２に対応するデューティ値Ｄ２を算出する。例えば、デューティ値Ｄ１は、上述した周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及び制御信号Ｇ１とＧ４の同時ＯＮ期間Ｔｏｎを変数とする所定の関数ｆ_１（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）により算出され、デューティ値Ｄ２は同様に、周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及びＴｏｎを変数とする所定の関数ｆ_２（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）によって算出される。タイミングｔ１及びｔ２は、後述するようにそれぞれモード＃１１及び＃１４の期間に対応する。このモード＃１１及び＃１４の期間は回生期間であり、同期整流が行われない期間である。ここでは、所定の関数ｆ_１及びｆ_２を用いてタイミングｔ１及びｔ２を算出しているが、所定の関数ｆ_１及びｆ_２として同一の関数を用いてもよく、この場合には、算出されるタイミングｔ１及びｔ２も同一となる。

そして、制御信号出力部２５から、上述した位相シフト量φ、同期整流用デューティ値Ｄ１及びＤ２を用いて、制御信号Ｇ１～Ｇ８が生成、出力され、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ８の制御に用いられる。制御信号Ｇ１～Ｇ８により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を駆動した場合のリアクトル電流ＩＬ１を図３の最下段に示す。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、以下の＃１１～＃１６の状態を順に遷移する。＃１２、＃１３、＃１５、＃１６では、同期整流を実現できている。

このようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０を含む電力変換装置１において、連続判定を行い、連続モードである場合には回生期間にあたる同期整流用デューティ値Ｄ１及びＤ２を算出することにより、精緻な同期整流を実現することができる。また、外付けのショットキ
ーバリアダイオードを用いる必要がなく、汎用レベルＣＰＵ等によりＤＣ／ＤＣコンバータ１０を構成することでき、小型、低コスト、高効率の双方向絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

〔実施例１〕
以下では、本発明の実施例に係る電力変換装置１について、図面を用いて、より詳細に説明する。

＜電力変換装置の構成＞
図１に、本発明の実施形態に係る電力変換装置１の概略構成を示す。
本実施形態に係る電力変換装置１は、双方向の電力変換が可能な装置である。図示してあるように、電力変換装置１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と制御ユニット２０と２対の入出力端子対１３（１３ｐ、１３ｍ）及び入出力端子対１４（１４ｐ、１４ｍ）とを備える。なお、入出力端子対１３及び１４においても、入出力端子１３ｐ、１４ｐが、高電位側の入出力端子であり、入出力端子１３ｍ、１４ｍが、低電位側の入出力端子である。また、入出力端子１３ｍ、１３ｐ間には入出力電圧を平滑化するためのコンデンサＣ１が接続されている。同様に、入出力端子１４ｍ、１４ｐ間にも入出力電圧を平滑化するためのコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ１及びＣ２としては、電解コンデンサを用いることができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、トランスＴＲ、２つのリアクトルＬｒ１及びＬｒ２及び２つのフルブリッジ回路１１及び１２を主要構成要素とした絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。以下、図１における左側のフルブリッジ回路１１、右側のフルブリッジ回路１２のことを、それぞれ、第１フルブリッジ回路１１、第２フルブリッジ回路１２と表記する。同様に、図１における左側及び右側のリアクトルＬｒ１及びＬｒ２のことを、それぞれ、第１リアクトルＬｒ１、第２リアクトルＬｒ２と表記し、トランスＴＲの図１における左側の巻線Ｗｎ１、右側の巻線Ｗｎ２のことを、それぞれ、第１巻線Ｗｎ１、第２巻線Ｗｎ２と表記する。また、図１における左側及び右側の各入出力端子対１３（１３ｐ、１３ｍ）及び入出力端子対１４（１４ｐ、１４ｍ）のことを、それぞれ、第１入出力端子対１３、第２入出力端子対１４と表記する。第１リアクトルＬｒ１及び第２リアクトルＬｒ２は、トランスＴＲの第１巻線Ｗｎ１及び第２巻線Ｗｎ２の漏れインダクタンスを利用してもよい。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のトランスＴＲは、巻数比が１：１のものでなくても良い。ただし、以下では、トランスＴＲの巻数比が１：１であるものとして、電力変換装置１の構成及び動作を説明する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の第１フルブリッジ回路１１は、直列接続された第１スイッチング素子ＳＷ１及び第３スイッチング素子ＳＷ３を有する第１レグＬ１と、直列接続された第２スイッチング素子ＳＷ２及び第４スイッチング素子ＳＷ４を有する第２レグＬ２と、を備える。図示してあるように、各レグの第ｎスイッチング素子ＳＷｎ（ｎ＝１～４）の端子間には、第ｎダイオードＤｎ（ｎ＝１～４）が並列に接続されている。また、各レグは、第１入出力端子対１３と接続されており、第１レグＬ１の、第１スイッチング素子ＳＷ１及び第３スイッチング素子ＳＷ３間の接続点ｐ１は、第１リアクトルＬｒ１を介してトランスＴＲの第１巻線Ｗｎ１の一端に接続されている。そして、第２レグＬ２の、第２スイッチング素子ＳＷ２及び第４スイッチング素子ＳＷ４間の接続点ｐ２は、トランスＴＲの第１巻線Ｗｎ１の他端に接続されている。ここでは、第１フルブリッジ回路１１が、本発明の第１スイッチング部に対応する。また、第１スイッチング素子ＳＷ１、第２スイッチング素子ＳＷ２、第３スイッチング素子ＳＷ３及び第４スイッチング素子ＳＷ４が、本発明の第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ対応する。また、第１レグＬ１及び第２レグＬ２が、本発明の第１スイッチングレグ及び第２スイッチングレグに対応する。また、接続点ｐ１及
び接続点ｐ２が、本発明の第１接続点及び第２接続点に対応する。さらに、第１リアクトルＬｒ１（及び第２リアクトルＬｒ２）が本発明のリアクトルに対応する。また、トランスＴＲが本発明のトランスに対応し、第１巻線Ｗｎ１が本発明の一方の巻線に対応する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の第２フルブリッジ回路１２は、直列接続された第５スイッチング素子ＳＷ５及び第７スイッチング素子ＳＷ７を有する第３レグＬ３と、直列接続された第６スイッチング素子ＳＷ６及び第８スイッチング素子ＳＷ８を有する第４レグＬ４と、を備える。図示してあるように、各レグの第ｎスイッチング素子ＳＷｎ（ｎ＝５～８）の端子間には、第ｎダイオードＤｎ（ｎ＝５～８）が並列に接続されている。また、第３レグＬ３、第４レグＬ４は、いずれも、第２入出力端子対１４と接続されている。そして、第３レグＬ３の、第５スイッチング素子ＳＷ５及び第７スイッチング素子ＳＷ７間の接続点ｐ３は、第２リアクトルＬｒ２を介してトランスＴＲの第２巻線Ｗｎ２の一端に接続され、第４レグＬ４の、第６スイッチング素子ＳＷ６及び第８スイッチング素子ＳＷ８間の接続点ｐ４は、トランスＴＲの第２巻線Ｗｎ２の他端に接続されている。ここでは、第２フルブリッジ回路１２が、本発明の第２スイッチング部に対応する。また、第５スイッチング素子ＳＷ５、第６スイッチング素子ＳＷ６、第７スイッチング素子ＳＷ７及び第８スイッチング素子ＳＷ８が、本発明の第５スイッチング素子、第６スイッチング素子、第７スイッチング素子及び第８スイッチング素子にそれぞれ対応する。また、接続点ｐ３及び接続点ｐ４が、本発明の第３接続点及び第４接続点にそれぞれ対応する。また、第３レグＬ３及び第４レグＬ４が、本発明の第３スイッチングレグ及び第４スイッチングレグに対応する。また、第２巻線Ｗｎ２が本発明のトランスの他方の巻線に対応する。

スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ８の半導体材料としては、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）、シリコン（Ｓｉ）、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）等を用いることができるが、これらに限定されない。半導体スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を用いることができる。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ８として用いられるこれらの半導体スイッチング素子に対して、各ダイオードＤ１～Ｄ８は逆並列に接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０には、第１リアクトルＬｒ１及び第２リアクトルＬｒ２を流れる電流の大きさをそれぞれ測定するための電流センサ１５ｐ、１５ｓが取り付けられている。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０には、入出力電圧や入出力電流の大きさを測定するための各種センサ（図示略）も取り付けられている。

制御ユニット２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０内の各スイッチング素子への制御信号のレベルを変更することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０（ＤＣ／ＤＣコンバータ１０内の各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ）を制御するユニットである。以下、第ｎスイッチング素子ＳＷｎ（ｎ＝１～８）用の制御信号のことを、制御信号Ｇｎと表記する。制御ユニット２０は、本発明の制御部に対応する。制御信号Ｇ１～Ｇ４又はその少なくともいずれかが、本発明の第１スイッチング制御信号に対応する。また、制御信号Ｇ５～Ｇ８又はその少なくともいずれかが、本発明の第２スイッチング制御信号に対応する。また、制御信号Ｇ１及びＧ３が本発明の第１スイッチングレグ制御信号、制御信号Ｇ２及びＧ４が本発明の第２スイッチングレグ制御信号に対応する。

制御ユニット２０は、プロセッサ（本実施形態では、マイクロコントローラ）、ゲートドライバ等から構成されており、制御ユニット２０には、上記した各種センサ（電流センサ１５ｐ、１５ｓ等）の出力が入力されている。

そして、制御ユニット２０は、入力されているデータ（電流値、電圧値）に基づき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、以下の４種のコンバータの中のいずれかとして動作させるか
を決定し、決定したコンバータとして動作するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０を制御するように構成（プログラミング）されている。
・第１入出力端子対１３側が一次側の昇圧コンバータ
・第１入出力端子対１３側が一次側の降圧コンバータ
・第２入出力端子対１４側が一次側の昇圧コンバータ
・第２入出力端子対１４側が一次側の降圧コンバータ

