CN1146122C - 无线终端装置 - Google Patents

Abstract

在具备直接交换方式的接收电路的便捷电话机中，在I信道用变频器(28)与基带电路(36)之间设置用于去除下一个相邻以上的干扰波的无源型低通滤波器(32)，在Q信道用变频器(30)与基带电路(36)之间也设置用于去除下一个相邻以上的干扰波的无源型低通滤波器(34)。由于用于去除下一个相邻以上的干扰波的上述低通滤波器(32，34)是差动型，因此电路规模小，而且功耗小。另外，干扰波由于使用无源型低通滤波器(32，34)以及有源型低通滤波器(56，58)去除，因此能够可靠地仅接收所希望的信道。

Description

无线终端装置

技术领域

本发明涉及无线终端装置，更详细地讲涉及具备使用了差动型的正交变频器的直接交换接收电路的无线终端装置。

背景技术

当前，在便携电话机这样的无线终端装置中，主要使用着外差方式的接收电路。外差方式虽然需要中频电路，但由于本机振荡频率与接收频率不同，因此本机振荡信号不会在天线一侧泄漏而使灵敏度降低。

与此不同，直接交换(零差)方式虽然不需要中频电路，但由于本机振荡频率与接收频率相同，因此存在本机振荡信号在天线一侧泄漏而使灵敏度降低的问题。

另外，在外差方式中，中频电路能够几乎把所希望的信道以外信道(以下也成为「干扰波」)完全去除，而在零差方式中干扰波几乎不衰减地输进入到基带电路中。由此，在基带电路中要求非常高的抗干扰波特性。然而，一般为了提供抗干扰波特性需要使在基带电路中流过的电流增加，因此在接收电路的抗干扰波特性方面具有某种程度的界限。

另一方面，在便携电话机方面由于强烈地要求小型，重量轻以及低功耗，因此希望构成便携电话机的部件数少。

特开平10-224249号公报在图5中示出了具有抑制从正交变频器输出的基带信号中相邻信道的信号仅选择所希望信道的信号的低通滤波器的直接交换接收机。然而，该低通滤波器的详细情况并没有完全公开。在特开平10-22860公报以及特开平10-32516号公报中也公开了与上述相同的低通滤波器，然而其详细情况也没有完全公开。

发明的公开

本发明的目的在于提供尽可能减少部件数的无线终端装置。

本发明的另一个目的在于提供尽可能抑制输入到基带电路中的干扰波的小型的无线终端装置。

如果按照本发明，则在从多个信道中选择性地接收所希望信道的无线终端装置具备天线，本机振荡频率，差动型的第1变频器，无源型的第1低通滤波器和基带电路。天线接收包括多个信道的高频信号。本机振荡器振荡本机振荡信号。第1变频器把来自天线的高频信号与来自本机振荡器的本机振荡信号混合后生成第1基带信号和与第1基带信号相差180°相位的第2基带信号。第1低通滤波器得到来自第1变频器的第1以及第2基带信号。基带电路透过第1低通滤波器得到第1以及第2基准信号。

上述第1低通滤波器最好包括第1电感器，第2电感器和电容器。第1电感器透过来自第1变频器的第1基带信号传递到基带电路。第2电感器透过来自第2变频器的第2基带信号传递到基带电路。电容器连接在第1以及第2电感器之间。

