JP2022190562A - Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両 - Google Patents

Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両 Download PDF

Info

Publication number
JP2022190562A
JP2022190562A JP2021098936A JP2021098936A JP2022190562A JP 2022190562 A JP2022190562 A JP 2022190562A JP 2021098936 A JP2021098936 A JP 2021098936A JP 2021098936 A JP2021098936 A JP 2021098936A JP 2022190562 A JP2022190562 A JP 2022190562A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switch element
circuit
voltage
terminal
intermediate terminal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2021098936A
Other languages
English (en)
Inventor
浩行 細井
Hiroyuki Hosoi
秀樹 中田
Hideki Nakada
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd filed Critical Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority to JP2021098936A priority Critical patent/JP2022190562A/ja
Priority to PCT/JP2022/001189 priority patent/WO2022264466A1/ja
Publication of JP2022190562A publication Critical patent/JP2022190562A/ja
Priority to US18/517,386 priority patent/US20240088794A1/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

【課題】効率良く電力変換をする。【解決手段】本開示に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、ＤＣ－ＤＣコンバータは、ＤＣ－ＡＣ変換回路と、トランスと、整流回路と、平滑回路と、制御回路と、を備える。ＤＣ－ＡＣ変換回路は、直流の入力電圧を正負に反転させるスイッチングすることにより、一次側交流電圧に変換する。トランスは、一次側交流電圧が印加され、二次側交流電圧を発生する。整流回路は、二次側交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する。制御回路は、直流の入力電圧の電力をＤＣ－ＡＣ変換回路からトランスへと伝達していない還流期間において、平滑回路に接続された一方の中間端子である第１中間端子から、平滑回路に接続された第１中間端子とは逆の第２中間端子へと整流回路を経由して電流が流れず、且つ、第２中間端子から第１中間端子へと整流回路を経由して電流が流れるように、整流回路に対してダイオードにより整流をさせる。【選択図】図１

