JPH1022860A - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン受信機Info
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- JPH1022860A JPH1022860A JP18529896A JP18529896A JPH1022860A JP H1022860 A JPH1022860 A JP H1022860A JP 18529896 A JP18529896 A JP 18529896A JP 18529896 A JP18529896 A JP 18529896A JP H1022860 A JPH1022860 A JP H1022860A
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- signal
- digital
- direct conversion
- conversion receiver
- signals
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数か
らずらして直交検波する場合に、隣接チャネル波の重畳
による受信障害を除去できるダイレクトコンバージョン
受信機を提供する。 【解決手段】 この受信機の直交検波で得られたＩ、Ｑ
信号の不要周波数成分を除くフィルタ５、６と、フィル
タ出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器７、８と、ディジタル信号に含まれる隣接波の
成分を除去する、極性反転器23〜26とマルチプレクサス
イッチ27〜30とディジタル加算器32とディジタル減算器
31とから成るイメージ除去ミキサと、Ｉ、Ｑベースバン
ド信号の波形整形を行なうルートナイキストフィルタ
９、10とを設ける。希望信号帯域に落込んだ隣接波がイ
メージ除去ミキサで除かれ、受信障害が防止できる。
らずらして直交検波する場合に、隣接チャネル波の重畳
による受信障害を除去できるダイレクトコンバージョン
受信機を提供する。 【解決手段】 この受信機の直交検波で得られたＩ、Ｑ
信号の不要周波数成分を除くフィルタ５、６と、フィル
タ出力のアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器７、８と、ディジタル信号に含まれる隣接波の
成分を除去する、極性反転器23〜26とマルチプレクサス
イッチ27〜30とディジタル加算器32とディジタル減算器
31とから成るイメージ除去ミキサと、Ｉ、Ｑベースバン
ド信号の波形整形を行なうルートナイキストフィルタ
９、10とを設ける。希望信号帯域に落込んだ隣接波がイ
メージ除去ミキサで除かれ、受信障害が防止できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動体
通信等に使用するダイレクトコンバージョン受信機に関
し、特に、局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数か
らずらして行なう直交検波において、隣接波の除去を可
能にしたものである。
通信等に使用するダイレクトコンバージョン受信機に関
し、特に、局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数か
らずらして行なう直交検波において、隣接波の除去を可
能にしたものである。
【０００２】
【従来の技術】直交変換によりＲＦ信号から直接ベース
バンド信号への変換を行なうダイレクトコンバージョン
は、回路規模を小さくできるため、ディジタル移動体通
信などの受信機の多くで用いられている。
バンド信号への変換を行なうダイレクトコンバージョン
は、回路規模を小さくできるため、ディジタル移動体通
信などの受信機の多くで用いられている。
【０００３】従来のダイレクトコンバージョン受信機
は、図７に示すように、信号を受信する空中線１と、入
力された局部発振信号からｃｏｓ波及びｓｉｎ波を得る
移相器２と、受信信号と局部発振信号とをミキシングし
Ｉ、Ｑ信号を得るミキサ３、４と、前記Ｉ、Ｑ信号に対
し不要周波数成分を除去するローパスフィルタ５、６
と、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換器７、８と、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号に対し波形
整形を行なうルートナイキストフィルタ９、10とを備え
ている。
は、図７に示すように、信号を受信する空中線１と、入
力された局部発振信号からｃｏｓ波及びｓｉｎ波を得る
移相器２と、受信信号と局部発振信号とをミキシングし
Ｉ、Ｑ信号を得るミキサ３、４と、前記Ｉ、Ｑ信号に対
し不要周波数成分を除去するローパスフィルタ５、６
と、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換器７、８と、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号に対し波形
整形を行なうルートナイキストフィルタ９、10とを備え
ている。
【０００４】このダイレクトコンバージョン受信機で
は、まず、空中線１により受信された受信信号11が、ミ
キサ３、４に入力する。また、局部発振信号12が移相器
２に入力し、ｃｏｓ波13とｓｉｎ波14とが出力される。
受信信号11とｃｏｓ波13とはミキサ３によってミキシン
グされ、ダウンコンバートされた信号15が出力される。
同様に、受信信号11とｓｉｎ波14とはミキサ４によって
ミキシングされ、ダウンコンバートされた信号16が出力
される。
は、まず、空中線１により受信された受信信号11が、ミ
キサ３、４に入力する。また、局部発振信号12が移相器
２に入力し、ｃｏｓ波13とｓｉｎ波14とが出力される。
受信信号11とｃｏｓ波13とはミキサ３によってミキシン
グされ、ダウンコンバートされた信号15が出力される。
同様に、受信信号11とｓｉｎ波14とはミキサ４によって
ミキシングされ、ダウンコンバートされた信号16が出力
される。
【０００５】次に、信号15は、アナログローパスフィル
タ５に入力し、不要周波数成分が除去され、信号17とし
て出力される。同様に、信号16は、アナログローパスフ
