WO2022264466A1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両 - Google Patents

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WO2022264466A1
WO2022264466A1 PCT/JP2022/001189 JP2022001189W WO2022264466A1 WO 2022264466 A1 WO2022264466 A1 WO 2022264466A1 JP 2022001189 W JP2022001189 W JP 2022001189W WO 2022264466 A1 WO2022264466 A1 WO 2022264466A1
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circuit
voltage
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intermediate terminal
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浩行 細井
秀樹 中田
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero

Definitions

  • the present disclosure relates to DC-DC converters and vehicles.
  • An isolated DC-DC converter using a transformer is known.
  • Such a DC-DC converter is used, for example, in an in-vehicle charger for charging a lead-acid battery with electric power from an in-vehicle lithium-ion battery.
  • a DC-DC converter used in an in-vehicle charger converts a DC voltage of about 360 V of a lithium ion battery to a DC voltage of about 14 V, for example.
  • Patent Document 1 describes a DC-DC converter using a transformer.
  • the DC-DC converter has a transmission period during which the power on the input side is transmitted to the output side and a freewheeling period during which the power on the input side is not transmitted to the output side according to the deviation of the output voltage or current from the target voltage or target current. and the ratio is adjusted. That is, the DC-DC converter increases the proportion of the transmission period when the deviation is negative, and increases the proportion of the freewheel period when the deviation is positive.
  • DC-DC converters used for on-board chargers for example, often use switching elements on the secondary side of the transformer to perform synchronous rectification.
  • a synchronous rectification type DC-DC converter turns on a switching element during a period in which a current flows, so conduction loss can be suppressed compared to a diode rectification type using only a diode on the secondary side.
  • the full-bridge type synchronous rectification DC-DC converter turns on all of the MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) that make up the full-bridge type switch elements on the secondary side during the freewheeling period, and the output stage An internal closed circuit is formed between the smoothing circuit of and the full-bridge switch element on the secondary side.
  • MOSFETs Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors
  • the full-bridge synchronous rectification DC-DC converter causes the return current to flow through the internal closed circuit during the return period, and maintains the output current supplied from the smoothing circuit to the load at a constant level.
  • the full-bridge type synchronous rectification DC-DC converter of the full-bridge type has a secondary-side full-bridge type during the freewheeling period.
  • a reverse return current flows from the smoothing circuit to the switching element.
  • each MOSFET that constitutes a full bridge has a drain connected to the high potential side of the smoothing circuit and a source connected to the low potential side of the smoothing circuit. Therefore, in the case of a light load, current flows from the drain to the source in each MOSFET that constitutes the full bridge.
  • each MOSFET that constitutes the full bridge becomes hard switching and generates a large switching loss when switching is performed with current flowing in the direction from the drain to the source. Moreover, when such switching is performed, the MOSFET is greatly damaged.
  • An object of the present disclosure is to provide a DC-DC converter and a vehicle that can efficiently convert power.
  • a DC-DC converter includes a DC-AC conversion circuit, a transformer, a rectifying circuit, a smoothing circuit, and a control circuit.
  • the DC-AC conversion circuit converts a DC input voltage into a primary side AC voltage by switching to invert the positive and negative sides.
  • the transformer includes a primary coil to which the primary AC voltage is applied, and a secondary coil that is magnetically coupled to the primary coil, and generates a secondary AC voltage in the secondary coil. do.
  • the rectifier circuit outputs a rectified voltage obtained by full-wave rectifying the secondary AC voltage.
  • the smoothing circuit outputs a DC output voltage obtained by smoothing the rectified voltage.
  • the control circuit controls operations of the DC-AC conversion circuit and the rectification circuit.
  • the control circuit controls, in a freewheeling period in which the power of the input voltage is not transmitted from the DC-AC conversion circuit to the transformer, from a first intermediate terminal connected to the smoothing circuit, the No current flows through the rectifying circuit to a second intermediate terminal opposite to the first intermediate terminal connected to the smoothing circuit, and the rectifying circuit flows from the second intermediate terminal to the first intermediate terminal.
  • a diode rectifies the rectifier circuit so that current flows through the circuit.
  • a vehicle according to the present disclosure includes the DC-DC converter.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a DC-DC converter according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the DC-AC conversion circuit and control signals supplied from the control circuit to the DC-AC conversion circuit.
  • FIG. 3 is a timing chart of control signals supplied to the DC-AC conversion circuit.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the rectifier circuit and control signals supplied from the control circuit to the DC-AC conversion circuit.
  • FIG. 5 is a diagram showing switching states of the rectifier circuit in the first transmission period.
  • FIG. 6 is a diagram showing switching states of the rectifier circuit during the second transmission period.
  • FIG. 7 is a diagram showing a first example of the switching state of the rectifier circuit during the freewheeling period.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a DC-DC converter according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the DC-AC conversion circuit and control signals supplied from the control circuit to the DC-AC conversion circuit.
  • FIG. 3 is
  • FIG. 8 is a diagram showing a second example of the switching state of the rectifier circuit during the freewheeling period.
  • FIG. 9 is a diagram showing a third example of the switching state of the rectifier circuit during the freewheeling period.
  • FIG. 10 is a diagram showing a fourth example of the switching state of the rectifier circuit during the freewheeling period.
  • FIG. 11 is a diagram showing a fifth example of the switching state of the rectifier circuit during the freewheeling period.
  • FIG. 12 is a diagram showing a sixth example of the switching state of the rectifier circuit during the freewheeling period.
  • FIG. 13 is a schematic waveform diagram of voltage and current when synchronous switching is performed during the transmission period and all switching elements are turned on during the freewheeling period under the condition that a heavy load is connected.
  • FIG. 13 is a schematic waveform diagram of voltage and current when synchronous switching is performed during the transmission period and all switching elements are turned on during the freewheeling period under the condition that a heavy load is connected.
  • FIG. 14 is a schematic waveform diagram of voltage and current when synchronous switching is performed during the transmission period and all switching elements are turned on during the freewheeling period under the condition that a light load is connected.
  • FIG. 15 is a schematic waveform diagram of the voltage and current of the DC-DC converter according to this embodiment when a light load is connected.
  • FIG. 16 is a flowchart showing mode setting processing.
  • FIG. 17 is a timing chart of control signals in the first mode.
  • FIG. 18 is a timing chart of control signals in the second mode.
  • FIG. 19 is a diagram showing waveforms of reference signals for generating control signals on the secondary side.
  • FIG. 20 is a diagram showing the configuration of a logic circuit for generating control signals on the secondary side.
  • FIG. 21 is a diagram showing the configuration of the vehicle.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of a DC-DC converter 10 according to the first embodiment.
  • the DC-DC converter 10 receives a DC input voltage VI from a device in the preceding stage, power-converts the received DC input voltage VI to a DC output voltage V O , and outputs the output voltage V O to a device in the subsequent stage. It is a power conversion device that supplies power.
  • the DC-DC converter 10 outputs a DC output voltage V O by stepping down the DC input voltage VI.
  • the DC-DC converter 10 may output a DC output voltage V O obtained by boosting the DC input voltage V I .
  • the DC-DC converter 10 includes a first input terminal 22, a second input terminal 24, a first output terminal 26, a second output terminal 28, a DC-AC conversion circuit 32, a transformer 34, and a rectifier circuit 36. , a smoothing circuit 38 and a control circuit 40 .
  • the DC-DC converter 10 receives a DC input voltage VI from a preceding device between a first input terminal 22 and a second input terminal 24 .
  • a voltage higher than that of the second input terminal 24 is applied to the first input terminal 22 .
  • each of the first input terminal 22 and the second input terminal 24 may be a cable, wiring, or the like that is connected to the preceding device.
  • the DC-DC converter 10 outputs a DC output voltage VO from between a first output terminal 26 and a second output terminal 28 to a subsequent device. A voltage higher than that of the second output terminal 28 is generated at the first output terminal 26 . It should be noted that each of the first output terminal 26 and the second output terminal 28 may be a cable, wiring, or the like that is connected to a subsequent device.
  • the DC-AC conversion circuit 32 converts the input voltage into a primary side AC voltage by switching the DC input voltage VI applied between the first input terminal 22 and the second input terminal 24 to positive or negative. Convert.
  • the DC-AC conversion circuit 32 outputs a primary AC voltage between the first AC terminal 42 and the second AC terminal 44 .
  • the waveform of the primary side AC voltage may be a pulse-shaped waveform.
  • the DC-AC conversion circuit 32 is a full-bridge converter.
  • the DC-AC conversion circuit 32 includes a conversion capacitor 46, a first conversion switch 52, a second conversion switch 54, a third conversion switch 56, and a fourth conversion switch 58.
  • the first conversion switch 52 , the second conversion switch 54 , the third conversion switch 56 and the fourth conversion switch 58 are semiconductor elements such as MOSFETs that switch the power line between conducting and non-conducting according to control from the control circuit 40 .
  • a conversion capacitor 46 is connected between the first input terminal 22 and the second input terminal 24 . Note that the conversion capacitor 46 may be provided outside the input side of the DC-AC conversion circuit 32 .
  • the first conversion switch 52 is connected between the first input terminal 22 and the first AC terminal 42 .
  • a second conversion switch 54 is connected between the second input terminal 24 and the first AC terminal 42 .
  • a third conversion switch 56 is connected between the first input terminal 22 and the second AC terminal 44 .
  • a fourth conversion switch 58 is connected between the second input terminal 24 and the second AC terminal 44 .
  • the first conversion switch 52 , the second conversion switch 54 , the third conversion switch 56 and the fourth conversion switch 58 are controlled by the control circuit 40 to apply a primary AC voltage between the first AC terminal 42 and the second AC terminal 44 . Switching is controlled so that As a result, the DC-AC conversion circuit 32 can convert the DC input voltage VI into the primary side AC voltage.
  • the transformer 34 includes a primary side coil 60 and a secondary side coil 62 .
  • the primary coil 60 is connected between the first AC terminal 42 and the second AC terminal 44 .
  • Secondary coil 62 is magnetically coupled to primary coil 60 .
  • the secondary coil 62 outputs a secondary AC voltage based on the primary AC voltage. Therefore, the transformer 34 generates a secondary AC voltage in the secondary coil 62 by applying the primary AC voltage to the primary coil 60 .
  • the transformer 34 also includes a first transformer output terminal 64 and a second transformer output terminal 66 .
  • the first transformer output terminal 64 is connected to one terminal of the secondary coil 62 .
  • the second transformer output terminal 66 is connected to the terminal opposite to the terminal to which the first transformer output terminal 64 of the secondary coil 62 is connected. Therefore, transformer 34 generates a secondary AC voltage between first transformer output terminal 64 and second transformer output terminal 66 .
  • the rectifier circuit 36 full-wave rectifies the secondary AC voltage output from the secondary coil 62 .
  • the rectifier circuit 36 outputs a rectified voltage obtained by performing full-wave rectification on the secondary AC voltage output from the secondary coil 62 .
  • Rectifier circuit 36 outputs a rectified voltage between first intermediate terminal 68 and second intermediate terminal 70 .
  • the rectifier circuit 36 performs full-bridge synchronous full-wave rectification. More specifically, the rectifier circuit 36 includes a first switch element 72 , a second switch element 74 , a third switch element 76 and a fourth switch element 78 .
  • the first switch element 72 , the second switch element 74 , the third switch element 76 and the fourth switch element 78 are, for example, semiconductor elements that are switched on or off according to control from the control circuit 40 .
  • Each of the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76, and the fourth switch element 78 conducts the power line when turned on. Also, each of the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76, and the fourth switch element 78 functions as a diode when turned off.
  • the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76 and the fourth switch element 78 are MOSFETs.