Description

本開示は、ＤＣ－ＤＣコンバータおよび車両に関する。
トランスを用いた絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータが知られている。このようなＤＣ－ＤＣコンバータは、例えば、車載用のリチウムイオン電池の電力を鉛蓄電池へと充電するための車載充電器に用いられる。車載充電器に用いられるＤＣ－ＤＣコンバータは、例えば、リチウムイオン電池の３６０Ｖ程度の直流電圧を１４Ｖ程度の直流電圧に変換する。特許文献１には、トランスを用いたＤＣ－ＤＣコンバータが記載されている。
ＤＣ－ＤＣコンバータは、目標電圧または目標電流に対する出力電圧または出力電流の偏差に応じて、入力側の電力を出力側へと伝達する伝達期間と、入力側の電力を出力側に伝達しない還流期間との割合が調整される。すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータは、偏差がマイナスの場合には伝達期間の割合を大きくし、偏差がプラスの場合には還流期間の割合を大きくする。
また、例えば車載充電器に用いられるＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスの２次側にスイッチ素子を用いて、同期整流が行われる場合が多い。同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、電流が流れる期間においてスイッチ素子をオンとさせるので、２次側にダイオードのみを用いたダイオード整流方式と比較して、導電損失を抑制することができる。
特開２０１９－１６１９９２号
また、フルブリッジ型の同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、還流期間において、二次側のフルブリッジ型のスイッチ素子を構成する各ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｃｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を全てオンとし、出力段の平滑回路と二次側のフルブリッジ型のスイッチ素子との間で内部閉路を形成する。これにより、フルブリッジ型の同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、還流期間において、内部閉路に還流電流を流して、平滑回路から負荷へと供給する出力電流が一定となるように保持する。
ところで、フルブリッジ型の同期整流方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、軽負荷の場合、すなわち、平滑回路から外部へと出力される出力電流が小さい場合、還流期間において、二次側のフルブリッジ型のスイッチ素子に対して、平滑回路から、逆方向の還流電流が流れる。フルブリッジ型のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、フルブリッジを構成する各ＭＯＳＦＥＴは、ドレインが平滑回路の高電位側に接続され、ソースが平滑回路の低電位側に接続される。従って、軽負荷の場合、フルブリッジを構成する各ＭＯＳＦＥＴには、ドレインからソースに向かう方向に電流が流れる。
しかし、フルブリッジを構成する各ＭＯＳＦＥＴは、ドレインからソースに向かう方向に電流が流れた状態でスイッチングが行われた場合、ハードスイッチングとなり大きなスイッチング損失を発生する。また、このようなスイッチングが行われた場合、ＭＯＳＦＥＴは、大きなダメージが加わる。
このようなハードスイッチングによるスイッチング損失を無くすため、従来のフルブリッジ型のＤＣ－ＤＣコンバータは、軽負荷の場合に、予め全てのＭＯＳＦＥＴをオフして、同期整流に代えて、ボディーダイオードによるダイオード整流をする。これにより、従来のフルブリッジ型のＤＣ－ＤＣコンバータは、ボディーダイオードの逆方向の還流電流を阻止するので、ＭＯＳＦＥＴのハードスイッチングを無くすことができる。
しかし、従来のフルブリッジ型のＤＣ－ＤＣコンバータは、このように全てのＭＯＳＦＥＴをオフとしてダイオード整流をした場合、直列に接続される２つのボディーダイオードを経由して電流が流れるので、損失が非常に大きい。従って、従来のＤＣ－ＤＣコンバータは、軽負荷時において、効率良く電療変換をすることができなかった。
本開示の目的は、効率良く電力変換をすることができるＤＣ－ＤＣコンバータおよび車両を提供することである。
本開示に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、ＤＣ－ＡＣ変換回路と、トランスと、整流回路と、平滑回路と、制御回路と、を備える。前記ＤＣ－ＡＣ変換回路は、直流の入力電圧を正負に反転させるスイッチングすることにより、一次側交流電圧に変換する。前記トランスは、前記一次側交流電圧が印加される一次側コイルと、前記一次側コイルに磁気的に結合される二次側コイルとを含み、前記二次側コイルに二次側交流電圧を発生する。前記整流回路は、前記二次側交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する。前記平滑回路は、前記整流電圧を平滑化した直流の出力電圧を出力する。前記制御回路は、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路および前記整流回路の動作を制御する。前記制御回路は、前記入力電圧の電力を前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から前記トランスへと伝達していない還流期間において、前記平滑回路に接続された一方の中間端子である第１中間端子から、前記平滑回路に接続された前記第１中間端子とは逆の第２中間端子へと前記整流回路を経由して電流が流れず、且つ、前記第２中間端子から前記第１中間端子へと前記整流回路を経由して電流が流れるように、前記整流回路に対してダイオードにより整流をさせる。
また、本開示に係る車両は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータを含む。
本開示に係るＤＣ－ＤＣコンバータおよび車両によれば、効率良く電力変換をすることができる。
図１は、実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図２は、ＤＣ－ＡＣ変換回路の構成、および、制御回路からＤＣ－ＡＣ変換回路へ供給される制御信号を示す図である。 図３は、ＤＣ－ＡＣ変換回路へ供給される制御信号のタイミングチャートである。 図４は、整流回路の構成、および、制御回路からＤＣ－ＡＣ変換回路へ供給される制御信号を示す図である。 図５は、第１伝達期間における整流回路のスイッチング状態を示す図である。 図６は、第２伝達期間における整流回路のスイッチング状態を示す図である。 図７は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第１例を示す図である。 図８は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第２例を示す図である。 図９は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第３例を示す図である。 図１０は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第４例を示す図である。 図１１は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第５例を示す図である。 図１２は、還流期間における整流回路のスイッチング状態の第６例を示す図である。 図１３は、重負荷が接続された状態において、伝達期間に同期スイッチングをし、還流期間にスイッチ素子を全てオンにした場合の、電圧および電流の概略の波形図である。 図１４は、軽負荷が接続された状態において、伝達期間に同期スイッチングをし、還流期間にスイッチ素子を全てオンにした場合の、電圧および電流の概略の波形図である。 図１５は、軽負荷が接続された状態における、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの電圧および電流の概略の波形図である。 図１６は、モードの設定処理を示すフローチャートである。 図１７は、第１モードにおける制御信号のタイミングチャートである。 図１８は、第２モードにおける制御信号のタイミングチャートである。 図１９は、二次側の制御信号を生成するための基準信号の波形を示す図である。 図２０は、二次側の制御信号を生成するためのロジック回路の構成を示す図である。 図２１は、車両の構成を示す図である。
以下、図面を参照しながら、本開示に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０の実施形態について説明する。
図１は、第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０の構成を示す図である。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、前段の装置から直流の入力電圧ＶＩを受け取り、受け取った直流の入力電圧ＶＩを直流の出力電圧ＶＯに電力変換して、後段の装置に出力電圧ＶＯを供給する電力変換装置である。本実施形態において、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、直流の入力電圧ＶＩを降圧した直流の出力電圧ＶＯを出力する。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、直流の入力電圧ＶＩを昇圧した直流の出力電圧ＶＯを出力してもよい。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１入力端子２２と、第２入力端子２４と、第１出力端子２６と、第２出力端子２８と、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２と、トランス３４と、整流回路３６と、平滑回路３８と、制御回路４０とを備える。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１入力端子２２と第２入力端子２４との間に、前段の装置から直流の入力電圧ＶＩを受け取る。第１入力端子２２は、第２入力端子２４より高い電圧が印加される。なお、第１入力端子２２および第２入力端子２４のそれぞれは、前段の装置と接続するケーブルまたは配線等であってもよい。
ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１出力端子２６と第２出力端子２８との間から、後段の装置へと直流の出力電圧ＶＯを出力する。第１出力端子２６は、第２出力端子２８より高い電圧が発生する。なお、第１出力端子２６および第２出力端子２８のそれぞれは、後段の装置と接続するケーブルまたは配線等であってもよい。
ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、第１入力端子２２と第２入力端子２４との間に印加された直流の入力電圧ＶＩを正負に反転させるスイッチングすることにより、入力電圧を一次側交流電圧に変換する。そして、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、第１交流端子４２と第２交流端子４４との間に一次側交流電圧を出力する。一次側交流電圧の波形は、パスル状の波形であってもよい。
ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、フルブリッジ方式のコンバータである。フルブリッジ方式のコンバータである場合、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、変換キャパシタ４６と、第１変換スイッチ５２と、第２変換スイッチ５４と、第３変換スイッチ５６と、第４変換スイッチ５８とを含む。第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８は、制御回路４０からの制御に応じて電力線を導通または不通に切り替えるＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子である。
