CN104242856B - 平衡‑不平衡变换器、推挽式放大器电路及四lc元件平衡‑不平衡变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种平衡‑不平衡变换器、一种推挽式放大器电路及一种四LC元件平衡‑不平衡变换器。一种平衡‑不平衡变换器包含：不平衡端口，其具有单端端子；平衡端口，其具有第一及第二差分端子；及第一及第二串联谐振LC电路。所述第一串联谐振LC电路连接于所述第一与第二差分端子之间且包含串联连接的第一类型的第一元件及第二类型的一个元件。所述第二串联谐振LC电路连接于所述单端端子与接地之间且包含串联连接的所述第一类型的第二及第三元件以及所述第二类型的所述一个元件。所述第二类型的所述一个元件由所述第一及第二串联谐振LC电路共享。所述第一差分端子连接于所述第二类型的所述一个元件与所述第一类型的所述第三元件之间。

Description

平衡-不平衡变换器、推挽式放大器电路及四LC元件平衡-不 平衡变换器

技术领域

本发明大体来说涉及一种平衡-不平衡变换器、一种推挽式放大器电路及一种四LC元件平衡-不平衡变换器。

背景技术

便携式通信装置(例如蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、电游戏装置、膝上型计算机等)经配置以经由无线网络进行通信。因此，每一此类便携式通信装置依赖于通常连接到单个或共同天线的接收器及发射器来经由无线网络发送及接收数据及控制信号。当然，所述接收器及发射器可并入到具有接收器部分及发射器部分的收发器中。为了使用所述共同天线，通常包含双工器以在天线与接收器部分及发射器部分中的每一者之间介接，使得接收器部分能够在接收(下行链路)频率上接收信号且发射器部分能够在不同发射(上行链路)频率上发送发射信号。举例来说，所述接收及发射信号可为射频(RF)信号。

各种类型的无线网络是根据不同通信标准来实施的，例如通用移动电信系统(UMTS)、全球移动通信系统(GSM)、个人通信服务(PCS)、数字蜂窝式系统(DCS)、国际移动电信(IMT)及GSM增强数据速率演进(EDGE)。所述通信标准识别用于发射及接收信号的单独频带。举例来说，频带1提供1920MHz-1980MHz的上行链路频带及2110MHz-2170MHz的下行链路频带；UMTS频带2(PCS)提供1850MHz-1910MHz的上行链路频带及1930MHz-1990MHz的下行链路频带；UMTS频带3(DCS)提供1710MHz-1785MHz的上行链路频带及1805MHz-1880MHz的下行链路频带；UMTS频带7(IMT-E)提供2500MHz-2570MHz的上行链路频带及2620MHz-2690MHz的下行链路频带；且UMTS频带8(GMS-900)提供880MHz-915MHz的上行链路频带及925MHz-960MHz的下行链路频带。因此，遵照UMTS标准操作的双工器将包含具有在对应上行链路频带内的通带的发射滤波器及具有在对应下行链路频带内的通带的接收滤波器。

所述双工器包含具有不同通带的两个带通滤波器，因此防止或减少接收与发射信号之间的干扰。也就是说，所述双工器包含具有用于对接收信号进行滤波的接收通带的接收滤波器及具有用于对发射信号进行滤波的发射通带的发射滤波器。所述带通接收及发射滤波器可包含用于对接收及发射信号进行滤波的声谐振器滤波器元件，例如表面声波(SAW)或体声波(BAW)谐振器，例如薄膜体声谐振器(FBAR)或固体安装谐振器(SMR)。一般来说，使得双工器能够分别与收发器的接收器及发射器部分介接需要阻抗匹配电路。

FBAR滤波器通常具有用于单端(不平衡)信号的单端输入及输出端子，而FBAR滤波器与其介接的收发器的接收器或发射器部分通常具有差分输入及输出端子。因此，FBAR滤波器依赖于例如平衡-不平衡变换器(除阻抗匹配电路以外)的平衡装置，以在单端与差分信号之间转换以便与收发器的发射器及接收器部分介接。此增加组件的大小、成本及插入损耗。

适合于此类应用及频率的平衡-不平衡变换器通常包含需要大量电感器及电容器的电感器-电容器(LC)电路。此平衡-不平衡变换器可称为“集总元件平衡-不平衡变换器”。包含较少电感器及电容器通常导致平衡-不平衡变换器的较少空间及较低成本。因此，已做出设计努力来实现具有最少可能LC元件的令人满意的平衡-不平衡变换器功能性，其中LC元件是指通常实施为电感器或电容器的电抗(或电纳)。然而，一般来说，常规平衡-不平衡变换器需要至少四个LC元件(如在晶格型平衡-不平衡变换器中所见)且通常四个以上LC元件。较大数目的LC元件使得实施方案更困难，通常导致较高损耗且需要较大面积。甚至在晶格型平衡-不平衡变换器中，四个LC元件必须包含两个电感器及两个电容器。此在其中一种类型的LC元件无法与另一类型的LC元件一样容易或准确地实施的技术中可成问题或不有助于空间节省或高效能(例如，高质量因子、较少由不期望耦合效应所致的降级等)。另外，晶格型平衡-不平衡变换器不具有在平衡端口与不平衡端口之间的DC阻隔能力。因此，需要具有不多于四个LC元件的集总元件平衡-不平衡变换器，其中所述元件中的至少三者全部为电容器或全部为电感器。