また、制御ユニット２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に対する制御内容の変更（ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を第１入出力端子対１３側が一次側の昇圧コンバータとして動作させる制御から、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を第２入出力端子対１４側が一次側の降圧コンバータとして動作させる制御への変更等）を、即座に行うようにも構成（プログラミング）されている。

＜同期整流方法＞
以下、本実施例に係る電力変換装置１の構成及び動作を具体的に説明する。
図２は、本実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０の制御ユニット２０の機能ブロック図である。制御ユニット２０は、位相シフト量生成部２１と、電圧計測部２２と、連続判定部２３と、同期整流用デューティ値演算部２４と、制御信号出力部２５とを含む。電圧計測部２２は、コンデンサＣ１の両端、すなわち入出力端子１３ｐ、１３ｍ間の電圧と、コンデンサＣ２の両端、すなわち入出力端子１４ｐ、１４ｍ間の電圧を計測する。このとき、入出力端子対１３及び１４のうち入力側の電圧が入力電圧Ｖｉｎ、出力側の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のこれら各部の具体的な機能については、後述する。ここでは、連続判定部２３、同期整流用デューティ値演算部２４及び制御信号出力部２５が、本発明の連続判定部、同期整流用タイミング演算部、制御信号出力部に対応する。また、電圧計測部２２が本発明の入力電圧計測部及び出力電圧計測部に対応する。

＜降圧モード１＞
図３は、本実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、降圧コンバータとして動作させる場合に用いられる信号のタイミングチャートを示す。

まず、制御ユニット２０は、位相シフト量生成部２１が位相シフト量φを生成する。位相シフト量φは、図３に示す制御信号Ｇ１とＧ２との位相差である。次に、電圧計測部２２によって計測された入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔ、周期Ｔ、位相シフト量生成部２１において生成した位相シフト量φ、デッドタイムｄを変数とする所定の関数として与えられる（定義される）判定式ｆ_０（Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｔ，φ，ｄ）に基づいて、連続判定部２３が、リアクトルＬ１を流れる電流値ＩＬ１が連続な連続モードであるか不連続な不連続モードであるかを判定する。例えば、判定式ｆ_０（Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｔ，φ，ｄ）が正値をとる場合には連続モードであり、負値をとる場合には不連続モードであると判定する。ここでは、連続モードと判定された場合について説明する。リアクトル電流ＩＬ１は電流センサ１５ｐによって測定したリアクトルＬｒ１を流れる電流値であってもよいし、２次側のリアクトルＬｒ２を１次側のリアクトルに換算し、リアクトルＬｒ１とリアクトルＬｒ２とを合わせた等価なリアクトルを流れる電流値であってもよい。ここでは、判定式ｆ_０（Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｔ，φ，ｄ）が、本発明のリアクトル電流が連続であるか不連続であるかを判定する判定式に対応する。

次に、同期整流用デューティ値演算部２４が、同期整流用のデューティ値を算出する。ここでは、同期整流のための制御信号Ｇ５及びＧ８の立ち上がりタイミングｔ１に対応するデューティ値Ｄ１及び制御信号Ｇ６及びＧ７の立ち上がりタイミングｔ２に対応するデューティ値Ｄ２を算出する。例えば、デューティ値Ｄ１は、上述した周期Ｔ、入力電圧Ｖ
ｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及び制御信号Ｇ１とＧ４の同時ＯＮ期間Ｔｏｎを変数として定義される所定の関数ｆ_１（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）により算出され、デューティ値Ｄ２は同様に、周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及びＴｏｎを変数として定義される所定の関数ｆ_２（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）によって算出される。タイミングｔ１及びｔ２は、後述するようにそれぞれモード＃１１及び＃１４の期間に対応する。このモード＃１１及び＃１４の期間は回生期間であり、同期整流が行われない期間である。ここでは、所定の関数ｆ_１及びｆ_２を用いてタイミングｔ１及びｔ２を算出しているが、所定の関数ｆ_１及びｆ_２として同一の関数を用いてもよく、この場合には、算出されるタイミングｔ１及びｔ２も同一となる。ここでは、デューティ値Ｄ１及びＤ２が本発明の同期整流用制御タイミングに対応し、関数ｆ_１（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）及び関数ｆ_２（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）が本発明の同期整流用制御タイミングの算出式に対応する。

そして、制御信号出力部２５から、上述した位相シフト量φ、同期整流用デューティ値Ｄ１及びＤ２を用いて、制御信号Ｇ１～Ｇ８が生成、出力され、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ８の制御に用いられる。上述の位相シフト量生成部２１による位相シフト量の生成、連続判定部２３による連続判定及び同期整流用デューティ値演算部２４による同期整流用デューティ値の演算は、制御信号の周期ごとに行う。