ィルタ６に入力し、不要周波数成分が除去され、信号18
として出力される。
タ５に入力し、不要周波数成分が除去され、信号17とし
て出力される。同様に、信号16は、アナログローパスフ
ィルタ６に入力し、不要周波数成分が除去され、信号18
として出力される。
【０００６】次に、信号17と信号18とは、それぞれＡ／
Ｄ変換器７、８によってディジタル信号に変換され、そ
れぞれ信号19、20が出力される。
Ｄ変換器７、８によってディジタル信号に変換され、そ
れぞれ信号19、20が出力される。
【０００７】最後に、信号19と信号20とは、それぞれル
ートナイキストフィルタ９、10によって波形整形され、
それぞれ波形整形されたべースバンドＩ信号21及び波形
整形されたべースバンドＱ信号22が出力される。
ートナイキストフィルタ９、10によって波形整形され、
それぞれ波形整形されたべースバンドＩ信号21及び波形
整形されたべースバンドＱ信号22が出力される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記の構成のダイレク
トコンバージョン受信機では、直交復調器を構成するミ
キサや増幅器の直流オフセット等によって、Ｉ、Ｑベー
スバンド信号に直流オフセットが生じ、この直流オフセ
ットによって、受信感度が劣化するという問題があっ
た。
トコンバージョン受信機では、直交復調器を構成するミ
キサや増幅器の直流オフセット等によって、Ｉ、Ｑベー
スバンド信号に直流オフセットが生じ、この直流オフセ
ットによって、受信感度が劣化するという問題があっ
た。
【０００９】こうした点を解決するため、直交復調器に
入力する局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数から
ずらす方法がある。しかし、この方法を用いると、隣接
チャネル波が希望信号に重畳され受信障害が生じるとい
う問題点がある。
入力する局部発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数から
ずらす方法がある。しかし、この方法を用いると、隣接
チャネル波が希望信号に重畳され受信障害が生じるとい
う問題点がある。
【００１０】本発明は、このような従来の問題点を解決
するものであり、直交検波器に入力する局部発振信号の
周波数をＲＦ信号の周波数からずらして直交検波する場
合に、隣接チャネル波の重畳による受信障害を除去する
ことができるダイレクトコンバージョン受信機を提供す
ることを目的としている。
するものであり、直交検波器に入力する局部発振信号の
周波数をＲＦ信号の周波数からずらして直交検波する場
合に、隣接チャネル波の重畳による受信障害を除去する
ことができるダイレクトコンバージョン受信機を提供す
ることを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明のダイレ
クトコンバージョン受信機では、直交検波で得られた
Ｉ、Ｑ信号をディジタル信号に変換した後、極性反転器
とマルチプレクサスイッチとディジタル加算器とディジ
タル減算器とから成るイメージ除去ミキサを用いて、デ
ィジタル信号に含まれる隣接波成分を除去している。
クトコンバージョン受信機では、直交検波で得られた
Ｉ、Ｑ信号をディジタル信号に変換した後、極性反転器
とマルチプレクサスイッチとディジタル加算器とディジ
タル減算器とから成るイメージ除去ミキサを用いて、デ
ィジタル信号に含まれる隣接波成分を除去している。
【００１２】そのため、隣接波に起因する受信障害を防
ぐことができる。
ぐことができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、受信信号にＲＦ信号からずらした周波数の局部発振
信号を乗算して直交検波を行なうダイレクトコンバージ
ョン受信機において、直交検波で得られたＩ、Ｑ信号の
不要周波数成分を除去するアナログローパスフィルタ
と、不要周波数成分の除去されたアナログ信号をディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、変換されたディジ
タル信号に含まれる隣接波の成分を除去するための、極
性反転器とマルチプレクサスイッチとディジタル加算器
とディジタル減算器とから成るイメージ除去ミキサと、
このイメージ除去ミキサから出力されるＩ、Ｑベースバ
ンド信号に対して波形整形を行なうルートナイキストフ
ィルタとを設けたものであり、希望信号帯域に落ち込ん
だ隣接波がイメージ除去ミキサによって除去され、受信
障害が防止される。
は、受信信号にＲＦ信号からずらした周波数の局部発振
信号を乗算して直交検波を行なうダイレクトコンバージ
ョン受信機において、直交検波で得られたＩ、Ｑ信号の
不要周波数成分を除去するアナログローパスフィルタ
と、不要周波数成分の除去されたアナログ信号をディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、変換されたディジ
タル信号に含まれる隣接波の成分を除去するための、極
性反転器とマルチプレクサスイッチとディジタル加算器
とディジタル減算器とから成るイメージ除去ミキサと、
このイメージ除去ミキサから出力されるＩ、Ｑベースバ
ンド信号に対して波形整形を行なうルートナイキストフ
ィルタとを設けたものであり、希望信号帯域に落ち込ん
だ隣接波がイメージ除去ミキサによって除去され、受信
障害が防止される。
【００１４】請求項２に記載の発明は、このアナログロ
ーパスフィルタから出力される信号に対してＩ、Ｑ利得
誤差除去を行なう振幅調整回路を設けたものであり、利
得誤差を除くことにより隣接波除去の効果を高めること
ができる。
ーパスフィルタから出力される信号に対してＩ、Ｑ利得
誤差除去を行なう振幅調整回路を設けたものであり、利
得誤差を除くことにより隣接波除去の効果を高めること
ができる。
【００１５】請求項３に記載の発明は、局部発振信号に
対して位相調整を行なう位相調整回路を設けたものであ
り、この位相調整により、隣接波除去の効果を高めるこ
とができる。
対して位相調整を行なう位相調整回路を設けたものであ
り、この位相調整により、隣接波除去の効果を高めるこ
とができる。
【００１６】請求項４に記載の発明は、このＩ、Ｑ利得
誤差除去をディジタル信号処理により行なうようにした