変換キャパシタ４６は、第１入力端子２２と第２入力端子２４との間に接続される。なお、変換キャパシタ４６は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２の入力側の外部に設けられていてもよい。
第１変換スイッチ５２は、第１入力端子２２と第１交流端子４２との間に接続される。第２変換スイッチ５４は、第２入力端子２４と第１交流端子４２との間に接続される。第３変換スイッチ５６は、第１入力端子２２と第２交流端子４４との間に接続される。第４変換スイッチ５８は、第２入力端子２４と第２交流端子４４との間に接続される。第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８は、制御回路４０により、第１交流端子４２と第２交流端子４４との間に、一次側交流電圧が発生するように、スイッチング制御される。これにより、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２は、直流の入力電圧ＶＩを一次側交流電圧に変換することができる。
トランス３４は、一次側コイル６０と、二次側コイル６２とを含む。
一次側コイル６０は、第１交流端子４２と第２交流端子４４との間に接続される。二次側コイル６２は、一次側コイル６０に磁気的に結合される。二次側コイル６２は、一次側交流電圧に基づく二次側交流電圧を出力する。従って、トランス３４は、一次側コイル６０に一次側交流電圧が印加されることによって、二次側コイル６２に二次側交流電圧を発生する。
また、トランス３４は、第１トランス出力端子６４と、第２トランス出力端子６６とを含む。第１トランス出力端子６４は、二次側コイル６２の一方の端子に接続される。第２トランス出力端子６６は、二次側コイル６２の第１トランス出力端子６４が接続された端子とは逆側の端子に接続される。従って、トランス３４は、第１トランス出力端子６４と第２トランス出力端子６６との間に二次側交流電圧を発生する。
整流回路３６は、二次側コイル６２から出力される二次側交流電圧を全波整流する。そして、整流回路３６は、二次側コイル６２から出力される二次側交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する。整流回路３６は、第１中間端子６８と、第２中間端子７０との間に整流電圧を出力する。
整流回路３６は、フルブリッジ方式の同期全波整流を行う。より具体的には、整流回路３６は、第１スイッチ素子７２と、第２スイッチ素子７４と、第３スイッチ素子７６と、第４スイッチ素子７８とを含む。第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８は、例えば、 制御回路４０からの制御に応じてオンまたはオフに切り替えられる半導体素子である。
第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８のそれぞれは、オンした場合に電力線を導通する。また、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８のそれぞれは、オフした場合にダイオードとして機能する。
本実施形態において、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８は、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴは、ソースからドレインに向かう方向を順方向とするボディーダイオードを含む。すなわち、ＭＯＳＦＥＴは、ソースとドレインとの間の導通または非導通とするスイッチとして機能するとともに、オフした場合にはソースにアノードが接続され且つドレインにカソードが接続されたダイオードとして機能する。従って、ＭＯＳＦＥＴは、オフ時において、ソース電位がドレイン電位よりも高い場合に、導通して電流を流し、ソース電位がドレイン電位より低い場合には、非導通となり電流を流さない。
第１スイッチ素子７２は、第１トランス出力端子６４と第１中間端子６８との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴである場合、第１スイッチ素子７２は、ソースが第１トランス出力端子６４に接続され、ドレインが第１中間端子６８に接続される。従って、ＭＯＳＦＥＴである第１スイッチ素子７２は、ボディーダイオードのアノードが第１トランス出力端子６４に接続され、ボディーダイオードのカソードが第１中間端子６８に接続される。
第２スイッチ素子７４は、第２中間端子７０と第１トランス出力端子６４との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴである場合、第２スイッチ素子７４は、ソースが第２中間端子７０に接続され、ドレインが第１トランス出力端子６４に接続される。従って、ＭＯＳＦＥＴである第２スイッチ素子７４は、ボディーダイオードのアノードが第２中間端子７０に接続され、ボディーダイオードのカソードが第１トランス出力端子６４に接続される。
第３スイッチ素子７６は、第２トランス出力端子６６と第１中間端子６８との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴである場合、第３スイッチ素子７６は、ソースが第２トランス出力端子６６に接続され、ドレインが第１中間端子６８に接続される。従って、ＭＯＳＦＥＴである第３スイッチ素子７６は、ボディーダイオードのアノードが第２トランス出力端子６６に接続され、ボディーダイオードのカソードが第１中間端子６８に接続される。
第４スイッチ素子７８は、第２中間端子７０と第２トランス出力端子６６との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴである場合、第４スイッチ素子７８は、ソースが第２中間端子７０に接続され、ドレインが第２トランス出力端子６６に接続される。従って、ＭＯＳＦＥＴである第４スイッチ素子７８は、ボディーダイオードのアノードが第２中間端子７０に接続され、ボディーダイオードのカソードが第２トランス出力端子６６に接続される。
また、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴである場合、ゲートに、制御回路４０からの制御信号が印加される。従って、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８は、制御回路４０からの制御信号によってオンまたはオフが切り替えられる。
平滑回路３８は、整流回路３６から出力される整流電圧を平滑化する。例えば、平滑回路３８は、平滑インダクタ８０と、平滑キャパシタ８２とを含む、ＬＣ型ローパスフィルタであってもよい。この場合、平滑インダクタ８０および平滑キャパシタ８２は、第１中間端子６８と第２中間端子７０との間に直列に接続される。そして、この場合、平滑回路３８は、平滑キャパシタ８２の両端電圧を、整流電圧を平滑化した電圧として出力する。
第１出力端子２６は、平滑回路３８に含まれる平滑キャパシタ８２における、平滑インダクタ８０に接続されている側の端子と接続される。また、例えば、第２出力端子２８は、平滑回路３８に含まれる平滑キャパシタ８２における、平滑インダクタ８０に接続されていない側の端子と接続される。そして、第１出力端子２６および第２出力端子２８は、後段の装置へ、直流の出力電圧ＶＯを出力する。
制御回路４０は、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）およびＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）を含む。制御回路４０は、予めせて設定されたプログラムに基づいて、処理を実行する。例えば、制御回路４０は、例えばＣＰＵ等のプロセッサとＲＯＭ等に記憶されたプログラム（ソフトウェア）との協働により制御信号を生成する。なお、制御回路４０の機能は、ソフトウェアによって実現されるものに限らず、ロジック回路等を含む回路であってもよいし、専用回路等のハードウェア構成によって実現されてもよい。
制御回路４０は、第１出力端子２６と第２出力端子２８との間に出力される出力電圧ＶＯの測定値、または、出力電圧ＶＯが印加される負荷に供給される出力電流ＩＯの測定値を取得する。制御回路４０は、出力電圧ＶＯの測定値と目標電圧との偏差または出力電流ＩＯの測定値と目標電流との偏差を算出する。そして、制御回路４０は、算出した偏差を小さくするように、伝達期間と還流期間との比率を制御する。
例えば、制御回路４０は、算出した偏差に応じて、伝達期間と還流期間との比率を変更するように、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２をスイッチング制御する。例えば、制御回路４０は、第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８におけるオンとオフとを、出力電圧ＶＯの測定値と目標電圧との偏差または出力電流ＩＯの測定値と目標電流との偏差に応じて制御する。
図２は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２の構成、および、制御回路４０からＤＣ－ＡＣ変換回路３２へ供給される制御信号を示す図である。本実施形態においては、制御回路４０は、第１変換スイッチ５２をオン／オフするための制御信号（Ａ）、第２変換スイッチ５４をオン／オフするための制御信号（Ｂ）、第３変換スイッチ５６をオン／オフするための制御信号（Ｃ）、および、第４変換スイッチ５８をオン／オフするための制御信号（Ｄ）をＤＣ－ＡＣ変換回路３２に供給する。
図３は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２へ供給される制御信号のタイミングチャートである。より詳しくは、図３は、第１変換スイッチ５２と第２変換スイッチ５４を遅れレグ、第３変換スイッチ５６と第４変換スイッチ５８を進みレグとしたフェーズシフトフルブリッジコンバータの制御方式のタイミングチャートである。また、図３では、第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８のオンＤｕｔｙは０．５であるが、伝達期間と還流期間を切り替えるスイッチング時に、第１変換スイッチ５２と第２変換スイッチ５４が同時にオン状態となり電源短絡しないよう、両方がオフとなる短い期間（デッドタイム）を設けてもよい。その場合、例えばオンＤｕｔｙを０．４７とする。なお、第３変換スイッチ５６と第４変換スイッチ５８についても同様にデッドタイムを設けてもよい。
制御回路４０は、第１変換スイッチ５２、第２変換スイッチ５４、第３変換スイッチ５６および第４変換スイッチ５８を制御して、第１伝達期間、第１還流期間、第２伝達期間、および、第２還流期間を順次に切り替える。
第１伝達期間および第２伝達期間のそれぞれは、直流の入力電圧ＶＩの電力をＤＣ－ＡＣ変換回路３２からトランス３４へと伝達している伝達期間である。
第１伝達期間は、トランス３４の一次側コイル６０に対して正または負のうちの一方である第１極性の電圧を印加して、トランス３４の二次側コイル６２から正の二次側交流電圧を発生させる期間である。すなわち、第１伝達期間は、第１トランス出力端子６４から第２トランス出力端子６６より高い電圧を発生させている期間である。
第２伝達期間は、トランス３４の一次側コイル６０に対して正または負のうちの第１極性とは反対の第２極性の電圧を印加して、トランス３４の二次側コイル６２から負の二次側交流電圧を発生させる期間である。すなわち、第２伝達期間は、第２トランス出力端子６６から第１トランス出力端子６４より高い電圧を発生させている期間である。
第１伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ａ）および制御信号（Ｄ）をＨ論理とすることにより第１変換スイッチ５２および第４変換スイッチ５８をオンとし、制御信号（Ｂ）および制御信号（Ｃ）をＬ論理とすることにより第２変換スイッチ５４および第３変換スイッチ５６をオフとする。これにより、制御回路４０は、第１伝達期間において、第１入力端子２２をトランス３４の第１交流端子４２に接続し、第２入力端子２４をトランス３４の第２交流端子４４に接続することができる。