制御信号Ｇ１～Ｇ８により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を駆動した場合のリアクトル電流ＩＬ１を図３の最下段に示す。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、以下の＃１１～＃１６の状態を順に遷移する。リアクトル電流ＩＬ１は電流センサ１５ｐによって測定したリアクトルＬｒ１を流れる電流値であってもよいし、２次側のリアクトルＬｒ２を１次側のリアクトルに換算し、リアクトルＬｒ１とリアクトルＬｒ２とを合わせた等価なリアクトルを流れる電流値であってもよい。
・＃１１の状態では、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４のみがＯＮになっており、他のスイッチン素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図４に示すようになる。
・＃１２の状態では、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ８がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦとなっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図５に示すようになる。
・＃１３の状態では、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ８がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図６に示すようになる。
・＃１４の状態では、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３のみがＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図７に示すようになる。
・＃１５の状態では、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ６、ＳＷ７がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図８に示すようになる。
・＃１６の状態では、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ６、ＳＷ７がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図９に示すようになる。

このように、＃１２、＃１３、＃１５、＃１６では、同期整流を実現できている。＃１１及び＃１４では同期整流を実現できていないが、これらの状態の期間は短いので、これらの期間の損失は大きくない。
このようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０を含む電力変換装置１において、連続判定を行い、連続モードである場合には回生期間にあたる同期整流用デューティ値Ｄ１及びＤ２を算出することにより、精緻な同期整流を実現することができる。また、外付けのショットキ
ーバリアダイオードを用いる必要がなく、汎用レベルＣＰＵ等によりＤＣ／ＤＣコンバータ１０を構成することでき、小型、低コスト、高効率の双方向絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

＜降圧モード２＞
図１０は、降圧モードで、入出力条件によりリアクトル電流ＩＬ１が不連続となる場合の例である。

降圧モード１について説明したように、制御ユニット２０の位相シフト量生成部２１が、位相シフト量φを生成する。そして、電圧計測部２２によって計測された入力電圧Ｖｉｎ等を変数とする判定式ｆ_０（Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｔ，φ，ｄ）に基づいて、連続判定部２３が、リアクトルＬ１を流れる電流値ＩＬ１が連続モードであるか不連続モードであるかを判定する。ここでは、不連続モードと判定された場合について説明する。

次に、同期整流用デューティ値演算部２４が同期整流用のデューティ値を算出する。ここでは、同期整流のための制御信号Ｇ５及びＧ８の立ち下がりタイミングｔ３に対応するデューティ値Ｄ３及び制御信号Ｇ６及びＧ７の立ち下がりタイミングｔ４に対応するデューティ値Ｄ４を算出する。例えば、デューティ値Ｄ３は、周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及びＴｏｎを変数として定義される所定の関数ｆ_３（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）により算出され、デューティ値Ｄ４は同様に、周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及びＴｏｎを変数として定義される所定の関数ｆ_４（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）によって算出される。タイミングｔ３及びｔ４は、後述するようにそれぞれモード＃２３及び＃２６の期間に対応する。このモード＃２３及び＃２６の期間は不連続期間であり、同期整流が行われない期間である。ここでは、所定の関数ｆ_３及びｆ_４を用いてタイミングｔ３及びｔ４を算出しているが、所定の関数ｆ_３及びｆ_４として同一の関数を用いてもよく、この場合には、算出されるタイミングｔ３及びｔ４も同一となる。ここでは、デューティ値Ｄ３及びＤ４が本発明の同期整流用制御タイミングに対応し、関数ｆ_３（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）及び関数ｆ_４（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）が本発明の同期整流用制御タイミングの算出式に対応する。

そして、制御信号出力部２５から、上述した位相シフト量φ、同期整流用デューティ値Ｄ３及びＤ４を用いて、制御信号Ｇ１～Ｇ８が生成、出力され、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ８の制御に用いられる。上述の位相シフト量生成部２１による位相シフト量の生成、連続判定部２３による連続判定及び同期整流用デューティ値演算部２４による同期整流用デューティ値の演算は、制御信号の周期ごとに行う。

このようにして、生成された制御信号Ｇ１～Ｇ８は、制御信号出力部２５から出力される。制御信号Ｇ１～Ｇ８により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を駆動した場合のリアクトル電流ＩＬ１を図１０の最下段に示す。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、＃２１～＃２６の状態を順に遷移する。各状態でのＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電流経路の説明は省略するが、＃２３と＃２６の不連続となる状態を除き、同期整流が実現できている。
このようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０を含む電力変換装置１において、連続判定を行い、連続モードである場合には不連続期間にあたる同期整流用デューティ値Ｄ３及びＤ４を算出することにより、精緻な同期整流を実現することができる。また、外付けのショットキーバリアダイオードを用いる必要がなく、汎用レベルＣＰＵ等によりＤＣ／ＤＣコンバータ１０を構成することでき、小型、低コスト、高効率の双方向絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

＜昇圧モード１＞
図１１は、本実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、昇圧コンバータとして動作させる場合に用いられる信号のタイミングチャートを示す。

降圧モードについて説明したように、制御ユニット２０の位相シフト量生成部２１が、位相シフト量φを生成する。ただし、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を昇圧モードで動作させる場合には、図１１に示すように制御信号Ｇ１とＧ２との位相差である位相シフト量は０である。そして、電圧計測部２２によって計測された入力電圧Ｖｉｎ等を変数とする判定式ｆ_０（Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｔ，φ，ｄ）に基づいて、連続判定部２３が、リアクトルＬ１を流れる電流値ＩＬ１が連続モードであるか不連続モードであるかを判定する。ここでは、連続モードと判定された場合について説明する。