  • a MOSFET includes a body diode whose forward direction is from the source to the drain. That is, the MOSFET functions as a switch that provides conduction or non-conduction between the source and the drain, and functions as a diode whose anode is connected to the source and whose cathode is connected to the drain when turned off. Therefore, when the MOSFET is turned off, when the source potential is higher than the drain potential, the MOSFET conducts and current flows, and when the source potential is lower than the drain potential, the MOSFET becomes non-conducting and does not pass current.
  • the first switch element 72 is connected between the first transformer output terminal 64 and the first intermediate terminal 68 . If a MOSFET, the first switch element 72 has a source connected to the first transformer output terminal 64 and a drain connected to the first intermediate terminal 68 . Therefore, the first switch element 72, which is a MOSFET, has a body diode anode connected to the first transformer output terminal 64 and a body diode cathode connected to the first intermediate terminal 68.
  • the second switch element 74 is connected between the second intermediate terminal 70 and the first transformer output terminal 64 . If it is a MOSFET, the second switch element 74 has a source connected to the second intermediate terminal 70 and a drain connected to the first transformer output terminal 64 . Therefore, the second switch element 74, which is a MOSFET, has a body diode anode connected to the second intermediate terminal 70 and a body diode cathode connected to the first transformer output terminal 64.
  • the third switch element 76 is connected between the second transformer output terminal 66 and the first intermediate terminal 68 . If a MOSFET, the third switch element 76 has a source connected to the second transformer output terminal 66 and a drain connected to the first intermediate terminal 68 . Therefore, the third switch element 76, which is a MOSFET, has a body diode anode connected to the second transformer output terminal 66 and a body diode cathode connected to the first intermediate terminal 68.
  • a fourth switch element 78 is connected between the second intermediate terminal 70 and the second transformer output terminal 66 . If a MOSFET, the fourth switch element 78 has a source connected to the second intermediate terminal 70 and a drain connected to the second transformer output terminal 66 . Therefore, the fourth switch element 78, which is a MOSFET, has a body diode anode connected to the second intermediate terminal 70 and a body diode cathode connected to the second transformer output terminal 66.
  • each of the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76, and the fourth switch element 78 is a MOSFET, a control signal from the control circuit 40 is applied to the gate. Therefore, the first switch element 72 , the second switch element 74 , the third switch element 76 and the fourth switch element 78 are switched on or off by the control signal from the control circuit 40 .
  • the smoothing circuit 38 smoothes the rectified voltage output from the rectifying circuit 36.
  • smoothing circuit 38 may be an LC-type low-pass filter including smoothing inductor 80 and smoothing capacitor 82 .
  • smoothing inductor 80 and smoothing capacitor 82 are connected in series between first intermediate terminal 68 and second intermediate terminal 70 .
  • the smoothing circuit 38 outputs the voltage across the smoothing capacitor 82 as a voltage obtained by smoothing the rectified voltage.
  • the first output terminal 26 is connected to the terminal of the smoothing capacitor 82 included in the smoothing circuit 38 that is connected to the smoothing inductor 80 .
  • the second output terminal 28 is connected to the terminal of the smoothing capacitor 82 included in the smoothing circuit 38 that is not connected to the smoothing inductor 80 . Then, the first output terminal 26 and the second output terminal 28 output the DC output voltage VO to the subsequent device.
  • the control circuit 40 includes, for example, a CPU (Central Processing Unit), a ROM (Read Only Memory) and a RAM (Random Access Memory).
  • the control circuit 40 executes processing based on a preset program. For example, the control circuit 40 generates control signals through cooperation between a processor such as a CPU and a program (software) stored in a ROM or the like.
  • a processor such as a CPU
  • a program software stored in a ROM or the like.
  • the functions of the control circuit 40 are not limited to those realized by software, and may be realized by circuits including logic circuits and the like, or by hardware configurations such as dedicated circuits.
  • the control circuit 40 measures the output voltage VO delivered between the first output terminal 26 and the second output terminal 28, or the output current IO delivered to a load to which the output voltage VO is applied. Get the measurements of The control circuit 40 calculates the deviation between the measured value of the output voltage VO and the target voltage or the deviation between the measured value of the output current IO and the target current. Then, the control circuit 40 controls the ratio between the transfer period and the return period so as to reduce the calculated deviation.
  • control circuit 40 controls switching of the DC-AC conversion circuit 32 so as to change the ratio between the transfer period and the freewheel period according to the calculated deviation.
  • control circuit 40 controls the ON and OFF states of the first conversion switch 52, the second conversion switch 54, the third conversion switch 56, and the fourth conversion switch 58 as the deviation between the measured value of the output voltage VO and the target voltage.
  • control is performed according to the deviation between the measured value of the output current IO and the target current.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the DC-AC conversion circuit 32 and control signals supplied from the control circuit 40 to the DC-AC conversion circuit 32.
  • the control circuit 40 includes a control signal (A) for turning on/off the first conversion switch 52, a control signal (B) for turning on/off the second conversion switch 54, a third conversion switch A control signal (C) for turning on/off the switch 56 and a control signal (D) for turning on/off the fourth conversion switch 58 are supplied to the DC-AC conversion circuit 32 .
  • FIG. 3 is a timing chart of control signals supplied to the DC-AC conversion circuit 32.
  • FIG. More specifically, FIG. 3 is a timing chart of the control system of the phase shift full bridge converter with the first conversion switch 52 and the second conversion switch 54 as the lag leg and the third conversion switch 56 and the fourth conversion switch 58 as the lead leg. is.
  • the ON Duty of the first conversion switch 52, the second conversion switch 54, the third conversion switch 56 and the fourth conversion switch 58 is 0.5.
  • a short period (dead time) in which both the first conversion switch 52 and the second conversion switch 54 are turned off may be provided so that the power supply is not short-circuited by being turned on at the same time. In that case, for example, the on-duty is set to 0.47.
  • a dead time may be provided for the third conversion switch 56 and the fourth conversion switch 58 as well.
  • the control circuit 40 controls the first conversion switch 52, the second conversion switch 54, the third conversion switch 56, and the fourth conversion switch 58 to perform the first transfer period, the first freewheeling period, the second transfer period, and The second reflux period is switched sequentially.
  • Each of the first transmission period and the second transmission period is a transmission period during which the power of the DC input voltage VI is transmitted from the DC-AC conversion circuit 32 to the transformer 34 .
  • the first transfer period applies a voltage of a first polarity, either positive or negative, to primary coil 60 of transformer 34 to generate positive secondary alternating current from secondary coil 62 of transformer 34 .
  • This is the period during which the voltage is generated. That is, the first transmission period is a period during which a voltage higher than that of the second transformer output terminal 66 is generated from the first transformer output terminal 64 .
  • a voltage of a second polarity opposite to the first polarity, either positive or negative, is applied to the primary coil 60 of the transformer 34 to produce a negative voltage from the secondary coil 62 of the transformer 34 .
  • This is the period during which the secondary AC voltage is generated. That is, the second transmission period is a period during which a voltage higher than that of the first transformer output terminal 64 is generated from the second transformer output terminal 66 .
  • the control circuit 40 turns on the first conversion switch 52 and the fourth conversion switch 58 by setting the control signal (A) and the control signal (D) to logic H, and the control signal (B) and By setting the control signal (C) to L logic, the second conversion switch 54 and the third conversion switch 56 are turned off. Thereby, the control circuit 40 connects the first input terminal 22 to the first AC terminal 42 of the transformer 34 and connects the second input terminal 24 to the second AC terminal 44 of the transformer 34 in the first transmission period. can be done.
  • the control circuit 40 turns on the second conversion switch 54 and the third conversion switch 56 by turning the control signal (B) and the control signal (C) to logic H, and the control signal (A) and By setting the control signal (D) to L logic, the first conversion switch 52 and the fourth conversion switch 58 are turned off. Thereby, the control circuit 40 connects the first input terminal 22 to the second AC terminal 44 of the transformer 34 and connects the second input terminal 24 to the first AC terminal 42 of the transformer 34 in the second transmission period. can be done.
  • Each of the first freewheeling period and the second freewheeling period is a freewheeling period during which the power of the DC input voltage VI is not transmitted from the DC-AC conversion circuit 32 to the transformer 34 .
  • the control circuit 40 switches the DC-AC conversion circuit 32 so that no power is supplied from the DC-AC conversion circuit 32 to the transformer 34 during the freewheeling period and a closed circuit including the primary coil 60 is formed. Thereby, the control circuit 40 can keep the energy accumulated in the primary coil 60 in the closed circuit during the freewheeling period.
  • the control circuit 40 turns on the first conversion switch 52 and the third conversion switch 56 by, for example, setting the control signal (A) and the control signal (C) to H logic, and the control signal (B ) and the control signal (D) to L logic, the second conversion switch 54 and the fourth conversion switch 58 are turned off. Thereby, the control circuit 40 can form a closed circuit including the first conversion switch 52 , the third conversion switch 56 and the primary side coil 60 .
  • the control circuit 40 turns on the second conversion switch 54 and the fourth conversion switch 58 by, for example, setting the control signal (B) and the control signal (D) to H logic, and the control signal (A ) and the control signal (C) to L logic, the first conversion switch 52 and the third conversion switch 56 are turned off. Thereby, the control circuit 40 can form a closed circuit including the second conversion switch 54 , the fourth conversion switch 58 and the primary side coil 60 .
  • the control circuit 40 controls the ratio of the transfer period and freewheel period according to the deviation between the measured value of the output voltage VO and the target voltage or the deviation between the measured value of the output current IO and the target current. For example, the control circuit 40 controls to increase the ratio of the transmission period when the deviation is negative, and to decrease the ratio of the transmission period when the deviation is positive. For example, the control circuit 40 controls the ratio between the transfer period and the return period by changing the phase relationship between the A signal (and B signal) and the C signal (and D signal). Alternatively, the control circuit 40 fixes the phase relationship and changes the duty ratio of the A signal (and B signal) or the C signal (and D signal) to change the transmission period and freewheeling period. You may control the ratio with the period. Thereby, the control circuit 40 can set the output voltage VO or the output current IO as the target value.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the rectifier circuit 36 and control signals supplied from the control circuit 40 to the rectifier circuit 36.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the rectifier circuit 36 and control signals supplied from the control circuit 40 to the rectifier circuit 36.
  • the control circuit 40 operates the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76, and the fourth switch element 78 included in the rectifier circuit 36 in synchronization with the switching of the switches of the DC-AC conversion circuit 32. switch. That is, the control circuit 40 synchronizes with the switching of the first transmission period, the first return period, the second transmission period, and the second return period, and according to the predetermined ON/OFF pattern for each period, The first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76 and the fourth switch element 78 are switched.
  • the control circuit 40 includes a control signal (E) for turning on/off the first switch element 72, a control signal (F) for turning on/off the second switch element 74, a third switch A control signal (G) for turning on/off the element 76 and a control signal (H) for turning on/off the fourth switch element 78 are supplied to the rectifier circuit 36 .
  • the voltage for turning on the first switching element 72, the second switching element 74, the third switching element 76, and the fourth switching element 78 is H logic
  • the voltage for turning off is L logic.
  • the control circuit 40 is configured such that the positive side of the secondary AC voltage is applied to the first intermediate terminal 68 and the negative side of the secondary AC voltage is applied to the second intermediate terminal 70.
  • the connection between the secondary coil 62 and the first intermediate terminal 68 and between the secondary coil 62 and the second intermediate terminal 70 in the rectifier circuit 36 is synchronized with the switching of the DC-AC conversion circuit 32. switch.
  • a specific switching pattern of the rectifier circuit 36 during the transmission period will be described later with reference to FIGS. 5 and 6. FIG.
  • the control circuit 40 prevents current from flowing from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 via the rectifier circuit 36 and prevents current from flowing from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 .
  • the rectifier circuit 36 is rectified by a diode so that a current flows through the rectifier circuit 36 .
  • the diodes are body diodes included in each of the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76 and the fourth switch element 78.