在这样的无线终端装置中，由于用于去除输入到基带电路的干扰波的第1低通滤波器构成为差动型而且无源型，因此减少部件数，还降低功耗。

上述第1低通滤波器最好具有比邻接到所希望信道的信道还邻接的信道更低的截止频率。

上述基带电路进而最好包括有源型的低通滤波器。有源型的低通滤波器得到透过了第1低通滤波器的第1以及第2基带信号，具有比与所希望信道邻接的信道还低的截止频率。

在这样的无线终端装置中，通过第1低通滤波器去除在有源型的低通滤波器中不能够充分去除的下一个邻接信道以上的干扰波。

如果根据本发明的其他方案，则在从多个信道中选择性地接收所希望信道的无线终端装置具备天线，本机振荡频率，差动型的第1变频器，无源型的第1低通滤波器，无源型的第2低通滤波器和基带电路。天线接收包括多个信道的高频信号。本机振荡器振荡本机振荡信号。第1变频器把来自天线的高频信号与来自本机振荡器的本机振荡信号混合后生成第1基带信号和与第1基带信号相差180°相位的第2基带信号。第1低通滤波器得到来自第1变频器的第1以及第2基带信号。第2低通滤波器得到透过了第1低通滤波器的第1以及第2基带信号，具有比第1低通滤波器的截止频率更高的截止频率。基带电路透过第1低通滤波器得到第1以及第2基带信号。

上述第1低通滤波器最好具有与所希望信道邻接的信道更邻接的信道还低的截止频率。

上述第2低通滤波器的截止频率最好根据第1低通滤波器中的高频段的衰减特性的恶化而设定。

在这样的无线终端装置中，即使在第1低通滤波器的高频段中的衰减特性恶化时，由于使用第2低通滤波器使上述高频段的信号衰减，因此能够抑制并且去除输入到基带电路的所希望信道以外的干扰波。

附图的简单说明

图1是示出本发明实施形态1的便捷电话机总体结构的框图。

图2是示出图1所示的接收电路的具体结构的框图。

图3是示出图2所示的90°分配器，偶次高次谐波变频器以及同相分配器的具体结构的电路图。

图4是示出图2所示的无源型低通滤波器的具体结构的电路图。

图5示出图2所示的无源型低通滤波器的频率特性。

图6是示出图2所示的基带电路的具体结构的框图。

图7示出图6所示的有源型低通滤波器的频率特性。

图8示出图4所示的电感器结构的一例。

图9示出图4所示的电感器结构的另一例。

图10示出图2所示的无源型低通滤波器的高频段中的频率特性。

图11示出图6所示的有源型低通滤波器的高频段中的频率特性。

图12是示出本发明实施形态2的便携电话机中的接收电路114的具体结构的框图。

图13是示出图12所示的无源型低通滤波器的具体结构一例的电路图。

图14示出图13所示的无源型低通滤波器的频率特性。

图15示出图12所示的无源型低通滤波器总体的频率特性。

图16是示出图12所示的无源型低通滤波器的具体结构的其它例的电路图。

图17是示出本发明实施形态2的变形例的无源型低通滤波器的具体结构一例的电路图。

图18是示出本发明实施形态2的变形例的无源型低通滤波器的具体结构又一例的电路图。

图19是示出本发明实施形态2的变形例的无源型低通滤波器的配置的框图。

用于实施发明的最佳形态

以下，参照附图详细地说明本发明实施形态的便携电话机。另外，在图中相同或者相当的部分上标注相同的符号并且不进行重复说明。

实施形态1

参照图1，作为无线终端装置之一的便携电话机具备天线10，发射电路12，接收电路14和收发分波器16。

该便携电话机采用CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)方式，经过一个天线10同时进行发射和接收。从而，发射频率设定为使得与接收频率不同，而在这里，发射频率内设定为比接收频率低。因此，收发分波器16由仅透过发射波TX的带通滤波器和仅透过接收波RX的带通滤波器构成，在接收电路14一侧几乎不透过发射波TX。

参照图2，接收电路14具备低噪声放大器(LNA)18，带通滤波器(BPF)20，90°分配器22，本机振荡器24，同相分配器26，偶次高次谐波变频器28、30，无源型低通滤波器32、34，基带电路36。

低噪声放大器18以高SN比把透过了收发分波器16的接收波RX(以下称为「高频信号RF」)进行放大。带通滤波器20去除不必要的信号仅透过所需要的高频信号RF。90°分配器22根据透过带通滤波器20的高频信号RF生产相互90°相位差的I信道用的高频信号RFI和Q信道用的高频信号RFQ。本机振荡器24振荡本机振荡信号LO。该本机振荡信号LO的频率flo是高频信号RF的频率frf的二分之一。0°分配器26把来自本机振荡器24的本机振荡信号LO分配到偶次高次谐波变频器28以及30中。提供到偶次高次谐波变频器28以及30中的本机振荡信号LO的相位相同。