第２伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｂ）および制御信号（Ｃ）をＨ論理とすることにより第２変換スイッチ５４および第３変換スイッチ５６をオンとし、制御信号（Ａ）および制御信号（Ｄ）をＬ論理とすることにより第１変換スイッチ５２および第４変換スイッチ５８をオフとする。これにより、制御回路４０は、第２伝達期間において、第１入力端子２２をトランス３４の第２交流端子４４に接続し、第２入力端子２４をトランス３４の第１交流端子４２に接続することができる。
第１還流期間および第２還流期間のそれぞれは、直流の入力電圧ＶＩの電力をＤＣ－ＡＣ変換回路３２からトランス３４へと伝達していない還流期間である。
制御回路４０は、還流期間において、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２からトランス３４へと電力が供給されず、一次側コイル６０を含む閉回路が形成されるように、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２を切り替える。これにより、制御回路４０は、還流期間において、一次側コイル６０に蓄積されたエネルギーを閉回路内に保持させることができる。
第１還流期間において、制御回路４０は、例えば、制御信号（Ａ）および制御信号（Ｃ）をＨ論理とすることにより第１変換スイッチ５２および第３変換スイッチ５６をオンとし、制御信号（Ｂ）および制御信号（Ｄ）をＬ論理とすることにより第２変換スイッチ５４および第４変換スイッチ５８をオフとする。これにより、制御回路４０は、第１変換スイッチ５２、第３変換スイッチ５６および一次側コイル６０を含む閉回路を形成させることができる。
第２還流期間において、制御回路４０は、例えば、制御信号（Ｂ）および制御信号（Ｄ）をＨ論理とすることにより第２変換スイッチ５４および第４変換スイッチ５８をオンとし、制御信号（Ａ）および制御信号（Ｃ）をＬ論理とすることにより第１変換スイッチ５２および第３変換スイッチ５６をオフとする。これにより、制御回路４０は、第２変換スイッチ５４、第４変換スイッチ５８および一次側コイル６０を含む閉回路を形成させることができる。
そして、制御回路４０は、出力電圧ＶＯの測定値と目標電圧との偏差または出力電流ＩＯの測定値と目標電流との偏差に応じて、伝達期間と還流期間との比率を制御する。例えば、制御回路４０は、偏差がマイナスの場合には、伝達期間の比率を大きくし、偏差がプラスの場合には、伝達期間の比率を小さくするように制御する。例えば、制御回路４０は、Ａ信号（およびＢ信号）と、Ｃ信号（およびＤ信号）との位相関係を変化させることにより、伝達期間と還流期間との比率を制御する。これに代えて、制御回路４０は、位相関係を固定して、Ａ信号（およびＢ信号）のデューティー比、または、Ｃ信号（およびＤ信号）のデューティー比を変化させることにより、伝達期間と還流期間との比率を制御してもよい。これにより、制御回路４０は、出力電圧ＶＯまたは出力電流ＩＯを目標値とすることができる。
図４は、整流回路３６の構成、および、制御回路４０から整流回路３６へ供給される制御信号を示す図である。
制御回路４０は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２のスイッチの切り換えに同期して、整流回路３６に含まれる第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替える。すなわち、制御回路４０は、第１伝達期間、第１還流期間、第２伝達期間および第２還流期間の切り換えに同期して、それぞれの期間に対して予め定められたオン／オフのパターンに従って、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替える。
本実施形態においては、制御回路４０は、第１スイッチ素子７２をオン／オフするための制御信号（Ｅ）、第２スイッチ素子７４をオン／オフするための制御信号（Ｆ）、第３スイッチ素子７６をオン／オフするための制御信号（Ｇ）、および、第４スイッチ素子７８をオン／オフするための制御信号（Ｈ）を整流回路３６に供給する。なお、各制御信号（Ｅ～Ｆ）は、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオンとさせる電圧がＨ論理となり、オフとさせる電圧がＬ論理となる。
ここで、伝達期間において、制御回路４０は、第１中間端子６８に二次側交流電圧の正側が印加され、且つ、第２中間端子７０に二次側交流電圧の負側が印加されるように、整流回路３６における二次側コイル６２と第１中間端子６８との間および二次側コイル６２と第２中間端子７０との間の接続を、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２のスイッチングに同期して切り替える。なお、伝達期間における整流回路３６の具体的なスイッチングパターンについては、図５および図６を参照して後述する。
また、還流期間において、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと整流回路３６を経由して電流が流れず、且つ、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと整流回路３６を経由して電流が流れるように、整流回路３６に対してダイオードにより整流をさせる。
本実施形態において、ダイオードは、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８のそれぞれに含まれるボディーダイオードである。本実施形態においては、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向に整流回路３６内の１個のみのボディーダイオードを通過して電流が流れ、且つ、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう方向には整流回路３６内のボディーダイオードの整流機能により電流が阻止されるように、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替える。
例えば、還流期間において、制御回路４０は、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６をオフとし、且つ、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８のうちの少なくとも１つをオンとする。または、還流期間において、制御回路４０は、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８をオフとし、且つ、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６のうちの少なくとも１つをオンとする。なお、還流期間における、整流回路３６の具体的なスイッチングパターンについては、図７から図１２を参照して後述する。
制御回路４０は、整流回路３６をこのように制御することにより、伝達期間における、ダイオードを順方向に電流が通過することによる電力損失を無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流、すなわち、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう方向に整流回路３６を経由して流れる電流を、０としてハードスイッチングによる電力損失を抑制することができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流、すなわち、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向に整流回路３６を経由して流れる電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができ、還流期間における電力損失を小さくすることができる。
図５は、第１伝達期間における整流回路３６のスイッチング状態を示す図である。第１伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｈ）をＨ論理とすることにより第１スイッチ素子７２および第４スイッチ素子７８をオンとする。且つ、第１伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理とすることにより第２スイッチ素子７４および第３スイッチ素子７６をオフとする。
第１伝達期間において、トランス３４は、第１トランス出力端子６４から第２トランス出力端子６６より高い電圧を発生している。従って、制御回路４０は、第１伝達期間においてこのような切り替えをすることにより、第１トランス出力端子６４を第１中間端子６８に接続し、且つ、第２トランス出力端子６６を第２中間端子７０に接続して、二次側交流電圧を整流した整流電圧を第１中間端子６８と第２中間端子７０との間に印加することができる。これにより、制御回路４０は、第２中間端子７０から二次側コイル６２を経由して第１中間端子６８へとダイオードを通過させることなく電流を流すことができるので、電力損失を無くすことができる。
図６は、第２伝達期間における整流回路３６のスイッチング状態を示す図である。第２伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＨ論理とすることにより第２スイッチ素子７４および第３スイッチ素子７６をオンとする。且つ、且つ、第２伝達期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより第１スイッチ素子７２および第４スイッチ素子７８をオフとする。
第２伝達期間において、トランス３４は、第２トランス出力端子６６から第１トランス出力端子６４より高い電圧を発生している。従って、制御回路４０は、第２伝達期間においてこのような切り替えをすることにより、第２トランス出力端子６６を第１中間端子６８に接続し、且つ、第１トランス出力端子６４を第２中間端子７０に接続して、二次側交流電圧を整流した整流電圧を第１中間端子６８と第２中間端子７０との間に印加することができる。これにより、制御回路４０は、第１中間端子６８から二次側コイル６２を経由して第２中間端子７０へとダイオードを通過させることなく電流を流すことができるので、電力損失を無くすことができる。
図７は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第１例を示す図である。還流期間（例えば第１還流期間または第２還流期間）において、一例として、図７に示すように、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｇ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）をＨ論理とすることにより第２スイッチ素子７４をオンとする。
これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２のボディーダイオードおよびオン状態の第２スイッチ素子７４を経由して流すことができる。そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
図８は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第２例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図８に示すように、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４および第３スイッチ素子７６をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｈ）をＨ論理とすることにより第４スイッチ素子７８をオンとする。
これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第３スイッチ素子７６のボディーダイオードおよびオン状態の第４スイッチ素子７８を経由して流すことができる。そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
図９は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第３例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図９に示すように、制御信号（Ｆ）、制御信号（Ｇ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）をＨ論理とすることにより第１スイッチ素子７２をオンとする。
これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４のボディーダイオードおよびオン状態の第１スイッチ素子７２を経由して流すことができる。そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
図１０は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第４例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図１０に示すように、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｇ）をＨ論理とすることにより第３スイッチ素子７６をオンとする。
これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第４スイッチ素子７８のボディーダイオードおよびオン状態の第３スイッチ素子７６を経由して流すことができる。そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
図１１は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第５例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図１１に示すように、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｈ）をＨ論理とすることにより第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８をオンとする。
これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２のボディーダイオードおよびオン状態の第２スイッチ素子７４、または、第３スイッチ素子７６のボディーダイオードおよびオン状態の第４スイッチ素子７８を経由して流すことができる。なお、順方向の還流電流は、理論的には、２つの経路に分配されて流れるが、実際には、抵抗値のバランスの違いにより何れか一方の経路を流れる。
そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
図１２は、還流期間における整流回路３６のスイッチング状態の第６例を示す図である。還流期間において、一例として、制御回路４０は、図１２に示すように、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とすることにより、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８をオフとする。且つ、還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｇ）をＨ論理とすることにより第１スイッチ素子７２および第３スイッチ素子７６をオンとする。
これにより、制御回路４０は、還流期間において、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向の順方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４のボディーダイオードおよびオン状態の第１スイッチ素子７２、または、第４スイッチ素子７８のボディーダイオードおよびオン状態の第３スイッチ素子７６を経由して流すことができる。なお、順方向の還流電流は、理論的には、２つの経路に分配されて流れるが、実際には、抵抗値のバランスの違いにより何れか一方の経路を流れる。
そして、制御回路４０は、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう逆方向の還流電流を、第２スイッチ素子７４および第４スイッチ素子７８のボディーダイオードの整流機能により阻止することができる。このような切り替えをすることにより、制御回路４０は、還流期間における逆方向の還流電流を０として、ハードスイッチングを無くすことができる。さらに、制御回路４０は、還流期間における順方向の還流電流が通過するボディーダイオードを１個とすることができるので、電力損失を少なくすることができる。
図１３は、重負荷が接続された状態において、伝達期間に同期スイッチングをし、還流期間にスイッチ素子を全てオンにした場合の、電圧および電流の概略の波形図である。
Ｉｏは、出力電流である。Ｖｏは、出力電圧である。ＩＬは、平滑インダクタ８０に流れる電流である。ＶＭは、第１中間端子６８と第２中間端子７０との間に印加される整流電圧である。
整流電圧（ＶＭ）は、伝達期間に正の電圧となり、還流期間に０となる。平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、伝達期間に増加し、還流期間に減少する。
出力電圧（Ｖｏ）は、整流電圧（ＶＭ）を平均化した値となる。出力電流（Ｉｏ）は、平滑インダクタ電流（ＩＬ）を平均化した値となる。
図１３の例においては、重負荷が接続されており、出力電流（Ｉｏ）は、３０Ａ程度であり、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、２０Ａ程度から４０Ａ程度までの間を増減する。従って、重負荷が接続されている場合、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、還流期間中にマイナスの値とならない。すなわち、重負荷が接続されている場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、逆方向の還流電流を流さない。
図１４は、軽負荷が接続された状態において、伝達期間に同期スイッチングをし、還流期間にスイッチ素子を全てオンにした場合の、電圧および電流の概略の波形図である。
図１４の例においては、軽負荷が接続されており、出力電流（Ｉｏ）は、５Ａ程度である。この場合、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、－５Ａ程度から１５Ａ程度までの間を増減する。
図１４の例の場合、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、マイナスの値となる期間が含まれる。この期間においては、整流回路３６は、逆方向の還流電流が流れる。従って、整流回路３６は、このような逆方向の還流電流が流れた状態でスイッチングが行われた場合、ハードスイッチングとなり大きなスイッチング損失を発生する。
図１５は、軽負荷が接続された状態における、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０の電圧および電流の概略の波形図である。
本実施形態に係る制御回路４０は、還流期間において、逆方向の平滑インダクタ電流（ＩＬ）が流れないようにダイオードにより逆流を阻止する。且つ、本実施形態に係る制御回路４０は、還流期間において、整流回路３６に順方向の還流電流が流れるように、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替える。
従って、図１５に示すように、平滑インダクタ電流（ＩＬ）は、軽負荷が接続された状態であっても、マイナスの値とはならない。従って、制御回路４０は、ハードスイッチングを生じさせず、効率良く電力変換をすることができる。
図１６は、モードの設定処理を示すフローチャートである。制御回路４０は、例えば定期的に、図１６に示すモードの設定処理を実行してもよい。
まず、Ｓ１１において、制御回路４０は、平滑回路３８から出力される出力電流（Ｉｏ）が予め設定された設定値より大きいか否かを判断する。出力電流（Ｉｏ）が設定値より大きい場合（Ｓ１１のＹｅｓ）、処理をＳ１２に進める。そして、Ｓ１２において、制御回路４０は、第１モードに設定する。出力電流（Ｉｏ）が設定値より大きくない場合（Ｓ１１のＮｏ）、処理をＳ１３に進める。そして、Ｓ１３において、制御回路４０は、第２モードに設定する。
図１７は、第１モードにおける制御信号のタイミングチャートである。
第１モードに設定されている場合、伝達期間おいて、制御回路４０は、第１中間端子６８に対して二次側交流電圧の正側が印加され、第２中間端子７０に対して二次側交流電圧の負側が印加されるように、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２に同期して、整流回路３６をスイッチングする。具体的には、第１伝達期間おいて、制御回路４０は、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｈ）をＨ論理とし、且つ、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理とする。また、第２伝達期間おいて、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＨ論理とし、且つ、制御信号（Ｅ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理とする。
第１モードに設定されている場合、還流期間おいて、制御回路４０は、全ての制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｆ）、制御信号（Ｇ）および制御信号（Ｈ）をＨ論理とすることにより、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオンとする。
重負荷が接続された場合、還流電流は、マイナスの値とはならない。すなわち、出力電流（Ｉｏ）が設定値より大きい場合、整流回路３６には、逆方向の還流電流が流れない。このため、重負荷が接続された場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、ハードスイッチングによるスイッチング損失が生じない。従って、出力電流（Ｉｏ）が設定値より大きい場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を全てオンとすることにより、ボディーダイオードによる電力損失を無くして、効率良く電力変換をさせることができる。
図１８は、第２モードにおける制御信号のタイミングチャートである。第２モードに設定されている場合、伝達期間おいて、制御回路４０は、整流回路３６に対して第１モードと同一の制御を実行する。
第２モードに設定されている場合、還流期間おいて、制御回路４０は、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向に整流回路３６内の１個のみのボディーダイオードを通過して電流が流れ、且つ、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう方向には整流回路３６内のボディーダイオードの整流機能により電流が阻止されるように整流回路３６を切り替える。