  • the control circuit 40 allows current to flow through only one body diode in the rectifier circuit 36 in the direction from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 during the freewheeling period, Also, the first switching element 72, the second switching element 74, The third switch element 76 and the fourth switch element 78 are switched.
  • the control circuit 40 turns off the first switch element 72 and the third switch element 76 and turns on at least one of the second switch element 74 and the fourth switch element 78 .
  • the control circuit 40 turns off the second switch element 74 and the fourth switch element 78 and turns on at least one of the first switch element 72 and the third switch element 76 .
  • the control circuit 40 can eliminate power loss due to current passing through the diode in the forward direction during the transmission period. Furthermore, the control circuit 40 sets the reverse return current during the return period, that is, the current flowing through the rectifier circuit 36 in the direction from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 to 0 by hard switching. Power loss can be suppressed. Further, the control circuit 40 controls the body diode through which the forward return current in the return period, that is, the current flowing from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 via the rectifier circuit 36 passes. It is possible to reduce the power loss during the freewheeling period.
  • FIG. 5 is a diagram showing the switching state of the rectifier circuit 36 during the first transmission period.
  • the control circuit 40 turns on the first switch element 72 and the fourth switch element 78 by setting the control signal (E) and the control signal (H) to H logic. Also, in the first transmission period, the control circuit 40 turns off the second switch element 74 and the third switch element 76 by setting the control signal (F) and the control signal (G) to L logic.
  • the transformer 34 During the first transmission period, the transformer 34 generates a higher voltage from the first transformer output terminal 64 than the second transformer output terminal 66 .
  • the control circuit 40 connects the first transformer output terminal 64 to the first intermediate terminal 68 and connects the second transformer output terminal 66 to the second intermediate terminal by such switching during the first transmission period. 70 to apply a rectified voltage obtained by rectifying the secondary AC voltage between the first intermediate terminal 68 and the second intermediate terminal 70 .
  • the control circuit 40 can flow current from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 via the secondary coil 62 without passing through a diode, thereby eliminating power loss. can.
  • FIG. 6 is a diagram showing the switching state of the rectifier circuit 36 during the second transmission period.
  • the control circuit 40 turns on the second switch element 74 and the third switch element 76 by setting the control signal (F) and the control signal (G) to H logic.
  • the control circuit 40 turns off the first switch element 72 and the fourth switch element 78 by setting the control signal (E) and the control signal (H) to L logic.
  • the transformer 34 During the second transmission period, the transformer 34 generates a higher voltage from the second transformer output terminal 66 than the first transformer output terminal 64 .
  • the control circuit 40 connects the second transformer output terminal 66 to the first intermediate terminal 68 and connects the first transformer output terminal 64 to the second intermediate terminal by such switching during the second transmission period. 70 to apply a rectified voltage obtained by rectifying the secondary AC voltage between the first intermediate terminal 68 and the second intermediate terminal 70 .
  • the control circuit 40 can flow current from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 via the secondary coil 62 without passing through a diode, thereby eliminating power loss. can.
  • FIG. 7 is a diagram showing a first example of the switching state of the rectifier circuit 36 during the freewheeling period.
  • Logic turns off the first switch element 72, the third switch element 76 and the fourth switch element 78.
  • the control circuit 40 turns on the second switch element 74 by setting the control signal (F) to H logic.
  • the control circuit 40 causes the forward return current in the direction from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 to flow through the body diode of the first switch element 72 and the on-state second switch during the return period. It can flow through element 74 . Then, the control circuit 40 can block the return current flowing in the reverse direction from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 by the rectifying function of the body diodes of the first switch element 72 and the third switch element 76. can. By performing such switching, the control circuit 40 can eliminate hard switching by setting the reverse return current to 0 during the return period. Furthermore, since the control circuit 40 can have only one body diode through which the forward return current passes during the return period, power loss can be reduced.
  • FIG. 8 is a diagram showing a second example of the switching state of the rectifier circuit 36 during the freewheeling period.
  • the control circuit 40 sets the control signal (E), the control signal (F), and the control signal (G) to L logic as shown in FIG.
  • the second switch element 74 and the third switch element 76 are turned off.
  • the control circuit 40 turns on the fourth switch element 78 by setting the control signal (H) to H logic.
  • the control circuit 40 causes the forward return current in the direction from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 to flow through the body diode of the third switch element 76 and the ON-state fourth switch during the return period. It can flow through element 78 . Then, the control circuit 40 can block the return current flowing in the reverse direction from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 by the rectifying function of the body diodes of the first switch element 72 and the third switch element 76. can. By performing such switching, the control circuit 40 can eliminate hard switching by setting the reverse return current to 0 during the return period. Furthermore, since the control circuit 40 can have only one body diode through which the forward return current passes during the return period, power loss can be reduced.
  • FIG. 9 is a diagram showing a third example of the switching state of the rectifier circuit 36 during the freewheeling period.
  • the control circuit 40 sets the control signal (F), the control signal (G), and the control signal (H) to L logic as shown in FIG.
  • the third switch element 76 and the fourth switch element 78 are turned off.
  • the control circuit 40 turns on the first switch element 72 by setting the control signal (E) to H logic.
  • the control circuit 40 causes the forward return current in the direction from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 to flow through the body diode of the second switch element 74 and the ON-state first switch during the return period. It can flow through element 72 . Then, the control circuit 40 can block the reverse return current flowing from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 by the rectifying function of the body diodes of the second switch element 74 and the fourth switch element 78. can. By performing such switching, the control circuit 40 can eliminate hard switching by setting the reverse return current to 0 during the return period. Furthermore, since the control circuit 40 can have only one body diode through which the forward return current passes during the return period, power loss can be reduced.
  • FIG. 10 is a diagram showing a fourth example of the switching state of the rectifier circuit 36 during the freewheeling period.
  • the control circuit 40 sets the control signal (E), the control signal (F), and the control signal (H) to L logic as shown in FIG.
  • the second switch element 74 and the fourth switch element 78 are turned off.
  • the control circuit 40 turns on the third switch element 76 by setting the control signal (G) to H logic.
  • the control circuit 40 causes the forward return current in the direction from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 to flow through the body diode of the fourth switch element 78 and the ON-state third switch during the return period. It can flow through element 76 . Then, the control circuit 40 can block the reverse return current flowing from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 by the rectifying function of the body diodes of the second switch element 74 and the fourth switch element 78. can. By performing such switching, the control circuit 40 can eliminate hard switching by setting the reverse return current to 0 during the return period. Furthermore, since the control circuit 40 can have only one body diode through which the forward return current passes during the return period, power loss can be reduced.
  • FIG. 11 is a diagram showing a fifth example of the switching state of the rectifier circuit 36 during the freewheeling period.
  • the control circuit 40 sets the control signal (E) and the control signal (G) to L logic, as shown in FIG. turn off.
  • the control circuit 40 turns on the second switch element 74 and the fourth switch element 78 by setting the control signal (F) and the control signal (H) to H logic.
  • the control circuit 40 causes the forward return current in the direction from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 to flow through the body diode of the first switch element 72 and the on-state second switch during the return period. It can flow through the element 74 or through the body diode of the third switch element 76 and the fourth switch element 78 in the ON state. Theoretically, the return current in the forward direction is divided into two paths, but actually flows through one of the paths due to the difference in resistance balance.
  • control circuit 40 can block the return current flowing in the reverse direction from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 by the rectifying function of the body diodes of the first switch element 72 and the third switch element 76. can. By performing such switching, the control circuit 40 can eliminate hard switching by setting the reverse return current to 0 during the return period. Furthermore, since the control circuit 40 can have only one body diode through which the forward return current passes during the return period, power loss can be reduced.
  • FIG. 12 is a diagram showing a sixth example of the switching state of the rectifier circuit 36 during the freewheeling period.
  • the control circuit 40 sets the control signal (F) and the control signal (H) to L logic, as shown in FIG. turn off.
  • the control circuit 40 turns on the first switch element 72 and the third switch element 76 by setting the control signal (E) and the control signal (G) to H logic.
  • the control circuit 40 causes the forward return current in the direction from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68 to flow through the body diode of the second switch element 74 and the ON-state first switch during the return period. It can flow through the element 72 or through the body diode of the fourth switch element 78 and the third switch element 76 in the ON state.
  • the return current in the forward direction is divided into two paths, but actually flows through one of the paths due to the difference in resistance balance.
  • control circuit 40 can block the reverse return current flowing from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 by the rectifying function of the body diodes of the second switch element 74 and the fourth switch element 78. can. By performing such switching, the control circuit 40 can eliminate hard switching by setting the reverse return current to 0 during the return period. Furthermore, since the control circuit 40 can have only one body diode through which the forward return current passes during the return period, power loss can be reduced.
  • FIG. 13 is a schematic waveform diagram of voltage and current when synchronous switching is performed during the transmission period and all switching elements are turned on during the freewheeling period in a state where a heavy load is connected.
  • Io is the output current.
  • Vo is the output voltage.
  • IL is the current through the smoothing inductor 80;
  • VM is the rectified voltage applied between first intermediate terminal 68 and second intermediate terminal 70 .
  • the rectified voltage (V M ) is positive during the transfer period and zero during the freewheeling period.
  • the smoothed inductor current (I L ) increases during the transfer period and decreases during the freewheeling period.
  • the output voltage (Vo) is a value obtained by averaging the rectified voltage (V M ).
  • the output current (Io) is the average value of the smoothed inductor current (I L ).
  • the output current (Io) is about 30A
  • the smoothed inductor current (I L ) fluctuates between about 20A and about 40A. Therefore, when a heavy load is connected, the smoothed inductor current (I L ) will not go negative during the freewheeling period. That is, when a heavy load is connected, the DC-DC converter 10 does not flow reverse current.
  • FIG. 14 is a schematic waveform diagram of voltage and current when synchronous switching is performed during the transmission period and all switching elements are turned on during the freewheeling period with a light load connected.
  • the smoothed inductor current (I L ) fluctuates between about -5A and about 15A.
  • the smoothed inductor current (I L ) includes periods of negative values. During this period, a reverse return current flows through the rectifier circuit 36 . Therefore, when switching is performed in a state in which such reverse return current flows, the rectifier circuit 36 undergoes hard switching and generates a large switching loss.
  • FIG. 15 is a schematic waveform diagram of the voltage and current of the DC-DC converter 10 according to this embodiment when a light load is connected.
  • control circuit 40 controls the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76, and the fourth switch element 72 so that a forward return current flows through the rectifier circuit 36 during the return period. switch the switch element 78;
  • the smoothed inductor current (I L ) does not become a negative value even when a light load is connected. Therefore, the control circuit 40 can efficiently convert power without causing hard switching.
  • FIG. 16 is a flowchart showing mode setting processing.
  • the control circuit 40 may, for example, periodically execute the mode setting process shown in FIG.
  • the control circuit 40 determines whether or not the output current (Io) output from the smoothing circuit 38 is greater than a preset value. If the output current (Io) is greater than the set value (Yes in S11), the process proceeds to S12. Then, in S12, the control circuit 40 sets the first mode. If the output current (Io) is not greater than the set value (No in S11), the process proceeds to S13. Then, in S13, the control circuit 40 sets the second mode.
  • FIG. 17 is a timing chart of control signals in the first mode.
  • the control circuit 40 When set to the first mode, the control circuit 40 applies the positive side of the secondary AC voltage to the first intermediate terminal 68 and the secondary side to the second intermediate terminal 70 during the transmission period.
  • the rectifier circuit 36 is switched in synchronization with the DC-AC conversion circuit 32 so that the negative side of the AC voltage is applied.
  • the control circuit 40 sets the control signal (E) and the control signal (H) to H logic, and sets the control signal (F) and the control signal (G) to L logic. do.
  • the control circuit 40 sets the control signal (F) and the control signal (G) to H logic, and sets the control signal (E) and the control signal (H) to L logic.
  • the control circuit 40 sets all the control signal (E), the control signal (F), the control signal (G), and the control signal (H) to logic H during the freewheeling period.