偶次高次谐波变频器28把来自90°分配器22的高频信号RFI与来自0°分配器26的本机振荡信号LO相混合生成I信道基带信号BBI以及/BBI。该偶次高次谐波变频器28是差动型(平衡型)，基带信号BBI与基带信号/BBI相差180°相位。同样，偶次高次谐波变频器30把来自90°分配器22的高频信号RFQ与来自0°分配器26的本机振荡信号LO相混合生成Q信道信基带信号BBQ以及/BBQ。该偶次高次谐波变频器30也是差动型(平衡型)，基带信号BBQ与基带信号/BBQ相差180°相位。即，偶次高次谐波变频器28以及30作为总体形成正交变频器。

低通滤波器32是差动型(平衡型)而且是无源型，接受来自偶次高次谐波变频器28的基带信号BBI以及/BBI。该带通滤波器32如后面详述的那样，衰减下一个相邻信道以上的干扰波，而且仅透过所希望的信道及其相邻的信道。同样，低通滤波器34是差动型(平衡型)而且是无源型，接受来自偶次高次谐波变频器30的基带信号BBQ以及/BBQ。该低通滤波器34也如后面详细叙述的那样，衰减下一个相邻信道以上的干扰波，而且仅透过所希望的信道及其相邻信道。

这里，为减少部件数，低通滤波器32以及34最好例如用陶瓷滤波器等单一元件38形成。

基带电路36接受透过了低通滤波器32的基带信号BBI以及/BBI和透过了低通滤波器34的基带信号BBQ以及/BBQ。基带电路36由于接受上述那样的差动型的基带信号BBI，/BBI以及BBQ，/BBQ，因此仅能够在正电源下进行动作。更具体地讲，基带电路36在正的电源电压+VCC(例如3V)与接地电压(OV)之间驱动。

另外，代替90°分配器22，也能够设置把来自带通滤波器20的高频信号RF提供到偶次高次谐波变频器28，而且把该高频信号RF相移90°后提供给偶次高次谐波变频器30的移相器。

参照图3，90°分配器22包括反相(180°)分配器40，两个同相(0°)分配器42、44，差动型(平衡型)90°移相器46。该移相器46包括差动型(平衡型)高通滤波器48，差动型(平衡型)低通滤波器50。180°分配器40接受来自带通滤波器20的高频信号RF，把相互相差180°相位的高频信号提供给0°分配器42以及44。0°分配器42把相同相位的高频信号提供给高通滤波器48以及低通滤波器50。0°分配器44把相同相位的高频信号提供给高通滤波器48以及低通滤波器50。高通滤波器48把接受到的高频信号的相位超前45°后提供给偶次高次谐波变频器28。低通滤波器50把接受到的高频信号的相位延迟45°后提供给偶次高次谐波变频器30。从而，90°分配器22分别把相互相差90°相位的高频信号RFI以及RFQ提供给偶次高次谐波变频器28以及30。

另外，在图3中，说明了由偶次高次谐波变频器28以及30形成差动型正交变频器的结构，而代替这些偶次高次谐波变频器，也能够使用二极管平衡型滤波器和使用了晶体管的吉伯单元等变频器这样一般的差动型变频器。但是，通过使用偶次高次谐波变频器，将产生以下所述的特有的效果。

这里，简单地说明偶次高次谐波变频器的动作。如果把输入的高频信号RF的频率记为frf，输入的本机振荡信号LO的频率记为flo，则输出的基带信号的频率由下式表示。

fbb＝mfrf±nflo

这里，m以及n是整数。

在偶次高次谐波变频器中，m+n是偶数时频率变换效率低，m+n是奇数时频率变换效率高。这是因为偶次混合波电流成为流过变频器中的反相并联二极管对281(图3)的电流，不流出到外部。