ものであり、振幅調整の自動化が可能となる。
誤差除去をディジタル信号処理により行なうようにした
ものであり、振幅調整の自動化が可能となる。
【００１７】請求項５に記載の発明は、ディジタル信号
処理によるＩ、Ｑ利得誤差除去の実行を、隣接波のレベ
ルによって適応的に選択するようにしたものであり、利
得誤差除去の動作を制限することによって演算量の削減
を図ることができる。
処理によるＩ、Ｑ利得誤差除去の実行を、隣接波のレベ
ルによって適応的に選択するようにしたものであり、利
得誤差除去の動作を制限することによって演算量の削減
を図ることができる。
【００１８】請求項６に記載の発明は、ディジタル信号
処理によるＩ、Ｑ利得誤差除去の実行を、Ａ／Ｄ変換器
の出力する信号レベルによって適応的に選択するように
したものであり、演算量の一層の削減を図ることができ
る。
処理によるＩ、Ｑ利得誤差除去の実行を、Ａ／Ｄ変換器
の出力する信号レベルによって適応的に選択するように
したものであり、演算量の一層の削減を図ることができ
る。
【００１９】以下、本発明の実施の形態について、図面
を用いて説明する。
を用いて説明する。
【００２０】（第１の実施の形態）第１の実施形態のダ
イレクトコンバージョン受信機は、図１に示すように、
信号を受信する空中線１と、入力された局部発振信号33
からｃｏｓ波34及びｓｉｎ波35を得る移相器２と、受信
信号11と局部発振信号34、35とをミキシングしＩ、Ｑ信
号を得るミキサ３、４と、前記Ｉ、Ｑ信号に対し不要周
波数成分を除去するローパスフィルタ５、６と、アナロ
グ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器７、８
と、信号の極性を反転する極性反転器23、24、25、26
と、並列入力する信号を直列に出力するマルチプレクサ
スイッチ27、28、29、30と、マルチプレクサスイッチ27
の出力46からマルチプレクサスイッチ30の出力49を減算
するディジタル減算器31と、マルチプレクサスイッチ28
の出力47とマルチプレクサスイッチ29の出力48とを加算
するディジタル加算器32と、ディジタル減算器31の出力
50に対して波形整形を行なうルートナイキストフィルタ
９と、ディジタル加算器32の出力51に対して波形整形を
行なうルートナイキストフィルタ10とを備えている。
イレクトコンバージョン受信機は、図１に示すように、
信号を受信する空中線１と、入力された局部発振信号33
からｃｏｓ波34及びｓｉｎ波35を得る移相器２と、受信
信号11と局部発振信号34、35とをミキシングしＩ、Ｑ信
号を得るミキサ３、４と、前記Ｉ、Ｑ信号に対し不要周
波数成分を除去するローパスフィルタ５、６と、アナロ
グ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器７、８
と、信号の極性を反転する極性反転器23、24、25、26
と、並列入力する信号を直列に出力するマルチプレクサ
スイッチ27、28、29、30と、マルチプレクサスイッチ27
の出力46からマルチプレクサスイッチ30の出力49を減算
するディジタル減算器31と、マルチプレクサスイッチ28
の出力47とマルチプレクサスイッチ29の出力48とを加算
するディジタル加算器32と、ディジタル減算器31の出力
50に対して波形整形を行なうルートナイキストフィルタ
９と、ディジタル加算器32の出力51に対して波形整形を
行なうルートナイキストフィルタ10とを備えている。
【００２１】このダイレクトコンバージョン受信機で
は、空中線１により受信された受信信号11が、それぞれ
ミキサ３、４に入力する。
は、空中線１により受信された受信信号11が、それぞれ
ミキサ３、４に入力する。
【００２２】ここで、希望彼の周波数をｆとし、局部発
振信号33の周波数をｆ−ｆｏとすると、直交復調後に希
望波帯域に落ち込むのは周波数がｆ−２ｆｏの隣接波で
ある。従って、希望波の他に周波数がｆ−２ｆｏの隣接
波が１波存在する場合を考える。この場合、信号11は次
式で示される。
振信号33の周波数をｆ−ｆｏとすると、直交復調後に希
望波帯域に落ち込むのは周波数がｆ−２ｆｏの隣接波で
ある。従って、希望波の他に周波数がｆ−２ｆｏの隣接
波が１波存在する場合を考える。この場合、信号11は次
式で示される。
【００２３】 S(t)＝{I(t)cos2πft+Q(t)sin2πft} ＋{II(t)cos2π(f-2fo)t＋QQ(t)sin2π(f-2fo)t} （１） ただし、Ｉ（ｔ）；ベースバンドＩ信号（希望波成分） Ｑ（ｔ）；ベースバンドＱ信号（希望波成分） II（ｔ）；ベースバンドＩ信号（隣接波成分） QQ（ｔ）；ベースバンドＱ信号（隣接波成分）
【００２４】局部発振信号33は移相器２に入力し、移相
器２の出力するｃｏｓ波34とｓｉｎ波35とは、それぞれ
ミキサ３、４に入力する。
器２の出力するｃｏｓ波34とｓｉｎ波35とは、それぞれ
ミキサ３、４に入力する。
【００２５】ミキサ３は、信号11とｃｏｓ波34とをミキ
シングし、ダウンコンバートして、信号ＳＩ（ｔ）36を
出力する。信号ＳＩ（ｔ）36は次式で示される。
シングし、ダウンコンバートして、信号ＳＩ（ｔ）36を
出力する。信号ＳＩ（ｔ）36は次式で示される。
【００２６】 SI(t)={I(t)cos2πft+Q(t)sin2πft}cos2π(f-fo)t +{II(t)cos2π(f-2fo)t+QQ(t)sin2π(f-2fo)t}cos2π(f-fo)t ={I(t)cos2πfot+Q(t)sin2πfot}/2 +{II(t)cos2πfot-QQ(t)sin2πfot}/2 +{I(t)cos2π(2f-fo)t+Q(t)sin2π(2f-fo)t}/2 +{II(t)cos2π(2f-3fo)t+QQ(t)sin2π(2f-3fo)t}/2 （２）
【００２７】同様に、ミキサ４は、信号11とｓｉｎ波35
とをミキシングし、ダウンコンバートして、信号ＳＱ
（ｔ）37を出力する。信号ＳＱ（ｔ）37は次式で示され
る。
とをミキシングし、ダウンコンバートして、信号ＳＱ
（ｔ）37を出力する。信号ＳＱ（ｔ）37は次式で示され
る。