  • the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76 and the fourth switch element 78 are turned on.
  • the return current does not become a negative value. That is, when the output current (Io) is greater than the set value, no return current flows in the rectifier circuit 36 in the reverse direction. Therefore, when a heavy load is connected, the DC-DC converter 10 does not experience switching loss due to hard switching. Therefore, when the output current (Io) is greater than the set value, the DC-DC converter 10 turns on all of the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 76 and the fourth switch element 78. As a result, power loss due to the body diode can be eliminated, and power conversion can be efficiently performed.
  • FIG. 18 is a timing chart of control signals in the second mode.
  • the control circuit 40 controls the rectifier circuit 36 in the same manner as in the first mode during the transmission period.
  • control circuit 40 When set to the second mode, control circuit 40 passes only one body diode in rectifier circuit 36 in the direction from second intermediate terminal 70 to first intermediate terminal 68 during freewheeling.
  • the rectifier circuit 36 is switched such that current flows through the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 and current is blocked by the rectifying function of the body diode in the rectifier circuit 36 in the direction from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 .
  • the control circuit 40 sets the control signal (H) to logic H, and sets the control signal (E), control signal (F), and control signal (G) to logic L.
  • the fourth switch element 78 is turned on, and the first switch element 72, the second switch element 74 and the third switch element 76 are turned off.
  • the control circuit 40 sets the control signal (F) to H logic, and sets the control signal (E), the control signal (G), and the control signal (H) to L logic.
  • the second switch element 74 is turned on, and the first switch element 72, the third switch element 76 and the fourth switch element 78 are turned off.
  • control circuit 40 when the control circuit 40 is set to the second mode, the control circuit 40 switches the first switch element 72, the second switch element 74, the third switch element 72, the second switch element 74, and the third switch element 72 in the freewheeling period with other switching patterns, not limited to the switching pattern shown in FIG.
  • the switch element 76 and the fourth switch element 78 may be switched.
  • control circuit 40 controls the rectifier circuit 36 in this way so that the reverse current is reversed by the diodes only if there is a possibility of a reverse return current during the return period. return current can be blocked.
  • FIG. 19 is a diagram showing the waveform of the reference signal for generating the control signal on the secondary side.
  • the control circuit 40 generates secondary-side control signals (E to H ) may be generated. In this case, the control circuit 40 switches the rectifier circuit 36 so that the secondary coil 62 is not connected to the smoothing circuit 38 during a period in which no voltage is generated from the secondary coil 62 of the transformer 34 .
  • control circuit 40 switches the rectifier circuit 36 from the freewheeling period to the transmission period at a timing later than the timing at which the DC-AC conversion circuit 32 switches from the freewheeling period to the transmission period by a predetermined margin time. Further, the control circuit 40 switches the rectifier circuit 36 from the transmission period to the freewheeling period at a timing earlier than the timing at which the DC-AC conversion circuit 32 switches from the transmission period to the freewheeling period by a predetermined margin time.
  • the control circuit 40 when the logic circuit generates the secondary-side control signals (E to H) based on the primary-side control signals (A to D), the control circuit 40, as shown in FIG. A corrected control signal (A') is generated by correcting the control signal (A) of . Specifically, the control circuit 40 delays the timing of switching from L logic to H logic by the margin time and advances the timing of switching from H logic to L logic by the margin timing. to generate Similarly, the control circuit 40 generates correction control signals (B', C', D') for other primary side control signals (B, C, D). Based on these correction control signals (A' to D'), the control circuit 40 generates secondary-side control signals (E to H) by a logic circuit.
  • FIG. 20 is a diagram showing the configuration of the signal generation circuit 110, which is a logic circuit for generating control signals (E to H) on the secondary side.
  • the control circuit 40 may have a signal generating circuit 110, which is a logic circuit for generating the secondary side control signals (E to H).
  • the signal generation circuit 110 receives a mode signal (S) and four correction control signals (A' to D').
  • mode signal (S) When the mode signal (S) is logic H, it indicates operation in the first mode.
  • mode signal (S) When the mode signal (S) is L logic, it indicates operation in the second mode.
  • the signal generation circuit 110 includes an E generation circuit 122, an F generation circuit 124, a G generation circuit 126, and an H generation circuit 128.
  • the E generation circuit 122 includes a first OR circuit 132 , a first AND circuit 134 , an inverter circuit 136 , a second AND circuit 138 , a third AND circuit 140 and a second OR circuit 142 .
  • the first OR circuit 132 outputs the logical sum of A' and D'.
  • a first AND circuit 134 outputs a logical product of A' and D'.
  • Inverting circuit 136 inverts S.
  • the second AND circuit 138 outputs the logical product of the output signal of the first OR circuit 132 and S.
  • the third AND circuit 140 outputs the logical product of the output signal of the first AND circuit 134 and the output signal of the inverter circuit 136 .
  • the second OR circuit 142 outputs the logical sum of the output signal of the second AND circuit 138 and the output signal of the third AND circuit 140 .
  • Such an E generation circuit 122 outputs the logical sum of A' and D' as the secondary side control signal (E) when S is logic H, that is, in the first mode. In addition, the E generation circuit 122 outputs the AND of A' and D' as the secondary side control signal (E) when S is L logic, that is, in the second mode.
  • the F generation circuit 124 has the same circuit configuration as the E generation circuit 122. However, the first OR circuit 132 included in the F generating circuit 124 outputs the logical sum of B' and C'. A first AND circuit 134 included in the F generating circuit 124 outputs a logical product of B' and B'.
  • Such an F generation circuit 124 outputs the logical sum of B' and C' as the secondary side control signal (F) when S is logic H, that is, in the first mode.
  • the F generation circuit 124 outputs B' as the secondary side control signal (F) when S is L logic, that is, when in the second mode.
  • the G generation circuit 126 has the same circuit configuration as the E generation circuit 122. However, the first OR circuit 132 included in the G generation circuit 126 outputs the logical sum of B' and C'. A first AND circuit 134 included in the G generation circuit 126 outputs a logical product of B' and C'.
  • Such a G generation circuit 126 outputs the logical sum of B' and C' as the secondary side control signal (E) in the first mode. In addition, in the second mode, the G generation circuit 126 outputs the logical product of B' and C' as the control signal (G) on the secondary side.
  • the H generation circuit 128 has the same circuit configuration as the E generation circuit 122. However, the first OR circuit 132 included in the H generation circuit 128 outputs the logical sum of A' and D'. A first AND circuit 134 included in the H generation circuit 128 outputs a logical product of A' and A'.
  • Such an H generation circuit 128 outputs the logical sum of A' and D' as the secondary side control signal (H) in the first mode. In the second mode, the H generation circuit 128 outputs A' as the secondary side control signal (H).
  • the signal generation circuit 110 configured as described above can generate the secondary side control signals (E to H) as shown in FIG. 17 in the first mode. In addition, in the second mode, the signal generation circuit 110 can generate the secondary side control signals (E to H) as shown in FIG.
  • the positive side of the secondary AC voltage is applied to the first intermediate terminal 68 and the secondary AC voltage is applied to the second intermediate terminal 70 during the transmission period.
  • the connections between the secondary coil 62 and the first intermediate terminal 68 and between the secondary coil 62 and the second intermediate terminal 70 in the rectifier circuit 36 are DC-AC so that the negative side of the voltage is applied. Switching is performed in synchronization with switching of the conversion circuit 32 . This allows the DC-DC converter 10 to eliminate power loss during the transmission period.
  • the DC-DC converter 10 in the freewheeling period, current flows from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 via the rectifier circuit 36, and from the second intermediate terminal 70 A diode rectifies the rectifier circuit 36 so that current flows through the rectifier circuit 36 to the first intermediate terminal 68 .
  • the DC-DC converter 10 sets the reverse return current during the return period, that is, the current flowing through the rectifier circuit 36 in the direction from the first intermediate terminal 68 to the second intermediate terminal 70 to 0. Power loss due to hard switching can be suppressed.
  • the forward return current that is, the direction from the second intermediate terminal 70 to the first intermediate terminal 68, flows through the rectifier circuit 36 during the return period. Since there is only one diode through which the current that flows through the diode is used, the power loss during the freewheeling period can be reduced.
  • FIG. 21 is a diagram showing the configuration of a vehicle 200 to which the DC-DC converter 10 is applied.
  • Vehicle 200 includes a first battery 212 , a second battery 214 , an electrical device 216 and a charging device 218 .
  • the first battery 212 is, for example, a lithium ion battery, and power is supplied from a charging stand for electric vehicles.
  • the first battery 212 generates a DC voltage of about 360V, for example.
  • the second battery 214 is, for example, a lead-acid battery, and is charged by transferring the power of the first battery 212 .
  • the second battery 214 generates a DC voltage of about 12V, for example.
  • the electrical device 216 is a device mounted on the vehicle 200 .
  • the electrical device 216 operates on the power output from the charging device 218 or the power charged in the second battery 214 .
  • the electrical equipment 216 is an onboard computer, power steering, headlights, air conditioner, and the like.
  • a charging device 218 includes the DC-DC converter 10 of either the first embodiment or the second embodiment. Charging device 218 extracts power from first battery 212 and charges second battery 214 . For example, the DC-DC converter 10 included in the charging device 218 steps down the DC voltage generated from the first battery 212 and converts it into a DC voltage that can charge the second battery 214 .
  • the vehicle 200 can run by driving the motor with the electric power of the first battery 212 .
  • vehicle 200 can drive electrical device 216 with the electric power of second battery 214 to perform various control and auxiliary operations of vehicle 200 .
  • vehicle 200 can efficiently convert power with little power loss in the DC-DC converter 10 in the charging device 218 . Accordingly, vehicle 200 can efficiently charge second battery 214 with electric power of first battery 212 .
