CN100338883C - 宽带调制解调器混合电路 - Google Patents

Abstract

一种将宽带调制解调器耦接到POTS或ISDN通信线路的混合电路，包括含有一桥接回路的互感器桥接电路。该桥接回路有四个支路。第一和第二节点连接到微分驱动放大器两个输出端。第一支路由连接在第二和第三节点间的第一阻抗匹配网络构成。第二支路由互感器第一初级绕组构成并连接在第三和第一节点间。第三支路由连接在第一和第四节点间的第二阻抗匹配网络构成。第四支路由第二初级绕组构成且连接在第四和第二节点间。次级绕组磁耦合到第一和第二初级绕组并电耦合到通信线路。第一阻抗分压器连接在第三和第一节点间并有第一中心节点，第二阻抗分压器连接在第四和第二节点间且有第二中心节点。接收放大器的输入连接第一和第二中心节点。

Description

宽带调制解调器混合电路

技术领域

本发明涉及一种把宽带调制解调器耦接到通信线路的混合电路，所述的混合电路包括一个互感器桥接回路，其中包括一个耦接在驱动放大器和接收放大器之间的桥接电路，和一个其次级绕组(TS)电耦合到所述通信线路的互感器，

所述的桥接回路包括第一、第二、第三、第四节点，并通过以下四个支路互连：

第一支路，包括耦接所述的第二和第三节点的第一阻抗匹配网络，

第二支路，包括耦接所述的第一和第二节点的所述的互感器的第一初级绕组，

第二支路，包括耦接所述的第一和第四节点的第二阻抗匹配网络，以及

第四支路，包括耦接所述的第二和第四节点的所述的互感器的第二初级绕组，

所述互感器的次级绕组磁耦合到所述的第一和第二初级绕组；

所述驱动放大器的输出端连接到所述的第一和第二节点，适合于在所述的输出端提供输出信号，此输出信号是来源于自所述调制解调器接收到的发射信号，并且

所述接收放大器的输入端耦接到所述的第三和第四节点，并适合于提供将提供给所述调制解调器的接收输出信号。

本发明的混合电路尤其适用于把宽带调制解调器连接到一种通信线路，这种通信线路在调制解调器不完全使用的多种频率范围内传输电信号。这种通信线路包括比如简易老式电话系统(POTS)，或者综合服务数字网(ISDN)，依照数字用户线协议(DSL)工作，比如非对称数字用户线环线(ADSL)、高速数字用户线(HDSL)，高级高速数字用户线(HDSL2)，速率自适应数字用户线(RADSL)，甚高比特率数字用户线(VDSL)等等。

背景技术

由于数字用户线协议(DSL)日益普及，网络接入提供商要求允许在印制电路板上有高线路密度的中央办公室(CO)设备。实现此要求意味着减少每一条线路的功耗，以及减少芯片以外线路所占用的面积。

过去最常使用的两种基本的混合电路结构是所谓的“三互感器混合电路”和典型阻抗混合电路。

三互感器混合电路在上面提到的间题上都有缺陷：由线路驱动放大器线路传递的部分能量被无用地消耗在平衡阻抗上，而且互感器是比较大的元件。这种已知结构中的三个互感器于是占用了电路板上的很大面积。

典型阻抗混合电路的缺点是从线路连接电路到接收电路存在高衰减。然而这种基本结构已被改进，目前，利用上述的一种结构可获得能够提供更好效果的混合电路。

这样的混合电路在现有技术中是已知的，比如由Harrington等人申请的，申请日为1998年3月4日的题为“宽带调制解调器互感器混合电路”的美国专利US-6,163,579(WO 9945655)。其中公开了一种适合于用在耦接到电话线上的宽带调制解调器上的混合电路。这种混合电路的结构紧凑，其特征是从线路电路到接收电路的衰减低。在电路板上占用的面积受限于混合电路的表面面积。然而这种已知的混合电路不适合于执行阻抗合成(impedance synthesis)。

阻抗合成是通常用来减少功耗和驱动放大器输出电压偏移的一种方法，此驱动放大器的输出阻抗必须与给定值相匹配。

可以证明，如果阻抗合成用在上述已知的专利中，则匹配网络的阻抗会小于由互感器初级绕组反映的阻抗。这会导致无法接受的跨混合电路(trans-hybrid)低衰减。为了恢复理论上无穷大的跨混合电路衰减，每个连接到接收放大器的节点都需要从此互感器初级绕组的未端向该初级绕组的中间连接部分移动。然而，互感器初级绕组的中间连接部分是无法达到的，并且其位置也可能作为负载的函数而发生变化。