更具体地讲，在m＝1，n＝2时，基带信号的频率fbb由下式表示。

fbb＝frf-2°flo

如上所述，由于flo＝frf/2，因此这时能够以较高的变换效率得到低频率(fbb＝0)的基带信号。

从而，由天线10接收的高频波不经过中频而直接变换为低频。而且，本机振荡频率flo由于是接收频率frf的二分之一，因此不会发生本机振荡信号在天线101一侧漏泄而使灵敏度下降的情况。

另外，图3所示的差动型正交变频器示于下沃充弘等的「平衡型90°移相电路的单片偶次高次谐波正交变频器」，信学技报，MW98-62(1998-07)35页的图2中。偶次高次谐波变频器以及一般的差动型变频器的更详细的说明通过引用而使用美国专利第5787126号(特开平8-242261号公报)。

参照图4，无源型低通滤波器32包括两个电感器321、322和电容器323。电感器321透过来自偶次高次谐波变频器28的基带信号传送到基带电路36。电感器322透过来自偶次高次谐波变频器28的基带信号传送到基带电路36。电感器321、322还起到用于去除从天线10一侧泄漏来的高频信号的涡流线圈的作用。电容器323耦合在电感器321以及322之间。进而，还能够在比电容器323更靠近基带电路36一侧，与电感器321相串连插入一个电感器，而且与电感器322相串联插入另一个电感器。Q信道一侧的无源型低通滤波器34也同样地构成为上述I信道一侧的无源型低通滤波器32。

参照图5，无源型低通滤波器32、34具有比下一个相邻信道低的截止频率fcp。因此，该无源型低通滤波器32、34抑制下一个相邻信道以上的信道，仅通过所希望的信道及其相邻信道。

这样，由于低通滤波器32、34是无源型，因此能够较高地设定截止频率使得透过相邻信道以下的信道，其结果，即使是基带频率也能够实现小型化。

参照图6，基带电路36包括低噪声放大器(LNA)52、54，有源型低通滤波器(ALPF)56、58，可变增益放大器(VGA)60、68，AD变换器64、66，解调器68。

低噪声放大器52是差动型，接受来自I通道一侧的低通滤波器32的基带信号BBI以及/BBI。低噪声放大器54也是差动型，接受来自Q信道一侧的低通滤波器34的基带信号BBQ以及/BBQ。

有源型低通滤波器56接受来自低噪声放大器52的输出信号，去除相邻信道以上的干扰波仅透过所希望的信道。有源型低通滤波器58接收来自低噪声放大器54的输出信号，去除相邻信道以上的干扰波仅透过所希望的信道。

可变增益放大器60把来自低通滤波器56的输出信号以适当的增益进行放大使得来自AD变换器64的输出电平始终为恒定。可变增益放大器68把来自低通滤波器58的输出信号以适当的增益进行放大使得来自AD变换器66的输出电平始终为恒定。

AD变换器64把来自可变增益放大器60的输出信号进行AD变换后提供给解调器68。AD变换器66把来自可变增益放大器62的输出信号进行AD变换后提供给解调器68。解调器68把来自AD变换器64的I信道基带信号以及来自AD变换器66的Q信道基带信号进行解调得到低频(声音)信号。

另外，还能够省略差动型放大器52、54，使低通滤波器56、58成为差动型，直接地把基带信号BBI、/BBI，BBQ、/BBQ输入到低通滤波器56、58中。

参照图7，有源型低通滤波器56、58具有比相邻信道低的截止频率fca。因此，该低通滤波器56、58抑制相邻信道以上的信道仅透过所希望的信道。

其次，说明以上那样构成的便携电话机的动作。

由天线10接收的高频信号RF通过低噪声放大器18进行放大了以后，经过高通滤波器20提供给90°分配器22。提供到90°分配器22的高频信号RF添加90°相位差后分配到偶次高次谐波变频器28以及30。来自90°分配器22的高频信号RFI由偶次高次谐波变频器28直接变换为低频基带信号BBI以及/BBI，进而基带信号BBI以及/BBI经过无源型低通滤波器32提供到基带电路36。另一方面，来自90°分配器22的高频信号RFQ由偶次高次谐波变频器32直接变换为低频基带信号BBQ以及/BBQ，进而基带信号BBQ以及/BBQ经过无源型低通滤波器34提供到基带电路36。这里，本机振荡频率flo由于是高频信号RF的频率frf的二分之一，因此本机振荡信号LO即使在天线10漏泄，偶次高次谐波变频器28、30几乎也不进行二次(偶数次)的频率变换，因此，漏泄的无用信号不会到达基带电路36。其结果，灵敏度不会下降。