次に、同期整流用デューティ値演算部２４が同期整流用のデューティ値を算出する。ここでは、同期整流のための制御信号Ｇ８の立ち上がりタイミングｔ５に対応するデューティ値Ｄ５及び制御信号Ｇ７の立ち上がりタイミングｔ６に対応するデューティ値Ｄ６を算出する。例えば、デューティ値Ｄ５は、周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及びＴｏｎを変数として定義される所定の関数ｆ_５（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）により算出され、デューティ値Ｄ６は同様に、周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及びＴｏｎを変数として定義される所定の関数ｆ_６（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）によって算出される。タイミングｔ５及びｔ６は、後述するようにそれぞれモード＃３１及び＃３４の期間に対応する。このモード＃３１及び＃３４の期間は回生期間であり、同期整流が行われない期間である。ここでは、所定の関数ｆ_５及びｆ_６を用いてタイミングｔ５及びｔ６を算出しているが、所定の関数ｆ_５及びｆ_６として同一の関数を用いてもよく、この場合には、算出されるタイミングｔ５及びｔ６も同一となる。ここでは、デューティ値Ｄ５及びＤ６が本発明の同期整流用制御タイミングに対応し、関数ｆ_５（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）及び関数ｆ_６（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）が本発明の同期整流用制御タイミングの算出式に対応する。

そして、制御信号出力部２５から、上述した位相シフト量、同期整流用デューティ値Ｄ５及びＤ６を用いて、制御信号Ｇ１～Ｇ８が生成、出力され、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ８の制御に用いられる。上述の位相シフト量生成部２１による位相シフト量の生成、連続判定部２３による連続判定及び同期整流用デューティ値演算部２４による同期整流用デューティ値の演算は、制御信号の周期ごとに行う。

このようにして、生成された制御信号Ｇ１～Ｇ８は、制御信号出力部２５から出力される。制御信号Ｇ１～Ｇ８により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を駆動した場合のリアクトル電流ＩＬ１を図１１の最下段に示す。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、以下の＃３１～＃３６の状態を順に遷移する。
・＃３１の状態では、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ７がＯＮになっており、他のスイッチン素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図１２に示すようになる。
・＃３２の状態では、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ７、ＳＷ８がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦとなっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図１３に示すようになる。
・＃３３の状態では、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ８がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図１４に示すようになる。
・＃３４の状態では、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ８がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図１５に示すようになる。
・＃３５の状態では、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ７、ＳＷ８がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図１６に示すようになる。
・＃３６の状態では、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ６、ＳＷ７がＯＮになっており、他のスイッチング素子はＯＦＦになっている。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０における電流の経路は、図１７に示すようになる。

このように、＃３２、＃３３、＃３５、＃３６では、同期整流を実現できている。＃３１及び＃３４では同期整流を実現できていないが、これらの状態の期間は短いので、これらの期間の損失は大きくない。
このようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０を含む電力変換装置１において、連続判定を行い、連続モードである場合には回生期間にあたる同期整流用デューティ値Ｄ５及びＤ６を算出することにより、精緻な同期整流を実現することができる。また、外付けのショットキーバリアダイオードを用いる必要がなく、汎用レベルＣＰＵ等によりＤＣ／ＤＣコンバータ１０を構成することでき、小型、低コスト、高効率の双方向絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

＜昇圧モード２＞
図１８は、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０を、昇圧コンバータとして動作させる場合に用いられる信号のタイミングチャートを示す。図１８は、昇圧モードで、入出力条件によりリアクトル電流ＩＬ１が不連続となる場合の例である。信号の表記については、昇圧モード１で説明したところに従う。

昇圧モード１について説明したように、制御ユニット２０の位相シフト量生成部２１が、位相シフト量０を生成する。そして、電圧計測部２２によって計測された入力電圧Ｖｉｎ等を変数とする判定式ｆ_０（Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｔ，φ，ｄ）に基づいて、連続判定部２３が、リアクトルＬ１を流れる電流値ＩＬ１が連続モードであるか不連続モードであるかを判定する。ここでは、不連続モードと判定された場合について説明する。

次に、同期整流用デューティ値演算部２４が同期整流用のデューティ値を算出する。ここでは、同期整流のための制御信号Ｇ５の立ち下がりタイミングｔ７に対応するデューティ値Ｄ７及び制御信号Ｇ６の立ち下がりタイミングｔ８に対応するデューティ値Ｄ８を算出する。例えば、デューティ値Ｄ７は、周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及びＴｏｎを変数として定義される所定の関数ｆ_７（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）により算出され、デューティ値Ｄ８は同様に、周期Ｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、デッドタイムｄ及びＴｏｎを変数として定義される所定の関数ｆ_８（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）によって算出される。タイミングｔ７及びｔ８は、後述するようにそれぞれモード＃４３及び＃４６の期間に対応する。このモード＃４３及び＃４６の期間は不連続期間であり、同期整流が行われない期間である。ここでは、所定の関数ｆ_７及びｆ_８を用いてタイミングｔ７及びｔ８を算出しているが、所定の関数ｆ_７及びｆ_８として同一の関数を用いてもよく、この場合には、算出されるタイミングｔ７及びｔ８も同一となる。ここでは、デューティ値Ｄ７及びＤ８２が本発明の同期整流用制御タイミングに対応し、関数ｆ_７（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）及び関数ｆ_８（Ｔ，Ｔｏｎ，Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，ｄ）が本発明の同期整流用制御タイミングの算出式に対応する。