发明内容

本发明的目的是为上述已知类型的宽带调制解调器提供一种混合电路，但是该混合电路适合于执行阻抗合成，其驱动放大器功耗低，有理论上无穷大的跨混合电路衰减，并在电路板上占用相对较小的面积。

根据本发明，这一目的可由以下事实实现，即所述的驱动放大器是一种微分驱动放大器，其具有反馈输入端，并且适合于执行阻抗合成，所述的第三和第四节点分别连接至所述的第一和第二反馈输入端，而且所述的桥接回路还包括：

第一阻抗分压器，耦接在所述的第一和第三节点之间，并且有一个第一中心节点，所述接收放大器的第一输入端连接至该中心节点，和

第二阻抗分压器，耦接在所述的所述的第二和第四节点之间，并且有一个第二中心节点，所述接收放大器的第二输入端连接至该中心节点。

用这种方式，以及如后面将要解释的，使用阻抗分压器和微分驱动放大器将允许执行阻抗合成，同时在电路板上所占面积相对较小。另外，阻抗合成导致相对较小的驱动放大器的功耗以及理论上无穷大的跨混合电路衰减。

在第一种可能的实施例中，电阻分压器与每个初级绕组并联。然而，由于电阻分压器跨接在初级绕组两端，匹配网络的阻抗和反映到初级绕组的阻抗之间的每一不匹配都会导致跨混合电路的衰减降低。用合成阻抗分压器代替电阻分压器可以解决这一间题。合成阻抗例如可能使用在无源元件网络中，而且适合于补偿不匹配并改善跨混合电路衰减。

作为使用阻抗合成的一个结果，损耗在阻抗匹配网络上的功率与传输到通信线路即负载上的功率之间的比例将大幅度的下降。

与已知的三互感器混合电路相比，本发明的混合电路具有不包括平衡阻抗的优点。这导致无用功耗的减少。再有，由于仅用一个互感器代替三个互感器，因此在印制电路板上占用的面积也明显小得多。

与典型阻抗混合电路相比，从通信线路连接电路到接收放大器的衰减也较低。

本发明另一个有特点的实施例是，所述的第一和第二阻抗匹配网络有同样的阻抗值，所述的第一和第二阻抗分压器有同样的阻抗值。

一个完整的平衡混合电路就这样完成了。

在一个优选实施例中，本发明另一个特征是，所述的第二和第四支路都各包含一个电抗元件。

这个电抗元件允许该混合电路充当滤波器，以防止宽带调制解调器在不想要的频率内接收信号和消除频外(out-of-band)噪声。

在本混合电路的第一个变形中，所述的电抗元件是一个电容，其与所述互感器的相应初级绕组并联。

在本混合电路的另一个变形中，所述的电抗元件是一个电容，其与所述互感器的相应初级绕组串联。

然后阻抗分压器可以通过节点与串联的电容和初级绕组相并联。

可选择的方案是，在所述的第二和第四支路的每一个处，阻抗分压器与所述互感器的初级绕组并联。

这样支路就由这种与电抗元件串联的并联接法形成。

在本混合电路的还有一种变形中，一个电容与所述的互感器的所述次级绕组并联。

这样的连接也可与上述的混合电路的任何变形组合。

而本混合电路的另一种变形的特征在于，所述互感器的所述次级绕组通过至少一个电容电耦合到所述的通信线路。

以上所有本混合电路的变形都导致在调制解调器和通信线路间增加一个滤波器。由此发生的滤波效果加到此混合电路的发射-线路、发射-接收和线路-接收的传递函数上。

总之，阻抗分压器被用于补偿匹配网络的阻抗与通过互感器向线路中所看到的第二和第四支路的节点间阻抗之间的不匹配，而且加入电抗元件以达到滤波目的。

本发明的混合电路的其他实施例在所附的权利要求书中提到。

需要注意的是，词汇“构成”用在权利要求书中，不应理解为局限于其后所列举的装置。这样，“一个设备由装置A和B构成”表达的含义范围就不应局限于仅由元件A和B构成的设备。它意味着，对于本发明而言，与此设备相关的元件仅是A和B。