【００２８】 SQ(t)={I(t)cos2πft+Q(t)sin2πft}sin2π(f-fo)t +{II(t)cos2π(f-2fo)t+QQ(t)sin2π(f-2fo)t}sin2π(f-fo)t ={-I(t)sin2πfot+Q(t)cos2πfot}/2 +{II(t)sin2πfot+QQ(t)cos2πfot}/2 +{I(t)sin2π(2f-fo)t+Q(t)cos2π(2f-fo)t}/2 +{II(t)sin2π(2f-3fo)t+QQ(t)cos2π(2f-3fo)t}/2 （３）
【００２９】次に、信号36は、アナログローパスフィル
タ５に入力し、不要周波数成分が除去され、信号ＳＳＩ
（ｔ）38として出力される。信号ＳＳＩ（ｔ）38は次式
で示される。
タ５に入力し、不要周波数成分が除去され、信号ＳＳＩ
（ｔ）38として出力される。信号ＳＳＩ（ｔ）38は次式
で示される。
【００３０】 SSI(t)={I(t)cos2πfot+Q(t)sin2πfot}/2 +{II(t)cos2πfot-QQ(t)sin2πfot}/2 （４）
【００３１】同様に、信号37は、アナログローパスフィ
ルタ６に入力し、不要周波数成分が除去され、信号ＳＳ
Ｑ（ｔ）39として出力される。信号ＳＳＱ（ｔ）39は次
式で示される。
ルタ６に入力し、不要周波数成分が除去され、信号ＳＳ
Ｑ（ｔ）39として出力される。信号ＳＳＱ（ｔ）39は次
式で示される。
【００３２】 SSQ(t)={-I(t)sin2πfot+Q(t)cos2πfot}/2 +{II(t)sin2πfot＋QQ(t)cos2πfot}/2 （５）
【００３３】信号38はＡ／Ｄ変換器７によってディジタ
ル信号に変換され、信号ＤＩ（ｎＴ）40として出力され
る。信号ＤＩ（ｎＴ）40は次式で示される。
ル信号に変換され、信号ＤＩ（ｎＴ）40として出力され
る。信号ＤＩ（ｎＴ）40は次式で示される。
【００３４】 DI(nT)={I(nT)cos2πfonT+Q(nT)sin2πfonT}/2 +{II(nT)cos2πfonT-QQ(nT)sin2πfonT}/2 （６） ただし、n=0、1、2・・・ T;サンプリング周期
【００３５】同様に，信号39はＡ／Ｄ変換器８によって
ディジタル信号に変換され、信号ＤＱ（ｎＴ）41として
出力される。信号ＤＱ（ｎＴ）41は次式で示される。
ディジタル信号に変換され、信号ＤＱ（ｎＴ）41として
出力される。信号ＤＱ（ｎＴ）41は次式で示される。
【００３６】 DQ(nT)={-I(nT)sin2πfonT+Q(nT)cos2πfnoT}/2 +{II(nT)sin2πfonT+QQ(nT)cos2πfonT}/2 （７）
【００３７】次に、信号40は極性反転器23、24によって
極性反転され、それぞれ信号42と43とが得られる。同様
に、信号41は極性反転器25、26によって極性反転され、
それぞれ信号44と45とが得られる。
極性反転され、それぞれ信号42と43とが得られる。同様
に、信号41は極性反転器25、26によって極性反転され、
それぞれ信号44と45とが得られる。
【００３８】次に、信号40と信号42とは、マルチプレク
サスイッチ27によってサンプリング周期のタイミングで
時間順に選択され、信号Ｉ１（ｎＴ）46として出力され
る。信号46は次式で示される。
サスイッチ27によってサンプリング周期のタイミングで
時間順に選択され、信号Ｉ１（ｎＴ）46として出力され
る。信号46は次式で示される。
【００３９】 I1(nT)= DI(nT);n=4k 0 ;n=4k+1 -DI(nT);n=4k+2 0 ;n=4k+3 （８） ただし、k=0、1、2、・・・
【００４０】ここで、信号I1(nT)にcos2πfonTを乗算す
るとI1(nT)cos2πfonTとなるが、fo=1/4Tとした場合
（ローカル信号の１周期のオーバーサンプリングを４と
した場合）の信号I1(nT)cos2πfonTは（８）式のように
変形できる。従って、（８）式は信号I1(nT)にcos2πfo
nTを乗算することと等価である。
るとI1(nT)cos2πfonTとなるが、fo=1/4Tとした場合
（ローカル信号の１周期のオーバーサンプリングを４と
した場合）の信号I1(nT)cos2πfonTは（８）式のように
変形できる。従って、（８）式は信号I1(nT)にcos2πfo
nTを乗算することと等価である。
【００４１】同様にして、信号40と信号43、信号41と信
号44、信号41と信号45は、それぞれマルチプレクサスイ
ッチ28、29、30によってサンプリング周期のタイミング
で時間順に選択され、それぞれ信号Q1(nT)47、信号I2(n
T)48、信号Q2(nT)49として出力される。信号47、48、49
はそれぞれ次式で示される。
号44、信号41と信号45は、それぞれマルチプレクサスイ
ッチ28、29、30によってサンプリング周期のタイミング
で時間順に選択され、それぞれ信号Q1(nT)47、信号I2(n
T)48、信号Q2(nT)49として出力される。信号47、48、49
はそれぞれ次式で示される。
【００４２】 Q1(nT)= 0 DI(nT);n=4k+1 0 ;n=4k+2 -DI(nT);n=4k+3 (９) I2(nT)= DQ(nT);n=4k 0 ;n=4k+1 -DQ(nT);n=4k+2 0 ;n=4k+3 (１０) Q2(nT)= 0 ;n=4k DQ(nT);n=4k+1 0 ;n=4k+2 -DQ(nT);n=4k+3 （１１）
【００４３】次に、信号I1(nT)46と信号Q2(nT)49とはデ
ィジタル減算器31に入力する。ディジタル減算器31の出
力は次式のようになる。
ィジタル減算器31に入力する。ディジタル減算器31の出
力は次式のようになる。
【００４４】 I1(nT)-Q2(nT)= DI(nT);n=4k -DQ(nT);n=4k+1 -DI(nT);n=4k+2 DQ(nT);n=4k+3 （１２） ここで、fo=1/4Tであるから、 n=4kのときの DI(nT)={I(nT)/2}+{II(nT)/2} n=4k+1のときの -DQ(nT)={I(nT)/2}-{II(nT)/2} n=4k+2のときの -DI(nT)={I(nT)/2}+{II(nT)/2} n=4k+3のときの DQ(nT)={I(nT)/2}-{II(nT)/2} となり、サンプリング周期で見たとき、希望信号帯域に
落ち込んだ隣接波が除去され、ディジタル減算器31から
は信号I(nT)50が得られる。
落ち込んだ隣接波が除去され、ディジタル減算器31から