另外，还能够把低通滤波器32、34做成分别在电感器321以及322的每一个上分别连接了一个电容器的非差动型(非平衡型)，而图4所示那样的采用了差动型的情况下能够减少一个所需要的电容器。

另外，由于低通滤波器32、34不是有源型而是采用无源型，因此不会增加有源型低通滤波器56、58以后的有源器件的电流，能够提高接收电路14的抗干扰波特性。

提供给基带电路36的基带信号BBI以及/BBI由低噪声放大器52放大，经过有源型低通滤波器56提供给可变增益放大器60。该被提供的基带信号由可变增益放大器60适当放大，进而由AD变换器64进行了AD变换以后，提供给解调器68。另一方面，提供给基带电路36的基带信号BBQ以及/BBQ由低噪声放大器54放大，经过有源型低通滤波器56提供给可变增益放大器62。该被提供的基带信号由可能增益放大器62适当放大，进而由AD变换器66进行了AD变换以后，提供给解调器68。这些被进行了AD变换了的基带信号由解调器68解调成低频(声音)信号。

这里，虽然由于把低通滤波器56、58不是做成无源型而是做成有源型因此需要电流，然而由于采用了陡峭的频率特性，因此能够充分地去除用无源型低通滤波器32、34不能够去除掉的相邻信道的干扰波。如果这样地把低通滤波器56、58做成有源型，则能够相当降低截止频率fca。有源型低通滤波器56、58的情况下，在动作保证频率以上不一定起到滤波器的功能。然而，下一个相邻信道以上的干扰波由于用无源型低通滤波器32、34在此之前已经去除，因此有源型低通滤波器56、58可以仅可靠地去除相邻信道的干扰波。这样，通过构成低通滤波器32、34以及56、58，能够可靠地去除干扰波，而且还能够降低功耗。

如果如以上那样依据本发明，则由于低通滤波器32、34是无源型而且是差动型，因此减小电路规模，还降低功耗。而且，低通滤波器32、34由于用陶瓷滤波器那样的单一元件38形成，因此减少所需要的部件数。

进而，通过使用高次谐波变频器28、30，接收电路14即使是直接交换方式也不会发生本机振荡信号在天线10漏泄而使灵敏度下降的问题。

另外，通过无源型低通滤波器32、34以及有源型低通滤波器56、58互补地去除干扰波，因此防止电路动作的饱和，其结果，便携电话机能够从多个信道中仅选择性地接收所希望的信道。

实施形态2

在实施形态2中，说明能够作为进一步抑制所希望信道以外的干扰波向基带电路输入的无线电装置之一的便捷电话机的结构。

首先，说明由在实施形态1中说明过的采用了CDMA方式的便携电话机进行收发时的高频段中的衰减特性恶化的问题。

在采用了CDMA方式的收发时，需要把接收电路14中的无源型低通滤波器32、34的截止频率fcp(图5)设定为5MHz左右。根据这一点，构成无源型低通滤波器32、34的电感器321以及322(图4)需要具有数μH级的电感值。

为了确保这种水平的电感值，一般使用把铁氧体作为基材的图8或者图9所示的电感器。

参照图8，电感器321以及322具备铁氧体芯120以及配置在铁氧体芯120周围的线圈绕线121。

参照图9，电感器321以及322具备叠层了n层(n：自然数)的铁氧体基板130-1～130-n。在铁氧体基板130-1～130-n上面分别设置金属图形132-1～132-n以及通孔134-1～134-n。连接各个铁氧体基板上的金属图形使得形成经过通孔相连接的铁氧体基板上的金属图形与绕线线圈。根据图9的结构，为了得到数μH级的电感值，需要把叠层数：n取为数十程度。