同样的，需要注意也用在权利要求书中的词汇“耦接”，不应仅仅理解为直接的连接。这样，“设备A耦接到设备B”表达的含义范围就不应局限于其中设备A的输出直接与设备B的输入连接的设备或系统。它意味着，在A的输出和B的输入间存在一条路径，这条路径可能还包括其他的设备或装置。

附图说明

本发明上述的和其他的目的、特点，通过参考下面对一个参照附图的实施例的描述将更加明显，且发明本身也将得到更好的理解。其中：

图1所示为根据本发明的一个混合电路；

图2所示为图1中混合电路的一个微分驱动放大器DRV，该放大器周围是常用的电路，目的是执行阻抗合成；

图3所示为一个负载的普通戴维宁等效电路，用来解释执行阻抗合成的驱动放大器DRV的工作状态；

图4所示为图1中的微分驱动放大器DRV，其周围常用电路较少，用来执行阻抗合成；

图5所示为图1的混合电路的变形，其带有滤波元件。

具体实施方式

图1所示的混合电路适合于将一个操作高频信号的宽带调制解调器耦接到一个通信线路TL，此线路依照简易老式电话系统(POTS)或者综合服务数字网(ISDN)，在高频段和相对较低的频段内都传输电信号。换句话说，通信线路依照数字用户线(DSL)协议进行工作，例如不对称数字用户环线(ADSL)、高速数字用户线(HDSL)，高级高速数字用户线(HDSL2)，速率自适应数字用户线(RADSL)，甚高比特率数字用户线(VDSL)等。

该混合电路包括一个驱动放大器或者驱动器DRV，一个接收放大器或者接收器RCV，以及一个将驱动器耦接到接收器的互感器桥接电路TBC。所述宽带调制解调器的一个发射输出端连接到驱动器DRV的一个输入端，同时接收器RCV的一个输出端连接到该调制解调器的一个接收输入端。

互感器桥接电路TBC包括一个互感器和一个桥接回路BC，该桥接回路有通过4个支路互连的4个节点A，B，C，D。两个节点，假定A和B，不属于同一个支路，连接到所述驱动器的两个输出端Out+和Out-。

桥接回路BC的第一支路由连接节点B和C的第一阻抗匹配网络Zm1构成。第二支路由互感器的第一初级绕组TP1构成，并连接在节点C和A之间。第二支路由连接节点A和D的阻抗匹配网络Zm2构成。第四支路由互感器的第二初级绕组TP2构成，并连接在节点D和B之间。互感器的次级绕组TS磁耦合到第一TP1和第二TP2初级绕组，并且电耦合到通信线路TL。

另外，第一阻抗分压器连接在节点C和A之间。该第一阻抗分压器包括在连接点E，即所谓的“中心节点”处串联的第一输入阻抗Zhin1和第一输出阻抗Zhout1。第二阻抗分压器连接在节点D和B之间。该第二阻抗分压器包括在连接点或者叫中心节点F处串联的第二输入阻抗Zhin2和第二输出阻抗Zhout2。

驱动放大器DRV是一个微分驱动放大器，正如后面会解释到的，由于施加到两个反馈输入端FB+和FB-上的信号，该放大器可以执行阻抗合成。节点D和C分别连接到反馈输入端FB+和FB-。

另一方面，中心节点E和F被连接到接收放大器RCV的不同输入端。

下面关于混合电路的工作的说明也参考图2和图3。需要指出，在不同的图中相同的元件和信号标号相同，以便于对描述的理解。

图2示出了适合于执行阻抗合成的微分驱动放大器DRV，其周围是普通电路。在这里，一个单端的，或者最好是一个微分信号Vin施加于驱动器DRV的输入端。该驱动器DRV放大信号Vin，并且在它的微分输出端Out+和Out-提供一个相应的输出信号Vdrv。该驱动器DRV具有反馈输入端FB+和FB-，该输入端基本上有无穷大的输入阻抗，并且节点A和B分别与该两个输入端相连。两个电阻器Ro/2分别连接在一个输出端Out+/Out-和一个节点A/B之间。在节点A和B间输出电压Vdiff，从而流过电流I，如图2中箭头所示。

连接在图2中节点A和B之间的负载可由图3中的戴维宁等效电路表示。该负载可等效为在节点PN和NN间串联的一个电压源Vth和一个阻抗Zth。当该负载的节点PN和NN分别连接到节点A和B时，节点A和B间的输出电压Vdiff为：