  • DC-DC converter 22 first input terminal, 24 second input terminal, 26 first output terminal, 28 second output terminal, 32 DC-AC conversion circuit, 34 transformer, 36 rectifier circuit, 38 smoothing circuit, 40 control Circuit, 42 first AC terminal, 44 second AC terminal, 46 conversion capacitor, 52 first conversion switch, 54 second conversion switch, 56 third conversion switch, 58 fourth conversion switch, 60 primary coil, 62 secondary side coil, 64 first transformer output terminal, 66 second transformer output terminal, 68 first intermediate terminal, 70 second intermediate terminal, 72 first switch element, 74 second switch element, 76 third switch element, 78 fourth Switch element, 80 smoothing inductor, 82 smoothing capacitor, 200 vehicle, 212 first battery, 214 second battery, 216 electric device, 218 charging device

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Abstract

本開示に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、ＤＣ－ＡＣ変換回路と、トランスと、整流回路と、平滑回路と、制御回路と、を備える。ＤＣ－ＡＣ変換回路は、直流の入力電圧を正負に反転させるスイッチングすることにより、一次側交流電圧に変換する。トランスは、一次側交流電圧が印加され、二次側交流電圧を発生する。整流回路は、二次側交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する。制御回路は、直流の入力電圧の電力をＤＣ－ＡＣ変換回路からトランスへと伝達していない還流期間において、平滑回路に接続された一方の中間端子である第１中間端子から、平滑回路に接続された第１中間端子とは逆の第２中間端子へと整流回路を経由して電流が流れず、且つ、第２中間端子から第１中間端子へと整流回路を経由して電流が流れるように、整流回路に対してダイオードにより整流をさせる。

Description

ＤＣ－ＤＣコンバータおよび車両
　本開示は、ＤＣ－ＤＣコンバータおよび車両に関する。
　トランスを用いた絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータが知られている。このようなＤＣ－ＤＣコンバータは、例えば、車載用のリチウムイオン電池の電力を鉛蓄電池へと充電するための車載充電器に用いられる。車載充電器に用いられるＤＣ－ＤＣコンバータは、例えば、リチウムイオン電池の３６０Ｖ程度の直流電圧を１４Ｖ程度の直流電圧に変換する。特許文献１には、トランスを用いたＤＣ－ＤＣコンバータが記載されている。
　ＤＣ－ＤＣコンバータは、目標電圧または目標電流に対する出力電圧または出力電流の偏差に応じて、入力側の電力を出力側へと伝達する伝達期間と、入力側の電力を出力側に伝達しない還流期間との割合が調整される。すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータは、偏差がマイナスの場合には伝達期間の割合を大きくし、偏差がプラスの場合には還流期間の割合を大きくする。
　また、例えば車載充電器に用いられるＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスの２次側にスイッチ素子を用いて、同期整流が行われる場合が多い。同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、電流が流れる期間においてスイッチ素子をオンとさせるので、２次側にダイオードのみを用いたダイオード整流方式と比較して、導電損失を抑制することができる。
　また、フルブリッジ型の同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、還流期間において、二次側のフルブリッジ型のスイッチ素子を構成する各ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｃｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を全てオンとし、出力段の平滑回路と二次側のフルブリッジ型のスイッチ素子との間で内部閉路を形成する。これにより、フルブリッジ型の同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、還流期間において、内部閉路に還流電流を流して、平滑回路から負荷へと供給する出力電流が一定となるように保持する。
　ところで、フルブリッジ型の同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、軽負荷の場合、すなわち、平滑回路から外部へと出力される出力電流が小さい場合、還流期間において、二次側のフルブリッジ型のスイッチ素子に対して、平滑回路から、逆方向の還流電流が流れる。フルブリッジ型のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、フルブリッジを構成する各ＭＯＳＦＥＴは、ドレインが平滑回路の高電位側に接続され、ソースが平滑回路の低電位側に接続される。従って、軽負荷の場合、フルブリッジを構成する各ＭＯＳＦＥＴには、ドレインからソースに向かう方向に電流が流れる。
　しかし、フルブリッジを構成する各ＭＯＳＦＥＴは、ドレインからソースに向かう方向に電流が流れた状態でスイッチングが行われた場合、ハードスイッチングとなり大きなスイッチング損失を発生する。また、このようなスイッチングが行われた場合、ＭＯＳＦＥＴは、大きなダメージが加わる。
　このようなハードスイッチングによるスイッチング損失を無くすため、従来のフルブリッジ型のＤＣ－ＤＣコンバータは、軽負荷の場合に、予め全てのＭＯＳＦＥＴをオフして、同期整流に代えて、ボディーダイオードによるダイオード整流をする。これにより、従来のフルブリッジ型のＤＣ－ＤＣコンバータは、ボディーダイオードの逆方向の還流電流を阻止するので、ＭＯＳＦＥＴのハードスイッチングを無くすことができる。
　しかし、従来のフルブリッジ型のＤＣ－ＤＣコンバータは、このように全てのＭＯＳＦＥＴをオフとしてダイオード整流をした場合、直列に接続される２つのボディーダイオードを経由して電流が流れるので、損失が非常に大きい。従って、従来のＤＣ－ＤＣコンバータは、軽負荷時において、効率良く電療変換をすることができなかった。
特開２０１９－１６１９９２号公報
　本開示の目的は、効率良く電力変換をすることができるＤＣ－ＤＣコンバータおよび車両を提供することである。
　本開示に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、ＤＣ－ＡＣ変換回路と、トランスと、整流回路と、平滑回路と、制御回路と、を備える。前記ＤＣ－ＡＣ変換回路は、直流の入力電圧を正負に反転させるスイッチングすることにより、一次側交流電圧に変換する。前記トランスは、前記一次側交流電圧が印加される一次側コイルと、前記一次側コイルに磁気的に結合される二次側コイルとを含み、前記二次側コイルに二次側交流電圧を発生する。前記整流回路は、前記二次側交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する。前記平滑回路は、前記整流電圧を平滑化した直流の出力電圧を出力する。前記制御回路は、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路および前記整流回路の動作を制御する。前記制御回路は、前記入力電圧の電力を前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から前記トランスへと伝達していない還流期間において、前記平滑回路に接続された一方の中間端子である第１中間端子から、前記平滑回路に接続された前記第１中間端子とは逆の第２中間端子へと前記整流回路を経由して電流が流れず、且つ、前記第２中間端子から前記第１中間端子へと前記整流回路を経由して電流が流れるように、前記整流回路に対してダイオードにより整流をさせる。
　また、本開示に係る車両は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータを含む。
図１は、実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図２は、ＤＣ－ＡＣ変換回路の構成、および、制御回路からＤＣ－ＡＣ変換回路へ供給される制御信号を示す図である。 図３は、ＤＣ－ＡＣ変換回路へ供給される制御信号のタイミングチャートである。 図４は、整流回路の構成、および、制御回路からＤＣ－ＡＣ変換回路へ供給される制御信号を示す図である。 図５は、第１伝達期間における整流回路のスイッチング状態を示す図である。 図６は、第２伝達期間における整流回路のスイッチング状態を示す図である。 図７は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第１例を示す図である。 図８は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第２例を示す図である。 図９は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第３例を示す図である。 図１０は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第４例を示す図である。 図１１は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第５例を示す図である。 図１２は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第６例を示す図である。 図１３は、重負荷が接続された状態において、伝達期間に同期スイッチングをし、還流期間にスイッチ素子を全てオンにした場合の、電圧および電流の概略の波形図である。 図１４は、軽負荷が接続された状態において、伝達期間に同期スイッチングをし、還流期間にスイッチ素子を全てオンにした場合の、電圧および電流の概略の波形図である。 図１５は、軽負荷が接続された状態における、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの電圧および電流の概略の波形図である。 図１６は、モードの設定処理を示すフローチャートである。 図１７は、第１モードにおける制御信号のタイミングチャートである。 図１８は、第２モードにおける制御信号のタイミングチャートである。 図１９は、二次側の制御信号を生成するための基準信号の波形を示す図である。 図２０は、二次側の制御信号を生成するためのロジック回路の構成を示す図である。 図２１は、車両の構成を示す図である。
　以下、図面を参照しながら、本開示に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０の実施形態について説明する。
　図１は、第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０の構成を示す図である。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、前段の装置から直流の入力電圧ＶＩを受け取り、受け取った直流の入力電圧ＶＩを直流の出力電圧ＶＯに電力変換して、後段の装置に出力電圧ＶＯを供給する電力変換装置である。本実施形態において、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、直流の入力電圧ＶＩを降圧した直流の出力電圧ＶＯを出力する。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、直流の入力電圧ＶＩを昇圧した直流の出力電圧ＶＯを出力してもよい。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１入力端子２２と、第２入力端子２４と、第１出力端子２６と、第２出力端子２８と、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２と、トランス３４と、整流回路３６と、平滑回路３８と、制御回路４０とを備える。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１入力端子２２と第２入力端子２４との間に、前段の装置から直流の入力電圧ＶＩを受け取る。第１入力端子２２は、第２入力端子２４より高い電圧が印加される。なお、第１入力端子２２および第２入力端子２４のそれぞれは、前段の装置と接続するケーブルまたは配線等であってもよい。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１出力端子２６と第２出力端子２８との間から、後段の装置へと直流の出力電圧ＶＯを出力する。第１出力端子２６は、第２出力端子２８より高い電圧が発生する。なお、第１出力端子２６および第２出力端子２８のそれぞれは、後段の装置と接続するケーブルまたは配線等であってもよい。
　ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、第１入力端子２２と第２入力端子２４との間に印加された直流の入力電圧ＶＩを正負に反転させるスイッチングすることにより、入力電圧を一次側交流電圧に変換する。そして、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、第１交流端子４２と第２交流端子４４との間に一次側交流電圧を出力する。一次側交流電圧の波形は、パスル状の波形であってもよい。
　ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、フルブリッジ方式のコンバータである。フルブリッジ方式のコンバータである場合、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、変換キャパシタ４６と、第１変換スイッチ５２と、第２変換スイッチ５４と、第３変換スイッチ５６と、第４変換スイッチ５８とを含む。第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８は、制御回路４０からの制御に応じて電力線を導通または不通に切り替えるＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子である。
　変換キャパシタ４６は、第１入力端子２２と第２入力端子２４との間に接続される。なお、変換キャパシタ４６は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２の入力側の外部に設けられていてもよい。
　第１変換スイッチ５２は、第１入力端子２２と第１交流端子４２との間に接続される。第２変換スイッチ５４は、第２入力端子２４と第１交流端子４２との間に接続される。第３変換スイッチ５６は、第１入力端子２２と第２交流端子４４との間に接続される。第４変換スイッチ５８は、第２入力端子２４と第２交流端子４４との間に接続される。第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８は、制御回路４０により、第１交流端子４２と第２交流端子４４との間に、一次側交流電圧が発生するように、スイッチング制御される。これにより、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、直流の入力電圧ＶＩを一次側交流電圧に変換することができる。
　トランス３４は、一次側コイル６０と、二次側コイル６２とを含む。
　一次側コイル６０は、第１交流端子４２と第２交流端子４４との間に接続される。二次側コイル６２は、一次側コイル６０に磁気的に結合される。二次側コイル６２は、一次側交流電圧に基づく二次側交流電圧を出力する。従って、トランス３４は、一次側コイル６０に一次側交流電圧が印加されることによって、二次側コイル６２に二次側交流電圧を発生する。
　また、トランス３４は、第１トランス出力端子６４と、第２トランス出力端子６６とを含む。第１トランス出力端子６４は、二次側コイル６２の一方の端子に接続される。第２トランス出力端子６６は、二次側コイル６２の第１トランス出力端子６４が接続された端子とは逆側の端子に接続される。従って、トランス３４は、第１トランス出力端子６４と第２トランス出力端子６６との間に二次側交流電圧を発生する。
　整流回路３６は、二次側コイル６２から出力される二次側交流電圧を全波整流する。そして、整流回路３６は、二次側コイル６２から出力される二次側交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する。整流回路３６は、第１中間端子６８と、第２中間端子７０との間に整流電圧を出力する。