そして、制御信号出力部２５から、上述した位相シフト量、同期整流用デューティ値Ｄ７及びＤ８を用いて、制御信号Ｇ１～Ｇ８が生成、出力され、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ８の制御に用いられる。上述の位相シフト量生成部２１による位相シフト量の生成、連続判定部２３による連続判定及び同期整流用デューティ値演算部２４による同期整流用
デューティ値の演算は、制御信号の周期ごとに行う。

このようにして、生成された制御信号Ｇ１～Ｇ８は、制御信号出力部２５から出力される。制御信号Ｇ１～Ｇ８により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を駆動した場合のリアクトル電流ＩＬ１を図１８の最下段に示す。このとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、＃４１～＃４６の状態を順に遷移する。各状態でのＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電流経路の説明は省略するが、＃４３と＃４６の不連続となる状態を除き、同期整流が実現できている。
このようにＤＣ／ＤＣコンバータ１０を含む電力変換装置１において、連続判定を行い、不連続モードである場合には不連続期間にあたる同期整流用デューティ値Ｄ７及びＤ８を算出することにより、精緻な同期整流を実現することができる。また、外付けのショットキーバリアダイオードを用いる必要がなく、汎用レベルＣＰＵ等によりＤＣ／ＤＣコンバータ１０を構成することでき、小型、低コスト、高効率の双方向絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

〔変形例〕
上述の実施例１では、連続判定部２３において、判定式ｆ_０（Ｖｉｎ，Ｖｏｕｔ，Ｔ，φ，ｄ）に基づいて、リアクトルＬ１を流れる電流値ＩＬ１が連続な連続モードであるか不連続な不連続モードであるかを判定しているが、リアクトルＬ１を流れる電流値ＩＬ１が連続な連続モードであるか不連続な不連続モードであるかの判定は、このような方法に限られない。

降圧モードにおいて、関数ｆ_１の値が正であれば関数ｆ_３の値は負となり、関数ｆ_３の値が正であれば関数ｆ_１の値は負となる性質がある。また、昇圧モードにおいては、関数ｆ_５の値が正であれば関数ｆ_７の値は負となり、関数ｆ_７の値が正であれば関数ｆ_５の値は負となる性質がある（ただし、入力電圧＜出力電圧の条件に限り、入力電圧≧出力電圧の条件では強制的に関数ｆ_７の値を０とする。）。
このような関数ｆ_１等の性質を利用し、降圧モードでは関数ｆ_１（ｆ_２）及び関数ｆ_３（ｆ_４）、昇圧モードでは関数ｆ_５（ｆ_６）及び関数ｆ_７（ｆ_８）を常に演算し、その結果を同期整流の立ち上がりタイミング（ｔ１（ｔ２）、ｔ５（ｔ６））と立ち下りタイミング（ｔ３（ｔ４）、ｔ７（ｔ８））に反映させるようにしてもよい。例えば、関数ｆ_１の値が正である場合には連続モードと判断するとともに、計算結果を立ち上がりタイミングｔ１（及びｔ２）に反映し、負値となる関数ｆ_３の値を０として立ち下がりタイミングｔ３（及びｔ４）に反映する。関数ｆ_３の値が正である場合には不連続モードと判断するとともに、計算結果を立ち下がりタイミングｔ３（及びｔ４）に反映し、負値となる関数ｆ_１の値を０として立ち上がりタイミングｔ１（及びｔ２）に反映する。

上述のように、降圧モードでは関数ｆ_１及び関数ｆ_３、昇圧モードでは関数ｆ_５及び関数ｆ_７を常に演算し、その結果を同期整流の立ち上がりタイミングと立ち下りタイミングに反映させることにより、特別の判定式ｆ_０を設けることなく、立ち上がりタイミング及び立下りタイミングを算出するための関数ｆ_１等を用いて、連続判定も行うことができる。この場合には、連続判定部２３と同期整流用デューティ値演算部２４における処理が一部重複することになる。

〔実施例２〕
以下、本発明の実施例２に係る電力変換装置１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０について説明する。実施例２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、制御ユニット３０の構成を除き、実施例１と同様であるため、同様の構成については、同様の符号を用いて詳細な説明を省略する。

図１９に制御ユニット３０のブロック図を示す。制御ユニット３０は、位相シフト量生
成部２１と、電圧計測部２２と、連続判定部２３と、同期整流用デューティ値演算部２４と、最小ＯＮデューティ判定部３１と、制御信号出力部２５を含む。最小ＯＮデューティ判定部３１を含む点が、実施例１に係る制御ユニット２０と異なるが、他の構成は共通である。