使用这些电感器构成的无源型低通滤波器32、34受到铁氧体的导磁率的频率特性或者绕线以及金属图形之间耦合的影响，在高频段具有自激振荡特性。另外，以下，也把无源型低通滤波器32以及34总体地称为无源型低通滤波器PLPF1。

参照图10，无源型低通滤波器PLPF1的频率特性根据上述的自激振荡特性的影响，在高频段具有衰减特性恶化的特征。

另一方面，参照图11，配置在基带电路中的有源型低通滤波器56、58(以下，也总称为ALPF)可以得到陡峭的频率特性，但另一方面，由于构成内部包含运算放大器等的半导体元件的频率特性的影响，在动作保证频率以上不一定作为滤波器动作，在无源型低通滤波器PLPF1的衰减特性恶化的高频段，不具有充分的衰减特性。

这样，仅是无源型低通滤波器PLPF1和有源型低通滤波器ALPF的组合，则易于受到例如FM广播电波等高频电波产生的干扰。另外，如果要通过有源型低通滤波器ALPF1的衰减特性覆盖无源型低通滤波器PLPF1的高频段中的衰减特性的恶化，则构成有源型低通滤波器的半导体元件价格很高，将新产生成本上的问题。

作为实施形态2的无线装置之一的便携电话机目的在于有效地解决有关这样的高频段中的频率特性恶化的问题。

本发明实施形态2的便携电话机与本发明实施形态1的便捷电话机比较，仅在接收电路的结构方面不同。其它有关天线10，发射电路12以及收发分波器16等由于相同因此不重复进行说明。

参照图12，本发明实施形态2的接收电路114在本发明实施形态1的接收电路14的结构上，在无源型低通滤波器32以及34与基带电路36之间，分别具备无源型低通滤波器132以及134这一点不同。关于其它的结构以及动作由于与接收电路14相同因此不重复进行说明。另外，在以下的说明中，也把无源型低通滤波器132以及134总体地记为无源型低通滤波器PLPF2。

无源型低通滤波器PLPF2是为了补偿对应于CDMA方式的在无源型低通滤波器PLPF1中产生的高频段中的衰减特性恶化而设置的。

参照图13，无源型低通滤波器PLPF2包括2个电感器421、422和电容器423。电感器421透过来自无源型低通滤波器PLPF1的基带信号BBI，BBQ传送到带基带电路36。电感器422透过来自无源型低通滤波器PLPF1的基带信号/BBI，/BBQ传送到基带电路36。电容器耦合在电感器421以及422之间。

如后面详细说明的那样，无源型低通滤波器PLPF2的截止频率fcp由于设定为比较高，因此电感器421、422也可以是空心线圈等的低电感值。使用了这样电感器的无源型低通滤波器由于自激振荡频率也提高，因此适于确保高频段的衰减特性。

参照图14，无源型低通滤波器PLPF2的截止频率fcp2设定在无源型低通滤波器PLPF1的衰减特性开始恶化的频率。在具有对应于CDMA方式的截止频率fcp1的无源型低通滤波器PLPF1中，由于衰减特性的恶化在大约80MHz以上的频段中发生，因此与此相对应，截止频率fcp2最好设定在大约80MHz以上。

参照图15，通过把无源型低通滤波器PLPF1以及PLPF2之间串联连接，通过无源型低通滤波器总体，在截止频率fcp1以上区域能够得当充分的衰减特性，因此能够去除下一个相邻信道以上的频带的信号。

进而，根据与在基带电路36中设置的，具有图7所示频率特性的有源型低通滤波器的组合，通过这些滤波器总体，能够衰减并去除所希望信道以外的电波。

参照图16，无源型低通滤波器PLPF2还能够采用在电感器421以及422与接地点450之间分别连接电容器433以及434的结构。如果采用这样的结构，则虽然增加了部件数，然而即使在同相模式下也能够得到所希望的截止特性。