例えば、図１８の例においては、第１還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｈ）をＨ論理とし、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｆ）および制御信号（Ｇ）をＬ論理として、第４スイッチ素子７８をオンとし、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４および第３スイッチ素子７６をオフとしている。また、図１８の例においては、第２還流期間において、制御回路４０は、制御信号（Ｆ）をＨ論理とし、制御信号（Ｅ）、制御信号（Ｇ）および制御信号（Ｈ）をＬ論理として、第２スイッチ素子７４をオンとし、第１スイッチ素子７２、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８をオフとしている。
なお、制御回路４０は、第２モードに設定されている場合、還流期間おいて、図１８のスイッチングパターンに限らず他のスイッチングパターンで、第１スイッチ素子７２、第２スイッチ素子７４、第３スイッチ素子７６および第４スイッチ素子７８を切り替えてもよい。
第２モードに設定されている場合に、制御回路４０は、整流回路３６をこのように制御することにより、還流期間における逆方向の還流電流が流れる可能性がある場合に限り、ダイオードにより逆方向の還流電流を阻止することができる。
図１９は、二次側の制御信号を生成するための基準信号の波形を示す図である。制御回路４０は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２を制御するための１次側の制御信号（Ａ～Ｄ）に同期させて、整流回路３６を制御するための２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成してもよい。この場合、制御回路４０は、トランス３４の二次側コイル６２から電圧が発生されていない期間において、二次側コイル６２を平滑回路３８に接続しないように整流回路３６をスイッチングする。
例えば、制御回路４０は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２が還流期間から伝達期間に切り替わるタイミングから、所定時間のマージンタイム分遅いタイミングにおいて、整流回路３６を還流期間から伝達期間に切り替える。また、制御回路４０は、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２が伝達期間から還流期間に切り替わるタイミングから、所定時間のマージンタイム分早いタイミングにおいて、整流回路３６を伝達期間から還流期間に切り替える。
例えば、ロジック回路により、１次側の制御信号（Ａ～Ｄ）に基づき２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成する場合、制御回路４０は、図１９に示すように、１次側の制御信号（Ａ）を補正した補正制御信号（Ａ´）を生成する。具体的には、制御回路４０は、Ｌ論理からＨ論理へと切り替わるタイミングをマージンタイム分遅くし、且つ、Ｈ論理からＬ論理へと切り替わるタイミングをマージンタイミング分早くした補正制御信号（Ａ´）を生成する。また、制御回路４０は、他の１次側の制御信号（Ｂ，Ｃ，Ｄ）についても同様に、補正制御信号（Ｂ´，Ｃ´，Ｄ´）を生成する。そして、制御回路４０は、これらの補正制御信号（Ａ´～Ｄ´）に基づき、ロジック回路により２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成する。
図２０は、二次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成するためのロジック回路である信号生成回路１１０の構成を示す図である。制御回路４０は、二次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成するためのロジック回路である信号生成回路１１０を有してもよい。
信号生成回路１１０は、モード信号（Ｓ）と、４つの補正制御信号（Ａ´～Ｄ´）を受け取る。モード信号（Ｓ）は、Ｈ論理の場合、第１モードで動作することを示す。モード信号（Ｓ）は、Ｌ論理の場合、第２モードで動作することを示す。
信号生成回路１１０は、Ｅ生成回路１２２と、Ｆ生成回路１２４と、Ｇ生成回路１２６と、Ｈ生成回路１２８とを含む。
Ｅ生成回路１２２は、第１ＯＲ回路１３２と、第１ＡＮＤ回路１３４と、反転回路１３６と、第２ＡＮＤ回路１３８と、第３ＡＮＤ回路１４０と、第２ＯＲ回路１４２とを含む。
第１ＯＲ回路１３２は、Ａ´とＤ´との論理和を出力する。第１ＡＮＤ回路１３４は、Ａ´とＤ´との論理積を出力する。反転回路１３６は、Ｓを反転する。第２ＡＮＤ回路１３８は、第１ＯＲ回路１３２の出力信号と、Ｓとの論理積を出力する。第３ＡＮＤ回路１４０は、第１ＡＮＤ回路１３４の出力信号と、反転回路１３６の出力信号との論理積を出力する。第２ＯＲ回路１４２は、第２ＡＮＤ回路１３８の出力信号と、第３ＡＮＤ回路１４０の出力信号との論理和を出力する。
このようなＥ生成回路１２２は、ＳがＨ論理の場合において、すなわち、第１モードの場合において、二次側の制御信号（Ｅ）として、Ａ´とＤ´との論理和を出力する。また、Ｅ生成回路１２２は、ＳがＬ論理の場合において、すなわち、第２モードの場合において、二次側の制御信号（Ｅ）として、Ａ´とＤ´との論理積を出力する。
Ｆ生成回路１２４は、Ｅ生成回路１２２と同一の回路構成である。ただし、Ｆ生成回路１２４に含まれる第１ＯＲ回路１３２は、Ｂ´とＣ´との論理和を出力する。Ｆ生成回路１２４に含まれる第１ＡＮＤ回路１３４は、Ｂ´とＢ´との論理積を出力する。
このようなＦ生成回路１２４は、ＳがＨ論理の場合において、すなわち、第１モードの場合において、二次側の制御信号（Ｆ）として、Ｂ´とＣ´との論理和を出力する。また、Ｆ生成回路１２４は、ＳがＬ論理の場合において、すなわち、第２モードの場合において、二次側の制御信号（Ｆ）として、Ｂ´を出力する。
Ｇ生成回路１２６は、Ｅ生成回路１２２と同一の回路構成である。ただし、Ｇ生成回路１２６に含まれる第１ＯＲ回路１３２は、Ｂ´とＣ´との論理和を出力する。Ｇ生成回路１２６に含まれる第１ＡＮＤ回路１３４は、Ｂ´とＣ´との論理積を出力する。
このようなＧ生成回路１２６は、第１モードの場合において、二次側の制御信号（Ｅ）として、Ｂ´とＣ´との論理和を出力する。また、Ｇ生成回路１２６は、第２モードの場合において、二次側の制御信号（Ｇ）として、Ｂ´とＣ´との論理積を出力する。
Ｈ生成回路１２８は、Ｅ生成回路１２２と同一の回路構成である。ただし、Ｈ生成回路１２８に含まれる第１ＯＲ回路１３２は、Ａ´とＤ´との論理和を出力する。Ｈ生成回路１２８に含まれる第１ＡＮＤ回路１３４は、Ａ´とＡ´との論理積を出力する。
このようなＨ生成回路１２８は、第１モードの場合において、二次側の制御信号（Ｈ）として、Ａ´とＤ´との論理和を出力する。また、Ｈ生成回路１２８は、第２モードの場合において、二次側の制御信号（Ｈ）として、Ａ´を出力する。
以上のような構成の信号生成回路１１０は、第１モードにおいて、図１７に示したような２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成することができる。また、信号生成回路１１０は、第２モードにおいて、図１８に示したような２次側の制御信号（Ｅ～Ｈ）を生成することができる。
以上のように、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、伝達期間において、第１中間端子６８に二次側交流電圧の正側が印加され、且つ、第２中間端子７０に二次側交流電圧の負側が印加されるように、整流回路３６における二次側コイル６２と第１中間端子６８との間および二次側コイル６２と第２中間端子７０との間の接続を、ＤＣ－ＡＣ変換回路３２のスイッチングに同期して切り替える。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、伝達期間における、電力損失を無くすことができる。
さらに、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、還流期間において、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと整流回路３６を経由して電流が流れ、且つ、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと整流回路３６を経由して電流が流れるように、整流回路３６に対してダイオードにより整流をさせる。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、還流期間における逆方向の還流電流、すなわち、第１中間端子６８から第２中間端子７０へと向かう方向に整流回路３６を経由して流れる電流を、０としてハードスイッチングによる電力損失を抑制することができる。
また、さらに、本実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、還流期間において、順方向の還流電流、すなわち、第２中間端子７０から第１中間端子６８へと向かう方向に整流回路３６を経由して流れる電流が通過するダイオードを１個とするので、還流期間における電力損失を小さくすることができる。
図２１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が適用された車両２００の構成を示す図である。車両２００は、第１バッテリ２１２と、第２バッテリ２１４と、電装装置２１６と、充電装置２１８とを備える。
第１バッテリ２１２は、例えばリチウムイオン電池であり、電気自動車用の充電スタンド等から電力が供給される。第１バッテリ２１２は、例えば３６０Ｖ程度の直流電圧を発生する。
第２バッテリ２１４は、例えば鉛蓄電池であり、第１バッテリ２１２の電力が転送されて充電される。第２バッテリ２１４は、例えば１２Ｖ程度の直流電圧を発生する。
電装装置２１６は、車両２００に搭載された装置である。電装装置２１６は、充電装置２１８から出力された電力、若しくは、第２バッテリ２１４に充電された電力により動作する。例えば、電装装置２１６は、車載コンピュータ、パワーステアリング、ヘッドライトおよびエアーコンディショナ等である。
充電装置２１８は、第１実施形態または第２実施形態の何れかのＤＣ－ＤＣコンバータ１０を含む。充電装置２１８は、第１バッテリ２１２の電力を取り出し、第２バッテリ２１４へと充電する。例えば、充電装置２１８に含まれるＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、第１バッテリ２１２から発生された直流電圧を降圧して、第２バッテリ２１４に対して充電可能な直流電圧に変換する。
車両２００は、第１バッテリ２１２の電力でモータを駆動して走行をすることができる。また、車両２００は、第２バッテリ２１４の電力で電装装置２１６を駆動し、車両２００の各種の制御および補助動作をすることができる。
そして、車両２００は、充電装置２１８内のＤＣ－ＤＣコンバータ１０において、少ない電力損失で効率良く電力変換をすることができる。これにより、車両２００は、第１バッテリ２１２の電力を効率良く第２バッテリ２１４に充電することができる。
その他、上記実施の形態は、何れも本開示を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本開示の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本開示はその要旨、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
１０ ＤＣ－ＤＣコンバータ、２２ 第１入力端子、２４ 第２入力端子、２６ 第１出力端子、２８ 第２出力端子、３２ ＤＣ－ＡＣ変換回路、３４ トランス、３６ 整流回路、３８ 平滑回路、４０ 制御回路、４２ 第１交流端子、４４ 第２交流端子、４６ 変換キャパシタ、
５２ 第１変換スイッチ、５４ 第２変換スイッチ、５６ 第３変換スイッチ、５８ 第４変換スイッチ、６０ 一次側コイル、６２ 二次側コイル、６４ 第１トランス出力端子、６６ 第２トランス出力端子、６８ 第１中間端子、７０ 第２中間端子、７２ 第１スイッチ素子、７４ 第２スイッチ素子、７６ 第３スイッチ素子、７８ 第４スイッチ素子、８０ 平滑インダクタ、８２ 平滑キャパシタ、２００ 車両、２１２ 第１バッテリ、２１４ 第２バッテリ、２１６ 電装装置、２１８ 充電装置