制御ユニット３０では、実施例１に係る制御ユニット２０と同様に、位相シフト量生成部２１による位相シフト量φの生成、連続判定部２３による連続判定及び同期整流用デューティ値演算部による同期整流用デューティ値の算出を行うが、制御ユニット３０では、最小ＯＮデューティ判定を行う点が制御ユニット２０とは異なる。

制御ユニット３０の最小ＯＮデューティ判定部３１では、最小ＯＮデューティ判定を行う。昇圧モード１におけるデューティ値Ｄ１を例に説明すると、最小ＯＮデューティ判定部３１では、最小オンデューティに関する閾値Ｄｍｉｎを設定しておき、所定の判定式ｆ_１１（ｄ０，ｄ，Ｄｍｉｎ）を用いて、
Ｄ１＞ｆ_１１（ｄ０，ｄ，Ｄｍｉｎ）・・・式（１）
を満たす場合には、フラグを出す。ここで、ｄ０は、例えば０．５のような所定のデューティ値であり、ｄはデッドタイムである。ここでは、最小ＯＮデューティ判定部３１が、本発明の最小オンデューティ判定部に対応する。式（１）を満たすか否かの判定は、本発明の同期整流用制御タイミングに基づいて生成されるべき第２スイッチング制御信号のオン期間と所定の閾値との関係の判定に対応し、式（１）が満たされる場合は、本発明の同期整流用制御タイミングに基づいて生成されるべき第２スイッチング制御信号のオン期間と所定の閾値より小さいと判定される場合に対応する。判定式はオン期間に基づいて表現してもよいし、オフ期間に基づいて表現されてもよく、また、判定式は、時間、デューティのいずれで表現されてもよい。

制御信号出力部２５は、最小ＯＮデューティ判定部３１によってフラグが出力されているのを検出すると、同期整流のための制御信号を出力しないようにする。具体的には、降圧モードでは、２次側のすべてのスイッチング素子ＳＷ５～ＳＷ８に対する制御信号Ｄ５～Ｄ８として同期整流のための制御信号を出力しないようにする。

降圧モードを例にとると、算出されたデューティ値Ｄ１が、式（１）の判定式を満たす場合には不連続期間が長くなる。このときには、同期整流のためのオンデューティ値が小さくなり、同期整流ための制御信号のパルスが非常に小さくなってしまう。このように制御信号のパルスが非常に短くなると、制御対象であるスイッチング素子のゲートに電荷がたまらず、半ＯＮ状態となり、異常な抵抗値をもつ可能性もあり、スイッチング素子に対して好ましくない。このような状態を避けるために、同期整流用デューティ値演算部２４によって算出されたデューティ値に対して式（１）の判定式を用いることにより、同期整流ための制御信号のパルスが非常に小さくなってしまう場合には、制御信号を出力しないようにしている。これによって、スイッチング素子の発熱等を抑制し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の異常な動作を防止することができる。

上では降圧モードを例に説明したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を昇圧モードで動作させる場合も同様であり、最小ＯＮデューティ判定部３１では、最小オンデューティに関する閾値Ｄｍｉｎを設定しておき、所定の判定式ｆ_１２（ｄ０，ｄ，Ｄｍｉｎ）を用いて、Ｄ５＞ｆ_１２（ｄ０，ｄ，Ｄｍｉｎ）・・・式（２）
を満たす場合には、フラグを出す。ここで、φ位相シフト量である。最小オンデューティに関する閾値Ｄｍｉｎは、降圧モードと昇圧モードとで別の値を設定するようにしてもよい。フラグに対する制御信号出力部２５の処理は降圧モードの場合と同様であるが、昇圧モードでは、２次側のハイサイドのスイッチング素子ＳＷ５及びＳＷ６に対する制御信号Ｄ５及びＤ６として同期整流用の制御信号を出力しないようにする。

このように、同期整流用デューティ値演算部２４によって算出されたデューティ値に対して式（２）の判定式を用いることにより、同期整流ための制御信号のパルスが非常に小さくなってしまう場合には、制御信号を出力しないようすることによって、スイッチング素子の発熱等を抑制し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の異常な動作を防止することができる。
上述の実施例１及び実施例２において、絶縁側双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を例として説明したが、本発明は、絶縁型、非絶縁型にかかわらず、双方向昇降圧チョッパや、双方向多機能チョッパについても適用することができる。