は信号I(nT)50が得られる。
【００４５】同様に、信号Q1(nT)47と信号I2(nT)48とは
ディジタル加算器32に入力し、ディジタル加算器32の出
力は次のようになる。
ディジタル加算器32に入力し、ディジタル加算器32の出
力は次のようになる。
【００４６】 Q1(nT)+I2(nT)= DQ(nT);n=4k DI(nT);n=4k+1 -DQ(nT);n=4k+2 -DI(nT);n=4k+3 （１３） n=4kのときの DQ(nT)={Q(nT)/2}+{QQ(nT)/2} n=4k+1のときの DI(nT)={Q(nT)/2}-{QQ(nT)/2} n=4k+2のときの -DQ(nT)={Q(nT)/2}+{QQ(nT)/2} n=4k+3のときの -DI(nT)={Q(nT)/2}-{QQ(nT)/2}
【００４７】従って、希望信号帯域に落ち込んだ隣接波
が除去され、ディジタル加算器32からは信号Q(nT)51が
出力される。
が除去され、ディジタル加算器32からは信号Q(nT)51が
出力される。
【００４８】最後に、信号I(nT)50と信号Q(nT)51とは、
それぞれルートナイキストフィルタ９、10によって波形
整形されるとともに希望信号帯域外の隣接波を除去さ
れ、それぞれベースバンドＩ信号21とべースバンドＱ信
号22とが得られる。
それぞれルートナイキストフィルタ９、10によって波形
整形されるとともに希望信号帯域外の隣接波を除去さ
れ、それぞれベースバンドＩ信号21とべースバンドＱ信
号22とが得られる。
【００４９】このように、第１の実施形態のダイレクト
コンバージョン受信機では、直交検波器に入力する局部
発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数からずらして直交
検波を行なう場合に、直交検波器により出力される２つ
の系統の信号に対し、極性反転器とマルチプレクサスイ
ッチとディジタル減算器とディジタル加算器とにより構
成されるイメージ除去ミキサを用いて、希望信号帯域に
落ち込んだ隣接波を除去しており、こうすることによっ
て、隣接波に起因する受信障害の発生を防ぐことができ
る。
コンバージョン受信機では、直交検波器に入力する局部
発振信号の周波数をＲＦ信号の周波数からずらして直交
検波を行なう場合に、直交検波器により出力される２つ
の系統の信号に対し、極性反転器とマルチプレクサスイ
ッチとディジタル減算器とディジタル加算器とにより構
成されるイメージ除去ミキサを用いて、希望信号帯域に
落ち込んだ隣接波を除去しており、こうすることによっ
て、隣接波に起因する受信障害の発生を防ぐことができ
る。
【００５０】また、イメージ除去ミキサをディジタル乗
算器を用いずに構成することによって、演算量を削減す
ることができ、さらにディジタル信号処理部の処理速度
の高速化を図ることができるため、アナログローパスフ
ィルタの次数を削減することができ、アナログ回路の回
路規模の削減が可能となる。この受信機では、ディジタ
ル信号処理部の処理速度はＡ／Ｄ変換器の処理速度で決
まる。一般に、Ａ／Ｄ変換器の処理速度はディジタル乗
算器の処理速度の４倍程度であるため、全体の処理速度
をディジタル乗算器を用いた場合の４倍程度とすること
ができ、アナログローパスフィルタをバタワース特性の
フィルタで実現した場合は次数を３次程度削減すること
ができる。
算器を用いずに構成することによって、演算量を削減す
ることができ、さらにディジタル信号処理部の処理速度
の高速化を図ることができるため、アナログローパスフ
ィルタの次数を削減することができ、アナログ回路の回
路規模の削減が可能となる。この受信機では、ディジタ
ル信号処理部の処理速度はＡ／Ｄ変換器の処理速度で決
まる。一般に、Ａ／Ｄ変換器の処理速度はディジタル乗
算器の処理速度の４倍程度であるため、全体の処理速度
をディジタル乗算器を用いた場合の４倍程度とすること
ができ、アナログローパスフィルタをバタワース特性の
フィルタで実現した場合は次数を３次程度削減すること
ができる。
【００５１】（第２の実施の形態）第２の実施形態のダ
イレクトコンバージョン受信機は、図２に示すように、
アナログローパスフィルタ５、６によって出力されるア
ナログ信号に対し、Ｉ、Ｑ利得誤差を除去するための振
幅調整回路52、53を備えている。その他の構成は、第１
の実施形態（図１）と変わりがない。
イレクトコンバージョン受信機は、図２に示すように、
アナログローパスフィルタ５、６によって出力されるア
ナログ信号に対し、Ｉ、Ｑ利得誤差を除去するための振
幅調整回路52、53を備えている。その他の構成は、第１
の実施形態（図１）と変わりがない。
【００５２】この受信機において、信号ＳＳＩ（ｔ）38
と信号ＳＳＱ（ｔ）39とを得るまでの動作は、第１の実
施形態と同じである。
と信号ＳＳＱ（ｔ）39とを得るまでの動作は、第１の実
施形態と同じである。
【００５３】信号ＳＳＩ（ｔ）38と信号ＳＳＱ（ｔ）39
とは、それぞれ、振幅調整回路52、53によってＩ、Ｑ利
得誤差が除去され、信号54と信号55として出力される。
とは、それぞれ、振幅調整回路52、53によってＩ、Ｑ利
得誤差が除去され、信号54と信号55として出力される。
【００５４】それ以降の動作は第１の実施形態と同じで
ある。
ある。
【００５５】イメージ除去ミキサによる希望信号帯域に
落ち込んだ隣接波除去効果は、Ｉ、Ｑ利得誤差によって
劣化する。
落ち込んだ隣接波除去効果は、Ｉ、Ｑ利得誤差によって
劣化する。
【００５６】第２の実施形態の構成においては、Ｉ、Ｑ
利得誤差を振幅調整回路によって除去することにより、
第１の実施形態の構成よりもさらに希望信号帯域に落ち
込んだ隣接波除去効果を増大させることができる。
利得誤差を振幅調整回路によって除去することにより、
第１の実施形態の構成よりもさらに希望信号帯域に落ち
込んだ隣接波除去効果を増大させることができる。
【００５７】（第３の実施の形態）第３の実施形態のダ
イレクトコンバージョン受信機は、図３に示すように、
移相器２によって出力される局部発振信号に対し位相調
整を行なう位相調整回路56を備えている。その他の構成
は第２の実施形態（図２）と変わりがない。
イレクトコンバージョン受信機は、図３に示すように、
移相器２によって出力される局部発振信号に対し位相調
整を行なう位相調整回路56を備えている。その他の構成