　整流回路３６は、フルブリッジ方式の同期全波整流を行う。より具体的には、整流回路３６は、第１スイッチ素子７２と、第２スイッチ素子７４と、第３スイッチ素子７６と、第４スイッチ素子７８とを含む。第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８は、例えば、　制御回路４０からの制御に応じてオンまたはオフに切り替えられる半導体素子である。
　第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８のそれぞれは、オンした場合に電力線を導通する。また、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８のそれぞれは、オフした場合にダイオードとして機能する。
　本実施形態において、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８は、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴは、ソースからドレインに向かう方向を順方向とするボディーダイオードを含む。すなわち、ＭＯＳＦＥＴは、ソースとドレインとの間の導通または非導通とするスイッチとして機能するとともに、オフした場合にはソースにアノードが接続され且つドレインにカソードが接続されたダイオードとして機能する。従って、ＭＯＳＦＥＴは、オフ時において、ソース電位がドレイン電位よりも高い場合に、導通して電流を流し、ソース電位がドレイン電位より低い場合には、非導通となり電流を流さない。
　第１スイッチ素子７２は、第１トランス出力端子６４と第１中間端子６８との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴである場合、第１スイッチ素子７２は、ソースが第１トランス出力端子６４に接続され、ドレインが第１中間端子６８に接続される。従って、ＭＯＳＦＥＴである第１スイッチ素子７２は、ボディーダイオードのアノードが第１トランス出力端子６４に接続され、ボディーダイオードのカソードが第１中間端子６８に接続される。
　第２スイッチ素子７４は、第２中間端子７０と第１トランス出力端子６４との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴである場合、第２スイッチ素子７４は、ソースが第２中間端子７０に接続され、ドレインが第１トランス出力端子６４に接続される。従って、ＭＯＳＦＥＴである第２スイッチ素子７４は、ボディーダイオードのアノードが第２中間端子７０に接続され、ボディーダイオードのカソードが第１トランス出力端子６４に接続される。
　第３スイッチ素子７６は、第２トランス出力端子６６と第１中間端子６８との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴである場合、第３スイッチ素子７６は、ソースが第２トランス出力端子６６に接続され、ドレインが第１中間端子６８に接続される。従って、ＭＯＳＦＥＴである第３スイッチ素子７６は、ボディーダイオードのアノードが第２トランス出力端子６６に接続され、ボディーダイオードのカソードが第１中間端子６８に接続される。
　第４スイッチ素子７８は、第２中間端子７０と第２トランス出力端子６６との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴである場合、第４スイッチ素子７８は、ソースが第２中間端子７０に接続され、ドレインが第２トランス出力端子６６に接続される。従って、ＭＯＳＦＥＴである第４スイッチ素子７８は、ボディーダイオードのアノードが第２中間端子７０に接続され、ボディーダイオードのカソードが第２トランス出力端子６６に接続される。
　また、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴである場合、ゲートに、制御回路４０からの制御信号が印加される。従って、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８は、制御回路４０からの制御信号によってオンまたはオフが切り替えられる。
　平滑回路３８は、整流回路３６から出力される整流電圧を平滑化する。例えば、平滑回路３８は、平滑インダクタ８０と、平滑キャパシタ８２とを含む、ＬＣ型ローパスフィルタであってもよい。この場合、平滑インダクタ８０および平滑キャパシタ８２は、第１中間端子６８と第２中間端子７０との間に直列に接続される。そして、この場合、平滑回路３８は、平滑キャパシタ８２の両端電圧を、整流電圧を平滑化した電圧として出力する。
　第１出力端子２６は、平滑回路３８に含まれる平滑キャパシタ８２における、平滑インダクタ８０に接続されている側の端子と接続される。また、例えば、第２出力端子２８は、平滑回路３８に含まれる平滑キャパシタ８２における、平滑インダクタ８０に接続されていない側の端子と接続される。そして、第１出力端子２６および第２出力端子２８は、後段の装置へ、直流の出力電圧ＶＯを出力する。
　制御回路４０は、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）およびＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）を含む。制御回路４０は、予めせて設定されたプログラムに基づいて、処理を実行する。例えば、制御回路４０は、例えばＣＰＵ等のプロセッサとＲＯＭ等に記憶されたプログラム（ソフトウェア）との協働により制御信号を生成する。なお、制御回路４０の機能は、ソフトウェアによって実現されるものに限らず、ロジック回路等を含む回路であってもよいし、専用回路等のハードウェア構成によって実現されてもよい。
　制御回路４０は、第１出力端子２６と第２出力端子２８との間に出力される出力電圧ＶＯの測定値、または、出力電圧ＶＯが印加される負荷に供給される出力電流ＩＯの測定値を取得する。制御回路４０は、出力電圧ＶＯの測定値と目標電圧との偏差または出力電流ＩＯの測定値と目標電流との偏差を算出する。そして、制御回路４０は、算出した偏差を小さくするように、伝達期間と還流期間との比率を制御する。
　例えば、制御回路４０は、算出した偏差に応じて、伝達期間と還流期間との比率を変更するように、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２をスイッチング制御する。例えば、制御回路４０は、第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８におけるオンとオフとを、出力電圧ＶＯの測定値と目標電圧との偏差または出力電流ＩＯの測定値と目標電流との偏差に応じて制御する。
　図２は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２の構成、および、制御回路４０からＤＣ－ＡＣ変換回路３２へ供給される制御信号を示す図である。本実施形態においては、制御回路４０は、第１変換スイッチ５２をオン／オフするための制御信号（Ａ）、第２変換スイッチ５４をオン／オフするための制御信号（Ｂ）、第３変換スイッチ５６をオン／オフするための制御信号（Ｃ）、および、第４変換スイッチ５８をオン／オフするための制御信号（Ｄ）をＤＣ－ＡＣ変換回路３２に供給する。
　図３は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２へ供給される制御信号のタイミングチャートである。より詳しくは、図３は、第１変換スイッチ５２と第２変換スイッチ５４を遅れレグ、第３変換スイッチ５６と第４変換スイッチ５８を進みレグとしたフェーズシフトフルブリッジコンバータの制御方式のタイミングチャートである。また、図３では、第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８のオンＤｕｔｙは０．５であるが、伝達期間と還流期間を切り替えるスイッチング時に、第１変換スイッチ５２と第２変換スイッチ５４が同時にオン状態となり電源短絡しないよう、両方がオフとなる短い期間（デッドタイム）を設けてもよい。その場合、例えばオンＤｕｔｙを０．４７とする。なお、第３変換スイッチ５６と第４変換スイッチ５８についても同様にデッドタイムを設けてもよい。
　制御回路４０は、第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８を制御して、第１伝達期間、第１還流期間、第２伝達期間、および、第２還流期間を順次に切り替える。
　第１伝達期間および第２伝達期間のそれぞれは、直流の入力電圧ＶＩの電力をＤＣ－ＡＣ変換回路３２からトランス３４へと伝達している伝達期間である。
　第１伝達期間は、トランス３４の一次側コイル６０に対して正または負のうちの一方である第１極性の電圧を印加して、トランス３４の二次側コイル６２から正の二次側交流電圧を発生させる期間である。すなわち、第１伝達期間は、第１トランス出力端子６４から第２トランス出力端子６６より高い電圧を発生させている期間である。
　第２伝達期間は、トランス３４の一次側コイル６０に対して正または負のうちの第１極性とは反対の第２極性の電圧を印加して、トランス３４の二次側コイル６２から負の二次側交流電圧を発生させる期間である。すなわち、第２伝達期間は、第２トランス出力端子６６から第１トランス出力端子６４より高い電圧を発生させている期間である。
　第１伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ａ）および制御信号（Ｄ）をＨ論理とすることにより第１変換スイッチ５２および第４変換スイッチ５８をオンとし、制御信号（Ｂ）および制御信号（Ｃ）をＬ論理とすることにより第２変換スイッチ５４および第３変換スイッチ５６をオフとする。これにより、制御回路４０は、第１伝達期間において、第１入力端子２２をトランス３４の第１交流端子４２に接続し、第２入力端子２４をトランス３４の第２交流端子４４に接続することができる。
　第２伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｂ）および制御信号（Ｃ）をＨ論理とすることにより第２変換スイッチ５４および第３変換スイッチ５６をオンとし、制御信号（Ａ）および制御信号（Ｄ）をＬ論理とすることにより第１変換スイッチ５２および第４変換スイッチ５８をオフとする。これにより、制御回路４０は、第２伝達期間において、第１入力端子２２をトランス３４の第２交流端子４４に接続し、第２入力端子２４をトランス３４の第１交流端子４２に接続することができる。
　第１還流期間および第２還流期間のそれぞれは、直流の入力電圧ＶＩの電力をＤＣ－ＡＣ変換回路３２からトランス３４へと伝達していない還流期間である。
　制御回路４０は、還流期間において、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２からトランス３４へと電力が供給されず、一次側コイル６０を含む閉回路が形成されるように、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２を切り替える。これにより、制御回路４０は、還流期間において、一次側コイル６０に蓄積されたエネルギーを閉回路内に保持させることができる。
　第１還流期間において、制御回路４０は、例えば、制御信号（Ａ）および制御信号（Ｃ）をＨ論理とすることにより第１変換スイッチ５２および第３変換スイッチ５６をオンとし、制御信号（Ｂ）および制御信号（Ｄ）をＬ論理とすることにより第２変換スイッチ５４および第４変換スイッチ５８をオフとする。これにより、制御回路４０は、第１変換スイッチ５２、第３変換スイッチ５６および一次側コイル６０を含む閉回路を形成させることができる。
　第２還流期間において、制御回路４０は、例えば、制御信号（Ｂ）および制御信号（Ｄ）をＨ論理とすることにより第２変換スイッチ５４および第４変換スイッチ５８をオンとし、制御信号（Ａ）および制御信号（Ｃ）をＬ論理とすることにより第１変換スイッチ５２および第３変換スイッチ５６をオフとする。これにより、制御回路４０は、第２変換スイッチ５４、第４変換スイッチ５８および一次側コイル６０を含む閉回路を形成させることができる。
　そして、制御回路４０は、出力電圧ＶＯの測定値と目標電圧との偏差または出力電流ＩＯの測定値と目標電流との偏差に応じて、伝達期間と還流期間との比率を制御する。例えば、制御回路４０は、偏差がマイナスの場合には、伝達期間の比率を大きくし、偏差がプラスの場合には、伝達期間の比率を小さくするように制御する。例えば、制御回路４０は、Ａ信号（およびＢ信号）と、Ｃ信号（およびＤ信号）との位相関係を変化させることにより、伝達期間と還流期間との比率を制御する。これに代えて、制御回路４０は、位相関係を固定して、Ａ信号（およびＢ信号）のデューティー比、または、Ｃ信号（およびＤ信号）のデューティー比を変化させることにより、伝達期間と還流期間との比率を制御してもよい。これにより、制御回路４０は、出力電圧ＶＯまたは出力電流ＩＯを目標値とすることができる。
　図４は、整流回路３６の構成、および、制御回路４０から整流回路３６へ供給される制御信号を示す図である。
　制御回路４０は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２のスイッチの切り換えに同期して、整流回路３６に含まれる第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替える。すなわち、制御回路４０は、第１伝達期間、第１還流期間、第２伝達期間および第２還流期間の切り換えに同期して、それぞれの期間に対して予め定められたオン／オフのパターンに従って、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替える。
　本実施形態においては、制御回路４０は、第１スイッチ素子７２をオン／オフするための制御信号（Ｅ）、第２スイッチ素子７４をオン／オフするための制御信号（Ｆ）、第３スイッチ素子７６をオン／オフするための制御信号（Ｇ）、および、第４スイッチ素子７８をオン／オフするための制御信号（Ｈ）を整流回路３６に供給する。なお、各制御信号（Ｅ～Ｆ）は、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオンとさせる電圧がＨ論理となり、オフとさせる電圧がＬ論理となる。
　ここで、伝達期間において、制御回路４０は、第１中間端子６８に二次側交流電圧の正側が印加され、且つ、第２中間端子７０に二次側交流電圧の負側が印加されるように、整流回路３６における二次側コイル６２と第１中間端子６８との間および二次側コイル６２と第２中間端子７０との間の接続を、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２のスイッチングに同期して切り替える。なお、伝達期間における整流回路３６の具体的なスイッチングパターンについては、図５および図６を参照して後述する。
　また、還流期間において、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと整流回路３６を経由して電流が流れず、且つ、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと整流回路３６を経由して電流が流れるように、整流回路３６に対してダイオードにより整流をさせる。
　本実施形態において、ダイオードは、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８のそれぞれに含まれるボディーダイオードである。本実施形態においては、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向に整流回路３６内の１個のみのボディーダイオードを通過して電流が流れ、且つ、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう方向には整流回路３６内のボディーダイオードの整流機能により電流が阻止されるように、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替える。
　例えば、還流期間において、制御回路４０は、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６をオフとし、且つ、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８のうちの少なくとも１つをオンとする。または、還流期間において、制御回路４０は、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８をオフとし、且つ、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６のうちの少なくとも１つをオンとする。なお、還流期間における、整流回路３６の具体的なスイッチングパターンについては、図７から図１２を参照して後述する。
　制御回路４０は、整流回路３６をこのように制御することにより、伝達期間における、ダイオードを順方向に電流が通過することによる電力損失を無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流、すなわち、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう方向に整流回路３６を経由して流れる電流を、０としてハードスイッチングによる電力損失を抑制することができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流、すなわち、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向に整流回路３６を経由して流れる電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができ、還流期間における電力損失を小さくすることができる。