实施形态2的变形例

在实施形态2的变形例中，说明无源型低通滤波器PLPF2的其它方法。如已经说明过的那样，可以减小实施形态2中所示的无源型低通滤波器PLPF2中的电感器的电感值。因此，代替电感器也能够使用电阻元件构成无源型低通滤波器PLPF2。

参照图17，实施形态2的变形例的无源型低通滤波器PLPF2包括2个电阻元件425、426和电容器423。电阻元件425代替图13中的电感器421而设置，透过来自无源型低通滤波器PLPF1的基带信号BBI，BBQ传送带基带电路36。同样，电阻元件426代替图13中的电感器422而设置，透过来自无源型低通滤波器PLPF1的基带信号/BBI，/BBQ传送到基带电路36。电容器耦合在电阻425以及426之间。

电阻元件由于电感器以及电容器的寄生成分小，因此用电阻元件构成的无源型低通滤波器难以引起自激振荡现象。其结果，实施形态2的变形例的无源型低通滤波器在高频段中的衰减特性的恶化更小。从而，通过使用实施形态2的变形例的无源型低通滤波器，能够更可靠地衰减并去除所希望信道以外的电波。

参照图18，无源型低通滤波器PLPF2采用在电阻元件425以及426与接地点450之间分别连接电容器433以及434的结构。如果采用这样的结构，则与图16的情况相同，虽然增加了部件数然而在同相模式下能够得到所希望的截止特性。

进而，由于截止频率高，因此无源型低通滤波器PLPF2中的电容器的电容可以是小值。从而，由这样的电阻元件以及电容器构成的实施形态2的变形例的无源型低通滤波器能够在半导体基板上容易地形成。

参照图19，构成实施形态2的变形例的无源型低通滤波器PLPF2的2个电阻元件425、426以及电容器423与有源型低通滤波器ALPF配置在同一个半导体基板CH上。有源型低通滤波器ALPF由于由用半导体元件构成的运算放大器，电阻元件和电容器构成，因此通过用电阻元件以及电容器构成无源型低通滤波器PLPF2，能够在同一个半导体基板上把无源型低通滤波器PLPF2与有源型低通滤波器ALPF集成化。由此，能够使接收电路小型化。

另外，还能够在同一个半导体基板CH上配置基带电路36中的有源型低通滤波器以外的电路，能够进一步谋求节省配置。

还有，在图19中，示出了在半导体基板CH上配置图17结构的无源型低通滤波器PLPF2的情况，而对于图18结构的无源型低通滤波器PLPF2也能够同样地配置。

这次所公开的实施形态在所有各方面只是例示而并不是限制于这些方面。本发明的范围不是由上述说明而是由权利要求的范围示出，意图在于包括与权利要求的范围均等的意义以及在范围内的所有变更。

产业上的可用性

本发明的无线终端装置能够适用在便携电话这样的移动通信终端中。

Claims (14)

1.一种无线终端装置，该无线终端装置从多个信道中选择性地接收所希望的信道，其特征在于：

具备

用于接收包括前述多个信道的高频信号(RF)的天线(10)；

振荡本机振荡信号(LO)的本机振荡器(24)；

把来自前述天线(10)的高频信号(RF)与来自前述本机振荡器(24)的本机振荡信号(LO)相混合生成第1基带信号(BBI)和与前述第1基带信号(BBI)相差180°相位的第2基带信号(/BBI)的差动型第1变频器(28)；

接受来自前述第1变频器(28)的第1以及第2基带信号(BBI，/BBI)的差动型而且无源型的第1低通滤波器(32)；

接受通过了前述第1低通滤波器(32)的第1以及第2基带信号(BBI，/BBI)的基带电路(36)。

2.如权利要求1中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第1低通滤波器(32)包括

通过来自前述第1变频器(28)的第1基带信号(BBI)传送到前述基带电路(36)的第1电感器(321)；通过来自前述第1变频器(28)的第2基带信号(/BBI)传送到前述基带电路(36)的第2电感器(322)；