は第２の実施形態（図２）と変わりがない。
【００５８】この受信機の移相器２から出力されるｃｏ
ｓ波34は、位相調整回路56によって位相誤差が除去さ
れ、位相調整されたｃｏｓ波57としてミキサ３に出力さ
れる。イメージ除去ミキサによる希望信号帯域に落ち込
んだ隣接波除去効果は、Ｉ、Ｑ利得誤差の他に局部発振
信号の位相誤差によって劣化する。第３の実施形態の受
信機では、局部発振信号の位相誤差を位相調整回路によ
って除去しているため、第２の実施形態の受信機よりも
さらに希望信号帯域に落ち込んだ隣接波除去効果を増大
させることができる。
ｓ波34は、位相調整回路56によって位相誤差が除去さ
れ、位相調整されたｃｏｓ波57としてミキサ３に出力さ
れる。イメージ除去ミキサによる希望信号帯域に落ち込
んだ隣接波除去効果は、Ｉ、Ｑ利得誤差の他に局部発振
信号の位相誤差によって劣化する。第３の実施形態の受
信機では、局部発振信号の位相誤差を位相調整回路によ
って除去しているため、第２の実施形態の受信機よりも
さらに希望信号帯域に落ち込んだ隣接波除去効果を増大
させることができる。
【００５９】（第４の実施の形態）第４の実施形態のダ
イレクトコンバージョン受信機は、図４に示すように、
Ｉ、Ｑ利得誤差の除去をディジタル信号処理で行なうた
めに、振幅情報検出回路58、59と、ディジタル乗算器6
0、61とを備えている。
イレクトコンバージョン受信機は、図４に示すように、
Ｉ、Ｑ利得誤差の除去をディジタル信号処理で行なうた
めに、振幅情報検出回路58、59と、ディジタル乗算器6
0、61とを備えている。
【００６０】この受信機において、信号ＤＩ（ｔ）40と
信号ＤＱ（ｔ）41とを得るまでの動作は、第１の実施形
態と同じである。
信号ＤＱ（ｔ）41とを得るまでの動作は、第１の実施形
態と同じである。
【００６１】信号ＤＩ（ｔ）40と信号ＤＱ（ｎＴ）41と
は、それぞれ振幅情報検出回路58、59に入力され、２乗
の演算をされ、さらに平方根の演算をされ、信号ＤＩ
（ｔ）の振幅情報信号62、及び信号ＤＱ（ｔ）の振幅情
報信号63が出力される。次に、信号ＤＩ（ｔ）40と信号
ＤＱ（ｔ）の振幅情報信号63とは、ディジタル乗算器60
で乗算され、また、信号ＤＱ（ｔ）41と信号ＤＩ（ｔ）
の振幅情報信号62とは、ディジタル乗算器61で乗算さ
れ、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去された信号64、65が出力され
る。それ以降の動作は、第１の実施形態と同じである。
は、それぞれ振幅情報検出回路58、59に入力され、２乗
の演算をされ、さらに平方根の演算をされ、信号ＤＩ
（ｔ）の振幅情報信号62、及び信号ＤＱ（ｔ）の振幅情
報信号63が出力される。次に、信号ＤＩ（ｔ）40と信号
ＤＱ（ｔ）の振幅情報信号63とは、ディジタル乗算器60
で乗算され、また、信号ＤＱ（ｔ）41と信号ＤＩ（ｔ）
の振幅情報信号62とは、ディジタル乗算器61で乗算さ
れ、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去された信号64、65が出力され
る。それ以降の動作は、第１の実施形態と同じである。
【００６２】第４の実施形態の受信機では、Ｉ、Ｑ利得
誤差をディジタル信号処理によって除去しているため、
第２の実施形態において必要であった振幅調整作業を削
除することができ、無調整化を図ることができる。
誤差をディジタル信号処理によって除去しているため、
第２の実施形態において必要であった振幅調整作業を削
除することができ、無調整化を図ることができる。
【００６３】（第５の実施の形態）第５の実施形態のダ
イレクトコンバージョン受信機は、隣接波レベルによっ
てＩ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かを適応的に選択
することができる。この受信機は、図５に示すように、
利得調整を行なう経路と利得調整を行なわない経路とを
切り換えるスイッチ66、67、68、69と、Ａ／Ｄ変換器
７、８の出力における振幅情報を検出する振幅情報検出
回路70と、ベースバンド信号21、22の振幅情報を検出す
る振幅情報検出回路72と、振幅情報検出回路70、72の出
力をそれぞれ平均する平均化回路71、73と、平均化回路
71の出力から平均化回路73の出力を減算するディジタル
減算器74と、ディジタル減算器74の出力と基準信号83と
の差分に基づいて各スイッチ66、67、68、69に切り換え
制御信号84を出力するディジタル減算器75とを備えてい
る。その他の構成は第４の実施形態（図４）と変わりが
ない。
イレクトコンバージョン受信機は、隣接波レベルによっ
てＩ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かを適応的に選択
することができる。この受信機は、図５に示すように、
利得調整を行なう経路と利得調整を行なわない経路とを
切り換えるスイッチ66、67、68、69と、Ａ／Ｄ変換器
７、８の出力における振幅情報を検出する振幅情報検出
回路70と、ベースバンド信号21、22の振幅情報を検出す
る振幅情報検出回路72と、振幅情報検出回路70、72の出
力をそれぞれ平均する平均化回路71、73と、平均化回路
71の出力から平均化回路73の出力を減算するディジタル
減算器74と、ディジタル減算器74の出力と基準信号83と
の差分に基づいて各スイッチ66、67、68、69に切り換え
制御信号84を出力するディジタル減算器75とを備えてい
る。その他の構成は第４の実施形態（図４）と変わりが
ない。
【００６４】この受信機において、信号ＤＩ（ｔ）40と
信号ＤＱ（ｔ）41とを得るまでの動作は、第１の実施形
態と同じである。
信号ＤＱ（ｔ）41とを得るまでの動作は、第１の実施形
態と同じである。
【００６５】信号ＤＩ（ｔ）40と信号ＤＱ（ｔ）41と
は、それぞれスイッチ66、68、スイッチ67、69によっ
て、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かが適応的に選
択され、それぞれ信号76、信号77として出力される。こ
こで、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去を行なう場合の動作は第４
の実施形態と同じである。