　図５は、第１伝達期間における整流回路３６のスイッチング状態を示す図である。第１伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｈ）をＨ論理とすることにより第１スイッチ素子７２および第４スイッチ素子７８をオンとする。且つ、第１伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理とすることにより第２スイッチ素子７４および第３スイッチ素子７６をオフとする。
　第１伝達期間において、トランス３４は、第１トランス出力端子６４から第２トランス出力端子６６より高い電圧を発生している。従って、制御回路４０は、第１伝達期間においてこのような切り替えをすることにより、第１トランス出力端子６４を第１中間端子６８に接続し、且つ、第２トランス出力端子６６を第２中間端子７０に接続して、二次側交流電圧を整流した整流電圧を第１中間端子６８と第２中間端子７０との間に印加することができる。これにより、制御回路４０は、第２中間端子７０から二次側コイル６２を経由して第１中間端子６８へとダイオードを通過させることなく電流を流すことができるので、電力損失を無くすことができる。
　図６は、第２伝達期間における整流回路３６のスイッチング状態を示す図である。第２伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＨ論理とすることにより第２スイッチ素子７４および第３スイッチ素子７６をオンとする。且つ、且つ、第２伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより第１スイッチ素子７２および第４スイッチ素子７８をオフとする。
　第２伝達期間において、トランス３４は、第２トランス出力端子６６から第１トランス出力端子６４より高い電圧を発生している。従って、制御回路４０は、第２伝達期間においてこのような切り替えをすることにより、第２トランス出力端子６６を第１中間端子６８に接続し、且つ、第１トランス出力端子６４を第２中間端子７０に接続して、二次側交流電圧を整流した整流電圧を第１中間端子６８と第２中間端子７０との間に印加することができる。これにより、制御回路４０は、第１中間端子６８から二次側コイル６２を経由して第２中間端子７０へとダイオードを通過させることなく電流を流すことができるので、電力損失を無くすことができる。
　図７は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第１例を示す図である。還流期間（例えば第１還流期間または第２還流期間）において、一例として、図７に示すように、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｇ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）をＨ論理とすることにより第２スイッチ素子７４をオンとする。
　これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２のボディーダイオードおよびオン状態の第２スイッチ素子７４を経由して流すことができる。そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
　図８は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第２例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図８に示すように、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４および第３スイッチ素子７６をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｈ）をＨ論理とすることにより第４スイッチ素子７８をオンとする。
　これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第３スイッチ素子７６のボディーダイオードおよびオン状態の第４スイッチ素子７８を経由して流すことができる。そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
　図９は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第３例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図９に示すように、制御信号（Ｆ）、制御信号（Ｇ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）をＨ論理とすることにより第１スイッチ素子７２をオンとする。
　これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４のボディーダイオードおよびオン状態の第１スイッチ素子７２を経由して流すことができる。そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
　図１０は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第４例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図１０に示すように、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｇ）をＨ論理とすることにより第３スイッチ素子７６をオンとする。
　これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第４スイッチ素子７８のボディーダイオードおよびオン状態の第３スイッチ素子７６を経由して流すことができる。そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
　図１１は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第５例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図１１に示すように、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｈ）をＨ論理とすることにより第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８をオンとする。
　これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２のボディーダイオードおよびオン状態の第２スイッチ素子７４、または、第３スイッチ素子７６のボディーダイオードおよびオン状態の第４スイッチ素子７８を経由して流すことができる。なお、順方向の還流電流は、理論的には、２つの経路に分配されて流れるが、実際には、抵抗値のバランスの違いにより何れか一方の経路を流れる。
　そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
　図１２は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第６例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図１２に示すように、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｇ）をＨ論理とすることにより第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６をオンとする。
　これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４のボディーダイオードおよびオン状態の第１スイッチ素子７２、または、第４スイッチ素子７８のボディーダイオードおよびオン状態の第３スイッチ素子７６を経由して流すことができる。なお、順方向の還流電流は、理論的には、２つの経路に分配されて流れるが、実際には、抵抗値のバランスの違いにより何れか一方の経路を流れる。
　そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
　図１３は、重負荷が接続された状態において、伝達期間に同期スイッチングをし、還流期間にスイッチ素子を全てオンにした場合の、電圧および電流の概略の波形図である。
　Ｉｏは、出力電流である。Ｖｏは、出力電圧である。ＩＬは、平滑インダクタ８０に流れる電流である。ＶＭは、第１中間端子６８と第２中間端子７０との間に印加される整流電圧である。
　整流電圧（ＶＭ）は、伝達期間に正の電圧となり、還流期間に０となる。平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、伝達期間に増加し、還流期間に減少する。
　出力電圧（Ｖｏ）は、整流電圧（ＶＭ）を平均化した値となる。出力電流（Ｉｏ）は、平滑インダクタ電流（ＩＬ）を平均化した値となる。
　図１３の例においては、重負荷が接続されており、出力電流（Ｉｏ）は、３０Ａ程度であり、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、２０Ａ程度から４０Ａ程度までの間を増減する。従って、重負荷が接続されている場合、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、還流期間中にマイナスの値とならない。すなわち、重負荷が接続されている場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、逆方向の還流電流を流さない。
　図１４は、軽負荷が接続された状態において、伝達期間に同期スイッチングをし、還流期間にスイッチ素子を全てオンにした場合の、電圧および電流の概略の波形図である。
　図１４の例においては、軽負荷が接続されており、出力電流（Ｉｏ）は、５Ａ程度である。この場合、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、－５Ａ程度から１５Ａ程度までの間を増減する。
　図１４の例の場合、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、マイナスの値となる期間が含まれる。この期間においては、整流回路３６は、逆方向の還流電流が流れる。従って、整流回路３６は、このような逆方向の還流電流が流れた状態でスイッチングが行われた場合、ハードスイッチングとなり大きなスイッチング損失を発生する。
　図１５は、軽負荷が接続された状態における、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０の電圧および電流の概略の波形図である。
　本実施形態に係る制御回路４０は、還流期間において、逆方向の平滑インダクタ電流（ＩＬ）が流れないようにダイオードにより逆流を阻止する。且つ、本実施形態に係る制御回路４０は、還流期間において、整流回路３６に順方向の還流電流が流れるように、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替える。
　従って、図１５に示すように、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、軽負荷が接続された状態であっても、マイナスの値とはならない。従って、制御回路４０は、ハードスイッチングを生じさせず、効率良く電力変換をすることができる。
　図１６は、モードの設定処理を示すフローチャートである。制御回路４０は、例えば定期的に、図１６に示すモードの設定処理を実行してもよい。
　まず、Ｓ１１において、制御回路４０は、平滑回路３８から出力される出力電流（Ｉｏ）が予め設定された設定値より大きいか否かを判断する。出力電流（Ｉｏ）が設定値より大きい場合（Ｓ１１のＹｅｓ）、処理をＳ１２に進める。そして、Ｓ１２において、制御回路４０は、第１モードに設定する。出力電流（Ｉｏ）が設定値より大きくない場合（Ｓ１１のＮｏ）、処理をＳ１３に進める。そして、Ｓ１３において、制御回路４０は、第２モードに設定する。
　図１７は、第１モードにおける制御信号のタイミングチャートである。
　第１モードに設定されている場合、伝達期間おいて、制御回路４０は、第１中間端子６８に対して二次側交流電圧の正側が印加され、第２中間端子７０に対して二次側交流電圧の負側が印加されるように、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２に同期して、整流回路３６をスイッチングする。具体的には、第１伝達期間おいて、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｈ）をＨ論理とし、且つ、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理とする。また、第２伝達期間おいて、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＨ論理とし、且つ、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とする。
　第１モードに設定されている場合、還流期間おいて、制御回路４０は、全ての制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｆ）、制御信号（Ｇ）および制御信号（Ｈ）をＨ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオンとする。
　重負荷が接続された場合、還流電流は、マイナスの値とはならない。すなわち、出力電流（Ｉｏ）が設定値より大きい場合、整流回路３６には、逆方向の還流電流が流れない。このため、重負荷が接続された場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、ハードスイッチングによるスイッチング損失が生じない。従って、出力電流（Ｉｏ）が設定値より大きい場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を全てオンとすることにより、ボディーダイオードによる電力損失を無くして、効率良く電力変換をさせることができる。
　図１８は、第２モードにおける制御信号のタイミングチャートである。第２モードに設定されている場合、伝達期間おいて、制御回路４０は、整流回路３６に対して第１モードと同一の制御を実行する。
　第２モードに設定されている場合、還流期間おいて、制御回路４０は、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向に整流回路３６内の１個のみのボディーダイオードを通過して電流が流れ、且つ、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう方向には整流回路３６内のボディーダイオードの整流機能により電流が阻止されるように整流回路３６を切り替える。
　例えば、図１８の例においては、第１還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｈ）をＨ論理とし、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理として、第４スイッチ素子７８をオンとし、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４および第３スイッチ素子７６をオフとしている。また、図１８の例においては、第２還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）をＨ論理とし、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｇ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理として、第２スイッチ素子７４をオンとし、第１スイッチ素子７２、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオフとしている。
　なお、制御回路４０は、第２モードに設定されている場合、還流期間おいて、図１８のスイッチングパターンに限らず他のスイッチングパターンで、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替えてもよい。
　第２モードに設定されている場合に、制御回路４０は、整流回路３６をこのように制御することにより、還流期間における逆方向の還流電流が流れる可能性がある場合に限り、ダイオードにより逆方向の還流電流を阻止することができる。
　図１９は、二次側の制御信号を生成するための基準信号の波形を示す図である。制御回路４０は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２を制御するための１次側の制御信号（Ａ～Ｄ）に同期させて、整流回路３６を制御するための２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成してもよい。この場合、制御回路４０は、トランス３４の二次側コイル６２から電圧が発生されていない期間において、二次側コイル６２を平滑回路３８に接続しないように整流回路３６をスイッチングする。
　例えば、制御回路４０は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２が還流期間から伝達期間に切り替わるタイミングから、所定時間のマージンタイム分遅いタイミングにおいて、整流回路３６を還流期間から伝達期間に切り替える。また、制御回路４０は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２が伝達期間から還流期間に切り替わるタイミングから、所定時間のマージンタイム分早いタイミングにおいて、整流回路３６を伝達期間から還流期間に切り替える。