Claims (10)

  1. 直流の入力電圧を正負に反転させるスイッチングすることにより、前記入力電圧を一次側交流電圧に変換するＤＣ－ＡＣ変換回路と、
    前記一次側交流電圧が印加される一次側コイルと、前記一次側コイルに磁気的に結合される二次側コイルとを含み、前記二次側コイルに二次側交流電圧を発生するトランスと、
    前記二次側交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、
    前記整流電圧を平滑化した直流の出力電圧を出力する平滑回路と、
    前記ＤＣ－ＡＣ変換回路および前記整流回路の動作を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記入力電圧の電力を前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から前記トランスへと伝達していない還流期間において、前記平滑回路に接続された一方の中間端子である第１中間端子から、前記平滑回路に接続された前記第１中間端子とは逆の第２中間端子へと前記整流回路を経由して電流が流れず、且つ、前記第２中間端子から前記第１中間端子へと前記整流回路を経由して電流が流れるように、前記整流回路に対してダイオードにより整流をさせる
    ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 前記制御回路は、前記入力電圧の電力を前記ＤＣ－ＡＣ変換回路から前記トランスへと伝達している伝達期間において、前記第１中間端子に前記二次側交流電圧の正側が印加され、且つ、前記第２中間端子に前記二次側交流電圧の負側が印加されるように、前記整流回路における前記二次側コイルと前記第１中間端子との間および前記二次側コイルと前記第２中間端子との間の接続を、前記ＤＣ－ＡＣ変換回路のスイッチングに同期して切り替える
    請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 前記整流回路は、
    前記二次側コイルの一方の端子に接続された第１トランス出力端子と、前記第１中間端子との間に接続された第１スイッチ素子と、
    前記第２中間端子と前記第１トランス出力端子との間に接続された第２スイッチ素子と、
    前記二次側コイルの前記第１トランス出力端子が接続された端子とは逆側に接続された第２トランス出力端子と、前記第１中間端子との間に接続された第３スイッチ素子と、
    前記第２中間端子と前記第２トランス出力端子との間に接続された第４スイッチ素子と、
    を有する請求項２に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のそれぞれは、オンした場合に導通し、オフした場合にダイオードとして機能し、
    前記第１スイッチ素子は、前記ダイオードのアノードが前記第１トランス出力端子に接続され、前記ダイオードのカソードが前記第１中間端子に接続され、
    前記第２スイッチ素子は、前記ダイオードのアノードが前記第２中間端子に接続され、前記ダイオードのカソードが前記第１トランス出力端子に接続され、
    前記第３スイッチ素子は、前記ダイオードのアノードが前記第２トランス出力端子に接続され、前記ダイオードのカソードが前記第１中間端子に接続され、
    前記第４スイッチ素子は、前記ダイオードのアノードが前記第２中間端子に接続され、前記ダイオードのカソードが前記第２トランス出力端子に接続される
    請求項３に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 前記制御回路は、
    前記伝達期間における、前記第１トランス出力端子から前記第２トランス出力端子より高い電圧を発生させている第１伝達期間において、前記第１スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオンとし、且つ、前記第２スイッチ素子および前記第３スイッチ素子をオフとし、
    前記伝達期間における、前記第２トランス出力端子から前記第１トランス出力端子より高い電圧を発生させている第２伝達期間において、前記第２スイッチ素子および前記第３スイッチ素子をオンとし、且つ、前記第１スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオフとする
    請求項４に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 前記還流期間において、
    前記第１スイッチ素子および前記第３スイッチ素子をオフとし、且つ、前記第２スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のうちの少なくとも１つをオンとする、または、
    前記第２スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオフとし、且つ、前記第１スイッチ素子および前記第３スイッチ素子のうちの少なくとも１つをオンとする
    請求項４または５に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 第１モードに設定されている場合、前記制御回路は、前記還流期間において、前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオンとし、
    第２モードに設定されている場合、前記還流期間において、前記制御回路は、
    前記第１スイッチ素子および前記第３スイッチ素子をオフとし、且つ、前記第２スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のうちの少なくとも１つをオンとする、または、
    前記第２スイッチ素子および前記第４スイッチ素子をオフとし、且つ、前記第１スイッチ素子および前記第３スイッチ素子のうちの少なくとも１つをオンとする
    請求項４または５に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  8. 前記制御回路は、前記平滑回路から出力される出力電流が予め設定された設定値よりも大きい場合、前記第１モードに設定し、前記出力電流が前記設定値より大きくない場合、前記第２モードに設定する
    請求項７に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  9. 前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ素子、前記第３スイッチ素子および前記第４スイッチ素子のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect）である
    請求項３から８の何れか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  10. 請求項１から９の何れか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータを含む
    車両。
JP2021098936A 2021-06-14 2021-06-14 Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両 Pending JP2022190562A (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021098936A JP2022190562A (ja) 2021-06-14 2021-06-14 Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両
PCT/JP2022/001189 WO2022264466A1 (ja) 2021-06-14 2022-01-14 Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両
US18/517,386 US20240088794A1 (en) 2021-06-14 2023-11-22 Dc-dc converter and vehicle