$\mathrm{Vdiff}=\mathrm{Vin}\·\mathrm{Gain}\·\frac{\mathrm{Zth}}{\mathrm{Zth}+\mathrm{Ro}}+\mathrm{Vth}\·\frac{\mathrm{Ro}\·\mathrm{SOI}}{\mathrm{Ro}\·\mathrm{SOI}+\mathrm{Zth}}$

其中，Gain是驱动放大器DRV的增益，SOI是“阻抗合成”因子，这是驱动放大器DRV的内在特性。

图4示出了适合于执行阻抗合成的微分驱动放大器DRV，但其周围具有较少的常用电路。在这里，节点C和D分别与驱动器DRV的反馈输入端FB+和FB-相连，同时该驱动器的输出端Out+和Out-分别与节点A和B相连。两个电阻器Ro/2分别连接在节点A-D和B-C之间。在节点A-C与B-D间会有输出电压Vdiff，然后会有电流I从此流过，如图4中箭头所示。

在这个回路里，可以假设两个相同的负载分别跨接在节点A-C和B-D之间。这些负载中的每一个都可以用相同的戴维宁等效电路表示，正如图3所示。正如已提到的，负载等效于电压源Vth串联一个阻抗Zth。当第一负载的节点PN和NN分别连接到节点A和C，且第二负载的节点PN和NN分别连接到节点D和B时，输出电压Vdiff为：

$\mathrm{Vdiff}=\mathrm{Vin}$ $\·\mathrm{Gain}\·\frac{\mathrm{Zth}}{\mathrm{Zth}+\frac{\mathrm{Ro}}{2}}+\mathrm{Vth}\·\frac{\frac{\frac{\mathrm{Ro}}{2}}{\mathrm{ISR}}}{\frac{\frac{\mathrm{Ro}}{2}}{\mathrm{ISR}}+\mathrm{Zth}}$

这里，ISR是驱动放大器DRV的“阻抗合成比率”。

ISR是驱动放大器DRV的内在特性，其与上面提到的SOI依据下述公式相关：

$\mathrm{ISR}=\frac{1}{-1+2\·\mathrm{SOI}}$

ISR和SOI是正的自然数。一方面，ISR取值范围为0到1(1＞ISR＞0)，0表示没有合成阻抗，1表示合成阻抗为无穷大。另一方面，SOI大于1(SOI＞1)，1代表没有合成阻抗。

参照图1，驱动放大器或者驱动器DRV执行合成阻抗，且其特征在于它的SOI或与其等效的ISR。第一Zm1和第二Zm2阻抗匹配网络，由于它们相等，以下通称Zm，它们包括几个无源和电抗元件。由于这些元件，依照以下公式，阻抗匹配网络Zm一起提供一个阻抗值，此值基于通信线路TL的阻抗来选择：

阻抗合成比率等于：

为简化下面的公式，上述第一输入阻抗Zhin1和第二输入阻抗Zhin2将被视为相等，而且此后仅用Zhin代表。类似地，第一输出阻抗Zhout1和第二输出阻抗Zhout2也将被视为相等，而且此后仅用Zhout1代表。Zhin和Zhout是合成阻抗。它们的阻抗之和比反映到互感器初级绕组TP1和TP2的阻抗、阻抗匹配网络Zm的阻抗、和驱动器Out+Out-端的输出阻抗要高得多。

如上面已提到的，互感器的第一初级绕组TP1连接在节点A和C之间，同时此互感器的第二初级绕组TP2连接在节点D和B之间。这两个初级绕组TP1和TP2磁耦合到次级绕组TS，该TS再耦接至通信线路TL。互感器的匝数比定义为1/2∶1/2∶n，分别对应于第一初级绕组TP1∶第二初级绕组TP2∶次级绕组TS。