＜付記１＞
入力端子対（１３）と、
出力端子対（１４）と、
前記入力端子対（１３）に並列に接続された第１コンデンサ（Ｃ１）と、
第１スイッチング部（１１）と、
第２スイッチング部（１２）と、
リアクトル（Ｌｒ１）と、
トランス（ＴＲ）と、
前記出力端子対（１４）に並列に接続された第２コンデンサ（Ｃ２）と、
前記第１スイッチング部（１１）及び前記第２スイッチング部（１２）のスイッチングを制御する制御部（２０，３０）と、
を備え、前記入力端子対（１３）に入力された直流電力を、交流電力を介して直流電力に変換し前記出力端子対（１４）から出力する電力変換装置（１）において、
前記制御部（２０，３０）は、
前記リアクトル（Ｌｒ１）に流れるリアクトル電流が連続であるか不連続であるかを判定する連続判定部（２３）と、
前記リアクトル電流が連続であるか不連続であるかに応じて、前記第１スイッチング部（１１）から前記リアクトル（Ｌｒ１）及び前記トランス（ＴＲ）を介して、前記第２スイッチング部（１２）に供給される交流電流を、前記第１スイッチング部（１１）の制御と同期した前記第２スイッチング部（１２）の制御により整流するための、該第２スイッチング部（１２）のスイッチングを制御する第２スイッチング制御信号の同期整流用制御タイミングを算出する同期整流用タイミング演算部（２４）と、
前記同期整流用制御タイミングに基づいて、前記第１スイッチング部（１１）のスイッチングを制御する第１スイッチング制御信号及び前記第２スイッチング制御信号を生成して出力する制御信号出力部（２５）と、
を有することを特徴とする電力変換装置（１）。

１ ：電力変換装置
１１ ：第１フルブリッジ回路
１２ ：第２フルブリッジ回路
１３ ：入出力端
１４ ：入出力端
２０ ：制御ユニット
２３ ：連続判定部
２４ ：同期整流用デューティ値演算部
２５ ：制御信号出力部
Ｃ１，Ｃ２ ：コンデンサ
Ｌｒ１，Ｌｒ２ ：リアクトル
ＴＲ ：絶縁トランス
ＳＷ１～ＳＷ８ ：スイッチング素子

Claims (4)

1. 入力端子対と、
   出力端子対と、
   前記入力端子対に並列に接続された第１コンデンサと、
   第１スイッチング部と、
   第２スイッチング部と、
   リアクトルと、
   トランスと、
   前記出力端子対に並列に接続された第２コンデンサと、
   前記第１スイッチング部及び前記第２スイッチング部のスイッチングを制御する制御部と、
   を備え、前記入力端子対に入力された直流電力を、交流電力を介して直流電力に変換し前記出力端子対から出力する電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流が連続であるか不連続であるかを判定する連続判定部と、
   前記リアクトル電流が連続であるか不連続であるかに応じて、前記第１スイッチング部から前記リアクトル及び前記トランスを介して、前記第２スイッチング部に供給される交流電流を、前記第１スイッチング部の制御と同期した前記第２スイッチング部の制御により整流するための、該第２スイッチング部のスイッチングを制御する第２スイッチング制御信号の同期整流用制御タイミングを算出する同期整流用タイミング演算部と、
   前記同期整流用制御タイミングに基づいて、前記第１スイッチング部のスイッチングを制御する第１スイッチング制御信号及び前記第２スイッチング制御信号を生成して出力する制御信号出力部と、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記同期整流用制御タイミングに基づいて生成されるべき前記第２スイッチング制御信号のオン期間と所定の閾値との関係を判定する最小オンデューティ判定部を有し、
   前記同期整流用制御タイミングに基づいて生成されるべき前記第２スイッチング制御信号のオン期間が所定の閾値より小さいと判定された場合に、前記制御信号出力部は、前記同期整流用制御タイミングに基づく前記第２スイッチング制御信号を生成しないことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記入力端子対に入力される入力電圧を計測する入力電圧計測部と、
   前記出力端子対から出力される出力電圧を計測する出力電圧計測部と、
   を備え、
   前記第１スイッチング部は、
   第１接続点を介して直列接続された第１スイッチング素子及び第３スイッチング素子を有し、前記入力端子対に接続された第１スイッチングレグと、
   第２接続点を介して直列接続された第２スイッチング素子及び第４スイッチング素子を有し、前記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグと、
   を有し、
   前記第２スイッチング部は、
   第３接続点を介して直列接続された第５スイッチング素子及び第７スイッチング素子を有し、前記出力端子対に接続された第３スイッチングレグと、
   第４接続点を介して直列接続された第６スイッチング素子及び第８スイッチング素子を有し、前記第３スイッチングレグに並列接続された第４スイッチングレグと、
   を有し、
   前記第１接続点と前記第２接続点との間に、前記リアクトル及び前記トランスの一方の巻線とが直列に接続され、
   前記第３接続点と前記第４接続点との間に、前記トランスの他方の巻線が直列に接続され、
   前記同期整流用制御タイミングを算出する算出式は、少なくとも、前記第１スイッチングレグを制御する第１スイッチングレグ制御信号と前記第２スイッチングレグを制御する第２スイッチングレグ制御信号との位相差である位相シフト量と、前記第１スイッチングレグ制御信号の周期と、前記入力電圧と、前記出力電圧と、デッドタイムとを変数として含む関数として定義されることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記リアクトル電流が連続であるか不連続であるかを判定する判定式は、少なくとも、前記位相シフト量と、前記入力電圧と、前記出力電圧と、前記周期と、前記デッドタイムと変数として含む関数によって定義されることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
   
   

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