　例えば、ロジック回路により、１次側の制御信号（Ａ～Ｄ）に基づき２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成する場合、制御回路４０は、図１９に示すように、１次側の制御信号（Ａ）を補正した補正制御信号（Ａ´）を生成する。具体的には、制御回路４０は、Ｌ論理からＨ論理へと切り替わるタイミングをマージンタイム分遅くし、且つ、Ｈ論理からＬ論理へと切り替わるタイミングをマージンタイミング分早くした補正制御信号（Ａ´）を生成する。また、制御回路４０は、他の１次側の制御信号（Ｂ，Ｃ，Ｄ）についても同様に、補正制御信号（Ｂ´，Ｃ´，Ｄ´）を生成する。そして、制御回路４０は、これらの補正制御信号（Ａ´～Ｄ´）に基づき、ロジック回路により２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成する。
　図２０は、二次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成するためのロジック回路である信号生成回路１１０の構成を示す図である。制御回路４０は、二次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成するためのロジック回路である信号生成回路１１０を有してもよい。
　信号生成回路１１０は、モード信号（Ｓ）と、４つの補正制御信号（Ａ´～Ｄ´）を受け取る。モード信号（Ｓ）は、Ｈ論理の場合、第１モードで動作することを示す。モード信号（Ｓ）は、Ｌ論理の場合、第２モードで動作することを示す。
　信号生成回路１１０は、Ｅ生成回路１２２と、Ｆ生成回路１２４と、Ｇ生成回路１２６と、Ｈ生成回路１２８とを含む。
　Ｅ生成回路１２２は、第１ＯＲ回路１３２と、第１ＡＮＤ回路１３４と、反転回路１３６と、第２ＡＮＤ回路１３８と、第３ＡＮＤ回路１４０と、第２ＯＲ回路１４２とを含む。
　第１ＯＲ回路１３２は、Ａ´とＤ´との論理和を出力する。第１ＡＮＤ回路１３４は、Ａ´とＤ´との論理積を出力する。反転回路１３６は、Ｓを反転する。第２ＡＮＤ回路１３８は、第１ＯＲ回路１３２の出力信号と、Ｓとの論理積を出力する。第３ＡＮＤ回路１４０は、第１ＡＮＤ回路１３４の出力信号と、反転回路１３６の出力信号との論理積を出力する。第２ＯＲ回路１４２は、第２ＡＮＤ回路１３８の出力信号と、第３ＡＮＤ回路１４０の出力信号との論理和を出力する。
　このようなＥ生成回路１２２は、ＳがＨ論理の場合において、すなわち、第１モードの場合において、二次側の制御信号（Ｅ）として、Ａ´とＤ´との論理和を出力する。また、Ｅ生成回路１２２は、ＳがＬ論理の場合において、すなわち、第２モードの場合において、二次側の制御信号（Ｅ）として、Ａ´とＤ´との論理積を出力する。
　Ｆ生成回路１２４は、Ｅ生成回路１２２と同一の回路構成である。ただし、Ｆ生成回路１２４に含まれる第１ＯＲ回路１３２は、Ｂ´とＣ´との論理和を出力する。Ｆ生成回路１２４に含まれる第１ＡＮＤ回路１３４は、Ｂ´とＢ´との論理積を出力する。
　このようなＦ生成回路１２４は、ＳがＨ論理の場合において、すなわち、第１モードの場合において、二次側の制御信号（Ｆ）として、Ｂ´とＣ´との論理和を出力する。また、Ｆ生成回路１２４は、ＳがＬ論理の場合において、すなわち、第２モードの場合において、二次側の制御信号（Ｆ）として、Ｂ´を出力する。
　Ｇ生成回路１２６は、Ｅ生成回路１２２と同一の回路構成である。ただし、Ｇ生成回路１２６に含まれる第１ＯＲ回路１３２は、Ｂ´とＣ´との論理和を出力する。Ｇ生成回路１２６に含まれる第１ＡＮＤ回路１３４は、Ｂ´とＣ´との論理積を出力する。
　このようなＧ生成回路１２６は、第１モードの場合において、二次側の制御信号（Ｅ）として、Ｂ´とＣ´との論理和を出力する。また、Ｇ生成回路１２６は、第２モードの場合において、二次側の制御信号（Ｇ）として、Ｂ´とＣ´との論理積を出力する。
　Ｈ生成回路１２８は、Ｅ生成回路１２２と同一の回路構成である。ただし、Ｈ生成回路１２８に含まれる第１ＯＲ回路１３２は、Ａ´とＤ´との論理和を出力する。Ｈ生成回路１２８に含まれる第１ＡＮＤ回路１３４は、Ａ´とＡ´との論理積を出力する。
　このようなＨ生成回路１２８は、第１モードの場合において、二次側の制御信号（Ｈ）として、Ａ´とＤ´との論理和を出力する。また、Ｈ生成回路１２８は、第２モードの場合において、二次側の制御信号（Ｈ）として、Ａ´を出力する。
　以上のような構成の信号生成回路１１０は、第１モードにおいて、図１７に示したような２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成することができる。また、信号生成回路１１０は、第２モードにおいて、図１８に示したような２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成することができる。
　以上のように、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、伝達期間において、第１中間端子６８に二次側交流電圧の正側が印加され、且つ、第２中間端子７０に二次側交流電圧の負側が印加されるように、整流回路３６における二次側コイル６２と第１中間端子６８との間および二次側コイル６２と第２中間端子７０との間の接続を、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２のスイッチングに同期して切り替える。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、伝達期間における、電力損失を無くすことができる。
　さらに、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、還流期間において、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと整流回路３６を経由して電流が流れ、且つ、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと整流回路３６を経由して電流が流れるように、整流回路３６に対してダイオードにより整流をさせる。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、還流期間における逆方向の還流電流、すなわち、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう方向に整流回路３６を経由して流れる電流を、０としてハードスイッチングによる電力損失を抑制することができる。
　また、さらに、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、還流期間において、順方向の還流電流、すなわち、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向に整流回路３６を経由して流れる電流が通過するダイオードを１個とするので、還流期間における電力損失を小さくすることができる。
　図２１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が適用された車両２００の構成を示す図である。車両２００は、第１バッテリ２１２と、第２バッテリ２１４と、電装装置２１６と、充電装置２１８とを備える。
　第１バッテリ２１２は、例えばリチウムイオン電池であり、電気自動車用の充電スタンド等から電力が供給される。第１バッテリ２１２は、例えば３６０Ｖ程度の直流電圧を発生する。
　第２バッテリ２１４は、例えば鉛蓄電池であり、第１バッテリ２１２の電力が転送されて充電される。第２バッテリ２１４は、例えば１２Ｖ程度の直流電圧を発生する。
　電装装置２１６は、車両２００に搭載された装置である。電装装置２１６は、充電装置２１８から出力された電力、若しくは、第２バッテリ２１４に充電された電力により動作する。例えば、電装装置２１６は、車載コンピュータ、パワーステアリング、ヘッドライトおよびエアーコンディショナ等である。
　充電装置２１８は、第１実施形態または第２実施形態の何れかのＤＣ－ＤＣコンバータ１０を含む。充電装置２１８は、第１バッテリ２１２の電力を取り出し、第２バッテリ２１４へと充電する。例えば、充電装置２１８に含まれるＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１バッテリ２１２から発生された直流電圧を降圧して、第２バッテリ２１４に対して充電可能な直流電圧に変換する。
　車両２００は、第１バッテリ２１２の電力でモータを駆動して走行をすることができる。また、車両２００は、第２バッテリ２１４の電力で電装装置２１６を駆動し、車両２００の各種の制御および補助動作をすることができる。
　そして、車両２００は、充電装置２１８内のＤＣ－ＤＣコンバータ１０において、少ない電力損失で効率良く電力変換をすることができる。これにより、車両２００は、第１バッテリ２１２の電力を効率良く第２バッテリ２１４に充電することができる。
　その他、上記実施の形態は、何れも本開示を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本開示の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本開示はその要旨、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
　１０　ＤＣ－ＤＣコンバータ、２２　第１入力端子、２４　第２入力端子、２６　第１出力端子、２８　第２出力端子、３２　ＤＣ－ＡＣ変換回路、３４　トランス、３６　整流回路、３８　平滑回路、４０　制御回路、４２　第１交流端子、４４　第２交流端子、４６　変換キャパシタ、５２　第１変換スイッチ、５４　第２変換スイッチ、５６　第３変換スイッチ、５８　第４変換スイッチ、６０　一次側コイル、６２　二次側コイル、６４　第１トランス出力端子、６６　第２トランス出力端子、６８　第１中間端子、７０　第２中間端子、７２　第１スイッチ素子、７４　第２スイッチ素子、７６　第３スイッチ素子、７８　第４スイッチ素子、８０　平滑インダクタ、８２　平滑キャパシタ、２００　車両、２１２　第１バッテリ、２１４　第２バッテリ、２１６　電装装置、２１８　充電装置

Claims (10)

  1. 　直流の入力電圧を正負に反転させるスイッチングすることにより、前記入力電圧を一次側交流電圧に変換するＤＣ－ＡＣ変換回路と、
    　前記一次側交流電圧が印加される一次側コイルと、前記一次側コイルに磁気的に結合される二次側コイルとを含み、前記二次側コイルに二次側交流電圧を発生するトランスと、
    　前記二次側交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、
    　前記整流電圧を平滑化した直流の出力電圧を出力する平滑回路と、
    　前記ＤＣ－ＡＣ変換回路および前記整流回路の動作を制御する制御回路と、
    　を備え、
    　前記制御回路は、
    　前記入力電圧の電力を前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から前記トランスへと伝達していない還流期間において、前記平滑回路に接続された一方の中間端子である第１中間端子から、前記平滑回路に接続された前記第１中間端子とは逆の第２中間端子へと前記整流回路を経由して電流が流れず、且つ、前記第２中間端子から前記第１中間端子へと前記整流回路を経由して電流が流れるように、前記整流回路に対してダイオードにより整流をさせる
    　ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　前記制御回路は、前記入力電圧の電力を前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から前記トランスへと伝達している伝達期間において、前記第１中間端子に前記二次側交流電圧の正側が印加され、且つ、前記第２中間端子に前記二次側交流電圧の負側が印加されるように、前記整流回路における前記二次側コイルと前記第１中間端子との間および前記二次側コイルと前記第２中間端子との間の接続を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路のスイッチングに同期して切り替える
    　請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　前記整流回路は、
    　前記二次側コイルの一方の端子に接続された第１トランス出力端子と、前記第１中間端子との間に接続された第１スイッチ素子と、
    　前記第２中間端子と前記第１トランス出力端子との間に接続された第２スイッチ素子と、
    　前記二次側コイルの前記第１トランス出力端子が接続された端子とは逆側に接続された第２トランス出力端子と、前記第１中間端子との間に接続された第３スイッチ素子と、
    　前記第２中間端子と前記第２トランス出力端子との間に接続された第４スイッチ素子と、
    　を有する請求項２に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 　前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のそれぞれは、オンした場合に導通し、オフした場合にダイオードとして機能し、
    　前記第１スイッチ素子は、前記ダイオードのアノードが前記第１トランス出力端子に接続され、前記ダイオードのカソードが前記第１中間端子に接続され、
    　前記第２スイッチ素子は、前記ダイオードのアノードが前記第２中間端子に接続され、前記ダイオードのカソードが前記第１トランス出力端子に接続され、
    　前記第３スイッチ素子は、前記ダイオードのアノードが前記第２トランス出力端子に接続され、前記ダイオードのカソードが前記第１中間端子に接続され、
    　前記第４スイッチ素子は、前記ダイオードのアノードが前記第２中間端子に接続され、前記ダイオードのカソードが前記第２トランス出力端子に接続される
    　請求項３に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 　前記制御回路は、
    　前記伝達期間における、前記第１トランス出力端子から前記第２トランス出力端子より高い電圧を発生させている第１伝達期間において、前記第１スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオンとし、且つ、前記第２スイッチ素子および前記第３スイッチ素子をオフとし、
    　前記伝達期間における、前記第２トランス出力端子から前記第１トランス出力端子より高い電圧を発生させている第２伝達期間において、前記第２スイッチ素子および前記第３スイッチ素子をオンとし、且つ、前記第１スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオフとする
    　請求項４に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 　前記還流期間において、
    　前記第１スイッチ素子および前記第３スイッチ素子をオフとし、且つ、前記第２スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のうちの少なくとも１つをオンとする、または、
    　前記第２スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオフとし、且つ、前記第１スイッチ素子および前記第３スイッチ素子のうちの少なくとも１つをオンとする
    　請求項４または５に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 　第１モードに設定されている場合、前記制御回路は、前記還流期間において、前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオンとし、
    　第２モードに設定されている場合、前記還流期間において、前記制御回路は、
    　前記第１スイッチ素子および前記第３スイッチ素子をオフとし、且つ、前記第２スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のうちの少なくとも１つをオンとする、または、
    　前記第２スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオフとし、且つ、前記第１スイッチ素子および前記第３スイッチ素子のうちの少なくとも１つをオンとする
    　請求項４または５に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  8. 　前記制御回路は、前記平滑回路から出力される出力電流が予め設定された設定値よりも大きい場合、前記第１モードに設定し、前記出力電流が前記設定値より大きくない場合、前記第２モードに設定する
    　請求項７に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  9. 　前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor　field-effect）である
    　請求項３から８の何れか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  10. 　請求項１から９の何れか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータを含む
    　車両。
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