は、それぞれスイッチ66、68、スイッチ67、69によっ
て、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かが適応的に選
択され、それぞれ信号76、信号77として出力される。こ
こで、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去を行なう場合の動作は第４
の実施形態と同じである。
【００６６】また、信号ＤＩ（ｔ）40と信号ＤＱ（ｔ）
41とは振幅情報検出回路70に入力し、２乗されて加算さ
れ、さらに平方根の演算をされ、信号78として出力され
る。また、信号78は平均化回路71によって平均化の演算
をされ、信号79として出力される。同様に、べースバン
ドＩ信号21とベースバンドＱ信号22とは、振幅情報検出
回路72に入力し、２乗されて加算され、さらに平方根の
演算をされ、信号80として出力される。また、信号80は
平均化回路73によって平均化の演算をされ、信号81とし
て出力される。次に、信号79と信号81とは、ディジタル
減算器74によって減算され、隣接波レベルを表す信号82
が出力される。
41とは振幅情報検出回路70に入力し、２乗されて加算さ
れ、さらに平方根の演算をされ、信号78として出力され
る。また、信号78は平均化回路71によって平均化の演算
をされ、信号79として出力される。同様に、べースバン
ドＩ信号21とベースバンドＱ信号22とは、振幅情報検出
回路72に入力し、２乗されて加算され、さらに平方根の
演算をされ、信号80として出力される。また、信号80は
平均化回路73によって平均化の演算をされ、信号81とし
て出力される。次に、信号79と信号81とは、ディジタル
減算器74によって減算され、隣接波レベルを表す信号82
が出力される。
【００６７】ディジタル減算器75は、信号82と基準信号
（ＲＥＦ１）83との差分を演算し、差分に基づいて制御
信号84を出力する。制御信号84は、スイッチ66、67、6
8、69の切り換えを制御する。
（ＲＥＦ１）83との差分を演算し、差分に基づいて制御
信号84を出力する。制御信号84は、スイッチ66、67、6
8、69の切り換えを制御する。
【００６８】イメージ除去ミキサによる希望信号帯域に
落ち込んだ隣接波除去効果は、Ｉ、Ｑ利得誤差によって
劣化するが、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去は隣接波レベルが希
望信号レベルに対して十分大きい場合にのみ行なえばよ
く、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かを適応的に選
択することにより、演算量の削減を図ることができる。
落ち込んだ隣接波除去効果は、Ｉ、Ｑ利得誤差によって
劣化するが、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去は隣接波レベルが希
望信号レベルに対して十分大きい場合にのみ行なえばよ
く、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かを適応的に選
択することにより、演算量の削減を図ることができる。
【００６９】第５の実施形態の受信機では、隣接波レベ
ルによってＩ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かを適応
的に選択しているため、第４の実施形態よりもさらに演
算量の削減を行なうことができる。
ルによってＩ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かを適応
的に選択しているため、第４の実施形態よりもさらに演
算量の削減を行なうことができる。
【００７０】（第６の実施の形態）第６の実施形態のダ
イレクトコンバージョン受信機は、図６に示すように、
Ａ／Ｄ変換器７、８の出力信号40、41のレベルだけを用
いて、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かを適応的に
選択している。この構成では、第５の実施形態（図５）
で備えていた振幅情報検出回路72、平均化回路73及びデ
ィジタル減算器74を有しておらず、その点だけが第５の
実施形態と違っている。
イレクトコンバージョン受信機は、図６に示すように、
Ａ／Ｄ変換器７、８の出力信号40、41のレベルだけを用
いて、Ｉ、Ｑ利得誤差の除去を行なうか否かを適応的に
選択している。この構成では、第５の実施形態（図５）
で備えていた振幅情報検出回路72、平均化回路73及びデ
ィジタル減算器74を有しておらず、その点だけが第５の
実施形態と違っている。
【００７１】この受信機では、Ａ／Ｄ変換器７、８の出
力信号40、41のレベルが振幅情報検出回路70で検出さ
れ、平均化回路71で求めた平均値がディジタル減算器75
に入力し、ディジタル減算器75は、この値と基準信号
（ＲＥＦ２）85との差分を演算し、この差分に基づい
て、スイッチ66、67、68、69の切り換えを制御する制御
信号84を出力する。
力信号40、41のレベルが振幅情報検出回路70で検出さ
れ、平均化回路71で求めた平均値がディジタル減算器75
に入力し、ディジタル減算器75は、この値と基準信号
（ＲＥＦ２）85との差分を演算し、この差分に基づい
て、スイッチ66、67、68、69の切り換えを制御する制御
信号84を出力する。
【００７２】この第６の実施形態の受信機では、第５の
実施形態よりもさらに演算量を削減して、Ｉ、Ｑ利得誤
差の除去を行なうか否かを適応的に選択することができ
る。
実施形態よりもさらに演算量を削減して、Ｉ、Ｑ利得誤
差の除去を行なうか否かを適応的に選択することができ
る。
【００７３】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のダイレクトコンバージョン受信機は、直交検波器にＲ
Ｆ信号からずらした周波数の局部発振信号を入力して直
交検波を行なう場合に、希望信号帯域に落ち込む隣接波
を除去することによって受信障害の発生を防ぐことがで
きる。
のダイレクトコンバージョン受信機は、直交検波器にＲ
Ｆ信号からずらした周波数の局部発振信号を入力して直
交検波を行なう場合に、希望信号帯域に落ち込む隣接波
を除去することによって受信障害の発生を防ぐことがで
きる。