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021098936A JP2022190562A (ja) 2021-06-14 2021-06-14 Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2022190562A true JP2022190562A (ja) 2022-12-26

Family

ID=84525999

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021098936A Pending JP2022190562A (ja) 2021-06-14 2021-06-14 Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20240088794A1 (ja)
JP (1) JP2022190562A (ja)
WO (1) WO2022264466A1 (ja)

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07115766A (ja) * 1993-10-15 1995-05-02 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源の整流回路
JP2004336943A (ja) * 2003-05-09 2004-11-25 Canon Inc 電力変換器
JP5177019B2 (ja) * 2009-03-06 2013-04-03 株式会社デンソー スイッチング電源装置
US20150194900A1 (en) * 2014-01-06 2015-07-09 Bel Fuse (Macao Commercial Offshore) Limited Power converter with modulated secondary-side synchronous rectification
JP6668056B2 (ja) * 2015-11-30 2020-03-18 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置、これを用いた電源システム及び自動車

Also Published As

Publication number Publication date
US20240088794A1 (en) 2024-03-14
WO2022264466A1 (ja) 2022-12-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7177163B2 (en) Two-way DC-DC converter
US8450981B2 (en) Power conversion apparatus
Kim et al. Integrated dual full-bridge converter with current-doubler rectifier for EV charger
US5940280A (en) Converter circuit of battery charger for electric vehicle
WO2013121665A1 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5760143B2 (ja) 電気車両用バッテリ充電装置
US9487098B2 (en) Power conversion apparatus
US9209698B2 (en) Electric power conversion device
EP2575247B1 (en) Method for DC-DC conversion with phase-shift modulation, and corresponding conversion apparatus
WO2021053911A1 (ja) 電力変換装置
WO2021053910A1 (ja) 電力変換装置
JP2018170930A (ja) 電力変換装置、電力変換システム
JP2017055536A (ja) 電力変換装置
CN113746341A (zh) 开关转换器及其操作方法和控制器电路
WO2015174331A1 (ja) 電力変換装置
US11689112B2 (en) DC-DC converter and vehicle
JP2006081263A (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2013038876A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びバッテリ充電器
US9871402B2 (en) Electric power conversion apparatus and method of controlling the same
JP6369509B2 (ja) 電力変換回路
US11936297B2 (en) DC-DC converter including first and second coils magnetically coupled such that current flows through second coil in forward direction of diode by mutual induction as current flowing through first coil from intermediate terminal to output terminal increases and vehicle
WO2022264466A1 (ja) Ｄｃ－ｄｃコンバータおよび車両
WO2019208008A1 (ja) 電力変換装置
Lin et al. Analysis of a DC/DC converter with wide ZVS range and low circulating current

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20231117

A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711

Effective date: 20240226

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20240730

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20240903