耦合在前述第1以及第2电感器(321，322)之间的电容器(323)。

3.如权利要求1中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第1低通滤波器(32)具有比下一个邻接信道低的截止频率(fcp)，该下一个邻接信道与邻接前述所希望的信道的邻接信道邻接。

4.如权利要求3中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述基带电路(36)包括

接受通过了前述第1低通滤波器(32)的第1以及第2基带信号(BBI，/BBI)，具有比与前述所希望的信道邻接的信道低的截止频率(fca)的有源型低通滤波器(56)。

5.如权利要求1中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第1变频器(28)是偶次高次谐波变频器。

6.一种无线终端装置，该无线终端装置从多个信道中选择性地接收所希望的信道，其特征在于：

具备

用于接收包括前述多个信道的高频信号(RF)的天线(10)；

振荡本机振荡信号(LO)的本机振荡器(24)；

把来自前述天线(10)的高频信号(RF)与来自前述本机振荡器(24)的本机振荡信号(LO)相混合生成第1基带信号(BBI)和与前述第1基带信号(BBI)相差180°相位的第2基带信号(/BBI)的差动型第1变频器(28)；

接受来自前述第1变频器(28)的第1以及第2基带信号(BBI，/BBI)的差动型而且无源型的第1低通滤波器(32)；

接受通过了前述第1低通滤波器(32)的第1以及第2基带信号(BBI，/BBI)，具有比前述第1低通滤波器(32)的截止频率(fcp1)高的截止频率(fcp2)的无源型第2低通滤波器(132)；

接受通过了前述第2低通滤波器(132)的第1以及第2基带信号(BBI，/BBI)的基带电路(36)。

7.如权利要求6中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第2低通滤波器(132)包括

通过来自前述第1低通滤波器(32)的第1基带信号(BBI)传送到前述基带电路(36)的第1电感器(421)；

通过来自前述第1低通滤波器(32)的第2基带信号(/BBI)传送到前述基带电路(36)的第2电感器(422)；

耦合在前述第1以及第2电感器(421，422)之间的电容器(423)。

8.如权利要求6中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第2低通滤波器(132)包括

通过来自前述第1低通滤波器(32)的第1基带信号(BBI)传送到前述基带电路(36)的第1电阻元件(425)；

通过来自前述第1低通滤波器(32)的第2基带信号(/BBI)传送到前述基带电路(36)的第2电阻元件(426)；

耦合在前述第1以及第2电阻元件(425，426)之间的电容器(423)。

9.如权利要求6中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第1低通滤波器(32)具有比下一个邻接信道低的截止频率(fcp1)，该下一个邻接信道与邻接前述所希望的信道的邻接信道邻接。

10.如权利要求9中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述基带电路(36)包括有源型低通滤波器(56)，该有源型低通滤波器(56)接受通过了前述第1以及第2低通滤波器(32，132)的第1以及第2基带信号(BBI，/BBI)，并且具有比与前述所希望的信道邻接的信道还低的截止频率(fca)。

11.如权利要求10中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第2低通滤波器(132)包括

通过来自前述第1低通滤波器(32)的第1基带信号(BBI)传送到前述基带电路(36)的第1电阻元件(425)；

通过来自前述第1低通滤波器(32)的第2基带信号(/BBI)传送到前述基带电路(36)的第2电阻元件(426)；

耦合在前述第1以及第2电阻元件(425，426)之间的电容器(423)，

前述第2低通滤波器(132)至少与前述有源型低通滤波器(56)一起集成在同一个半导体基板(CH)上。

12.如权利要求9中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第2低通滤波器(132)具有考虑到前述第1低通滤波器(32)在高频段中的衰减特性的恶化而设定的截止频率(fcp2)。

13.如权利要求12中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第2低通滤波器(132)的截止频率(fcp2)是80MHz以上。

14.如权利要求6中所述的无线终端装置，其特征在于：

前述第1变频器(28)是偶次高次谐波变频器。

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