每一个阻抗匹配网络Zm代表一个阻抗，该阻抗等于：

$\mathrm{Zm}=\frac{\mathrm{Zcoil}}{\mathrm{ISR}}$

其中Zcoil是反映到互感器一个初级绕组的阻抗。

在图1的混合电路里，Zcoil的值为：

$\mathrm{Zcoil}=\frac{\mathrm{Zline}}{2\·n^2}$

其中Zline是通信线路TL的阻抗。

这个阻抗Zline通常取决于线路的特征阻抗，它的长度，线路另一端的阻抗以及频率。这意味着Zm通常接近它的额定值。

如果阻抗Zm等于它的额定值，则Zhin和Zhout的值会给出非常好的副像消除(echo cancellation)，即无穷大的跨混合电路衰减可由下式得到：

$\mathrm{Zhout}=\mathrm{Zhin}\·\frac{(1-\mathrm{ISR})}{(1+\mathrm{ISR})}$

因为Zhin和Zhout由它们的相对值定义，所以这些值可以调整，以便验证以上关于它们阻抗之和的假设。

如果像已经提到的，Zm仅是接近它的额定值，则可通过如下公式设置的Zhin和Zhout改善副像消除：

$\mathrm{Zhin}=\mathrm{Zhout}\·\·\frac{\mathrm{Zm}+\mathrm{Zcoil}}{\mathrm{Zcoil}-\mathrm{Zm}}$

从线路电路到接收电路的增益是：

$\mathrm{Gain}\_\mathrm{Line}\_\mathrm{RX}=\frac{\mathrm{ISR}}{n}$

为增加该增益，互感器的比率n应该尽可能的小。匝数比的最小值n_min取决于最大值Vrx_max，Vtx_max，Vx_max：

$n_{\min }=\frac{(1+\mathrm{ISR})\·{\mathrm{Vtx}}_{\max }}{2\·{\mathrm{Vx}}_{\max }}+\frac{(1-\mathrm{ISR})\·{\mathrm{Vrx}}_{\max }}{2\·{\mathrm{Vx}}_{\max }}$

其中：

Vrx_max是从通信线路TL接收到的信号的微分峰-峰电压；

Vtx_max是从通信线路TL发射的信号的微分峰-峰电压的最大值；

以及

VX_max是驱动放大器输出的微分峰-峰电压的最大值。Vx_max通常被选来减少失真或限制速率。

驱动器DRV的输出端Out+和Out-间的电压Vdrv，即在节点A和B间的电压，等于：

$\mathrm{Vdrv}=\frac{\mathrm{Vtx}\·(1+\mathrm{ISR})+\mathrm{Vrx}\·(1-\mathrm{ISR})}{2\·n}$

接收器RCV输入端之间的电压Vrcv，即节点E和F间的电压，等于：

$\mathrm{Vrcv}=\mathrm{Vrx}\·\frac{\mathrm{ISR}}{n}$

互感器次级绕组TS的电压Vtl，即在通信线路TL上的电压，等于：

                      Vtl＝Vrx+Vtx

从放大器的输入端到通信线路TL的增益为：

$\mathrm{Gain}\_\mathrm{in}\_\mathrm{line}=\frac{{\mathrm{Gain}}_{\mathrm{drv}}\·2\·n}{1+\mathrm{ISR}}$

其中Gain_drv是驱动放大器DRV的增益。

阻抗匹配网络Zm1和Zm2可能包括不同的无源和电抗元件，这些元件一起提供一个阻抗值，此值基于通信线路TL反映到互感器初级绕组TP1和TP2的阻抗来选择。

另外，电抗元件例如电容和线圈，为得到滤波的效果，能与互感器的初级绕组TP1、TP2和/或次级绕组TS进行串联和/或并联在这种情况下，忽略阻抗分压器Zhin，Zhout的影响，以上考虑到的Zcoil的值更确切地说是节点A和C或D和B之间所看到的总体阻抗。

在这种优选实施例中，与互感器绕组并联或串联的元件将加到阻抗中加以考虑。电抗元件在混合电路的发射-线路、发射-接收和线路-接收的传递函数中增加了滤波效果。

在如图5所示的第一种可能的变形中，电容CP1，CP2和CS分别与传感器的第一初级绕组TP1，第二初级绕组TP2和次级绕组TS并联。阻抗分压器Zhin，Zhout被用来补偿阻抗匹配网络Zm的阻抗和通过互感器向通信线路TL看进去的节点A、C或者D、B间阻抗之间的不匹配，并且用电抗元件即电容来增加滤波效果。

在其他变形中(图中未示出)，一个电容与所述互感器的每个初级绕组串联。阻抗分压器Zhin，Zhout或者跨接在混合电路的节点之间，即与串联的电容和初级绕组并联，或者仅与初级绕组并联。后一种情况中，电容跨接在混合电路的节点之间，与并联的初级绕组以及阻抗分压器串联。