【００７４】また、この隣接波の除去処理を、ディジタ
ル乗算器を使わずに、極性反転器とマルチプレクサスイ
ッチとディジタル減算器とディジタル加算器とより構成
されるイメージ除去ミキサを用いて行なっているため、
演算量を削減することができ、ディジタル信号処理部の
処理速度を、ディジタル乗算器を用いる場合の凡そ４倍
程度に高速化することができる。
ル乗算器を使わずに、極性反転器とマルチプレクサスイ
ッチとディジタル減算器とディジタル加算器とより構成
されるイメージ除去ミキサを用いて行なっているため、
演算量を削減することができ、ディジタル信号処理部の
処理速度を、ディジタル乗算器を用いる場合の凡そ４倍
程度に高速化することができる。
【００７５】また、それに伴って、アナログ回路の回路
規模を削減することができ、アナログローパスフィルタ
をバタワース特性のフィルタで実現した場合、その次数
を３次程度削減することができる。
規模を削減することができ、アナログローパスフィルタ
をバタワース特性のフィルタで実現した場合、その次数
を３次程度削減することができる。
【図１】第１の実施形態のダイレクトコンバ一ジョン受
信機の構成を示すブロック図、
信機の構成を示すブロック図、
【図２】第２の実施形態のダイレクトコンバージョン受
信機の構成を示すブロック図、
信機の構成を示すブロック図、
【図３】第３の実施形態のダイレクトコンバージョン受
信機の構成を示すブロック図、
信機の構成を示すブロック図、
【図４】第４の実施形態のダイレクトコンバージョン受
信機の構成を示すブロック図、
信機の構成を示すブロック図、
【図５】第５の実施形態のダイレクトコンバ−ジョン受
信機の構成を示すブロック図、
信機の構成を示すブロック図、
【図６】第６の実施形態のダイレクトコンバージョン受
信機の構成を示すブロック図、
信機の構成を示すブロック図、
【図７】従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
１ 空中線 ２ 移相器 ３、４ ミキサ ５、６ アグローパスフィルタ ７、８ Ａ／Ｄ変換器 ９、10 ルートナイキストフィルタ 23、24、25、26 極性反転器 27、28、29、30 マルチプレクサスイッチ 31、74、75 ディジタル減算器 32 ディジタル加算器 52、53 振幅調整回路 56 位相調整回路 58、59、70、72 振幅情報検出回路 60、61 ディジタル乗算器 66、67、68、69 スイッチ 71、73 平均化回路 83、85 基準信号
Claims (6)
- 【請求項１】 受信信号に、ＲＦ信号からずらした周波
数の局部発振信号を乗算して直交検波を行なうダイレク
トコンバージョン受信機において、 直交検波で得られたＩ、Ｑ信号の不要周波数成分を除去
するアナログローパスフィルタと、 不要周波数成分の除去されたアナログ信号をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 変換された前記ディジタル信号に含まれる隣接波の成分
を除去するための、極性反転器とマルチプレクサスイッ
チとディジタル加算器とディジタル減算器とから成るイ
メージ除去ミキサと、 前記イメージ除去ミキサから出力されるＩ、Ｑベースバ
ンド信号に対して波形整形を行なうルートナイキストフ
ィルタとを備えることを特徴とするダイレクトコンバー
ジョン受信機。 - 【請求項２】 前記アナログローパスフィルタから出力
される信号に対してＩ、Ｑ利得誤差除去を行なう振幅調
整回路を設けたことを特徴とする請求項１に記載のダイ
レクトコンバージョン受信機。 - 【請求項３】 前記局部発振信号に対して位相調整を行
なう位相調整回路を設けたことを特徴とする請求項１ま
たは２に記載のダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項４】 前記Ｉ、Ｑ利得誤差除去をディジタル信
号処理により行なうことを特徴とする請求項２に記載の
ダイレクトコンバージョン受信機。 - 【請求項５】 前記ディジタル信号処理によるＩ、Ｑ利
得誤差除去の実行を、隣接波のレベルによって適応的に
選択することを特徴とする請求項４に記載のダイレクト
コンバージョン受信機。 - 【請求項６】 前記ディジタル信号処理によるＩ、Ｑ利
得誤差除去の実行を、前記Ａ／Ｄ変換器の出力する信号
レベルによって適応的に選択することを特徴とする請求
項５に記載のダイレクトコンバージョン受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18529896A JPH1022860A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18529896A JPH1022860A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1022860A true JPH1022860A (ja) | 1998-01-23 |
Family
ID=16168420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18529896A Pending JPH1022860A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1022860A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7054610B1 (en) | 1999-02-24 | 2006-05-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wireless terminal device |
-
1996
- 1996-06-27 JP JP18529896A patent/JPH1022860A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7054610B1 (en) | 1999-02-24 | 2006-05-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wireless terminal device |
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