滤波效果还可通过在互感器的次级绕组TS终端与通信线路间耦接电抗元件获得。次级绕组TS的每一个终端例如都可以通过一个不同的电容耦接到通信线路TL的相应的端子。

很显然，以上变形仅做为例子给出，这些变形的任何组合，或者至少其中一部分组合，都可以形成本发明混合电路的可能的实施例。

还需指出，以上说明描述了一个微分放大器，但是产生相对于参考电压的对称电压的两个单端驱动器的输出也可被视为一个微分放大器输出的等效物。

最后需注意的是，本发明的上述实施例是按功能方框图的方式描述的。根据上述提供的这些框图的功能描述，熟练掌握电子设备设计的人显然明白如何用熟知的电子元件制造这些方框图所描述的实施例。所以功能方框图内容的具体结构没有给出。

虽然上面已结合特定的器件描述了本发明的基本原理，但很容易理解，这里的描述仅是通过举例子的方式来说明，而不是对由附后的权利要求书所定义的本发明的范围进行限制。

Claims (9)

1.一种混合电路，适合于把宽带调制解调器耦接到通信线路(TL)，所述的混合电路包括一个互感器桥接电路(TBC)，其包括一个耦接在驱动放大器(DRV)和接收放大器(RCV)之间的桥接回路(BC)，和一个其次级绕组(TS)电耦合到所述通信线路的互感器，

所述的桥接回路包括第一(A)，第二(B)，第三(C)和第四(D)节点，这些节点通过四个支路互相连接，

第一支路(B-C)包括耦接所述的第二(B)和第三(C)节点的第一阻抗匹配网络(Zm1)，

第二支路(A-C)包括耦接所述的第一(A)和第三(C)节点的所述互感器的第一初级绕组(TP1)，

第三支路(A-D)包括耦接所述的第一(A)和第四(D)节点的第二阻抗匹配网络(Zm2)，以及

第四支路(B-D)包括耦接所述的第二(B)和第四(D)节点的所述互感器的第二初级绕组(IP2)，

所述互感器的次级绕组磁耦合到所述的第一和第二初级绕组，

所述的驱动放大器具有连接到所述的第一和第二节点的输出端(Out+，Out-)，而且适合于从所述调制解调器接收到的发射信号中提供输出信号，而且

所述的接收放大器具有耦接到所述的第二和第四节点的输入端，并适合于提供将施加到所述的调制解调器上的接收输出信号，

其特征在于：所述的驱动放大器(DRV)是具有反馈输入端(FB-，FB+)的微分驱动放大器，而且其适合于执行阻抗合成，

所述的第三(C)和第四(D)节点分别与所述第一反馈输入端(FB-)和第二反馈输入端(FB+)连接，

而且所述的桥接回路(BC)还包括：

耦接在所述的第一(A)和第二(C)节点间的第一阻抗分压器(Zhin1，Zhout1)，且其具有一连接所述接收放大器(RCV)的第一输入端的中心节点(E)，和

耦接在所述的第二(B)和第四(D)节点间的第二阻抗分压器(Zhin2，Zhout2)，且其具有一个连接所述的接收放大器的第二输入端的第二中心节点(F)。

2.如权利要求1所述的混合电路，其特征在于：所述的第一(Zm1)和第二(Zm2)阻抗匹配网络有基本上相同的阻抗值，而且所述的第一(Zhin1，Zhout1)和所述的第二(Zhin2，Zhout2)阻抗分压器有相同的阻抗值。

3.如权利要求1所述的混合电路，其特征在于：所述的第二(A-C)和第四(B-D)支路中的每一个还包括一个电抗元件。

4.如权利要求3所述的混合电路，其特征在于：所述的电抗元件是一个与所述的互感器相应初级绕组(TP1；TP2)并联的电容(CP1；CP2)。

5.如权利要求3所述的混合电路，其特征在于：所述的电抗元件是一个与所述的互感器的相应初级绕组(TP1；TP2)串联的电容。

6.如权利要求5所述的混合电路，其特征在于：在所述的第一(A-C)和第四(B-D)支路中的每一个中，阻抗分压器(Zhin1，Zhout1；Zhin2，Zhout2)与所述的互感器的初级绕组(TP1；TP2)并联。

7.如权利要求1所述的混合电路，其特征在于：一个电容(CS)与所述的互感器的所述次级绕组(TS)并联。

8.如权利要求1所述的混合电路，其特征在于：所述互感器的所述次级绕组(TS)通过至少一个电容与所述通信线路(TL)电耦合。

9.如权利要求1所述的混合电路，其特征在于：所述的通信线路属于综合服务数字网(ISDN)。

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