发明内容

在代表性实施例中，一种平衡-不平衡变换器包含：不平衡端口，其经配置以施加单端信号；第一电容器，其连接于所述不平衡端口与内部节点之间；电感器，其连接于所述内部节点与平衡端口的第一差分端子之间；第二电容器，其连接于所述第一差分端子与接地之间；及第三电容器，其连接于所述内部节点与所述平衡端口的第二差分端子之间。

在另一代表性实施例中，一种平衡-不平衡变换器包含：不平衡端口，其经配置以施加单端信号；第一电感器，其连接于所述不平衡端口与内部节点之间；电容器，其连接于所述内部节点与平衡端口的第一差分端子之间；第二电感器，其连接于所述第一差分端子与接地之间；及第三电感器，其连接于所述内部节点与所述平衡端口的第二差分端子之间。

在另一代表性实施例中，一种四LC元件平衡-不平衡变换器包含：不平衡端口，其具有参考接地且经配置以施加单端信号的单端端子；平衡端口，其具有经配置以施加差分信号的第一及第二差分端子；第一串联谐振LC电路，其连接于所述第一与第二差分端子之间；及第二串联谐振LC电路，其连接于所述单端端子与接地之间。所述第一串联谐振LC电路包含串联连接的第一类型的第一元件及第二类型的一个元件。所述第二串联谐振LC电路包含串联连接的所述第一类型的第二及第三元件以及所述第二类型的所述一个元件，所述第一类型的所述第二元件连接于所述单端端子与所述第二类型的所述一个元件之间，且所述第一类型的所述第三元件连接于所述第二类型的所述一个元件与接地之间。所述第二类型的所述一个元件由所述第一及第二串联谐振LC电路共享，且所述第一差分端子连接于所述第二类型的所述一个元件与所述第一类型的所述第三元件之间。

在另一代表性实施例中，一种平衡-不平衡变换器包含：不平衡端口，其经配置以施加单端信号；第一电纳元件，其连接于所述不平衡端口与内部节点之间，所述第一电纳元件包括物理上可实现的LC元件；电抗元件，其连接于所述内部节点与平衡端口的第一差分端子之间；第二电纳元件，其连接于所述第一差分端子与接地之间；及第三电纳元件，其连接于所述内部节点与所述平衡端口的第二差分端子之间。所述不平衡端口包含具有第一复数端口阻抗的单端端子，且所述平衡端口包含各自具有第二复数端口阻抗的差分端子。

附图说明

当结合附图阅读以下详细描述时最佳地理解实例性实施例。要强调的是各种特征未必按比例绘制。事实上，为清晰地论述，可任意地增加或减小尺寸。在适用且实用时，相似参考编号指代相似元件。

图1是包含双工器及收发器的收发器电路的框图。

图2是图1的双工器中的接收滤波器的一部分的简化电路图。

图3A是图解说明根据代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

图3B是图解说明根据代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

图4A是图解说明根据另一代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

图4B是图解说明根据代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

图5是图解说明根据代表性实施例的具有复数端口阻抗的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

图6A到6G是描绘根据代表性实施例的平衡-不平衡变换器的各种所模拟性能参数的曲线图。

图7是图解说明根据代表性实施例的包含多个平衡-不平衡变换器的推挽式放大器的简化电路图。

具体实施方式

在以下详细描述中，出于解释而非限制的目的，陈述了揭示特定细节的代表性实施例以便提供对本发明教示的透彻理解。然而，受益于本发明的所属领域的一般技术人员将明了，根据本发明教示的不背离本文中所揭示的特定细节的其它实施例保持在所附权利要求书的范围内。此外，可省略众所周知的设备及方法的描述以便不使代表性实施例的描述模糊。明显地，此类方法及设备在本发明教示的范围内。

应理解，本文中所描绘的图式及各种元件未必按比例绘制。此外，例如“在…上方”、“在…下方”、“顶部”、“底部”、“上部”及“下部”的相对性术语用于描述各种元件相对于彼此的关系，如附图中所图解说明。应理解，这些相对性术语除图式中所描绘的定向之外还打算囊括装置及/或元件的不同定向。举例来说，如果相对于图式中的视图将装置倒置，那么(举例来说)描述为“在另一元件上方”的元件现在将在所述元件下方。

一般来说，根据各种实施例，提供一种由四个LC元件组成的平衡-不平衡变换器。在以下描述中，参考在不平衡及平衡端口处具有纯实数端口阻抗的平衡-不平衡变换器来描述基本电路及对应益处，此在实际应用中为较常见的情况。然而，应理解，所述电路并不限于纯实数端口阻抗。因此，还提供对在不平衡及平衡端口处具有任意复数阻抗的平衡-不平衡变换器的描述，此对于一些应用可为有用的。可使用下文所提供的用于纯实数端口阻抗以及复数端口阻抗的公式来实现对平衡-不平衡变换器电路的尺寸确定。此 外，还提供呈允许DC馈送的配置的平衡-不平衡变换器电路的实例，其可用于例如推挽式放大器的应用。

根据各种实施例，在纯实数端口阻抗的情况中，所述平衡-不平衡变换器包含用于提供用于差分信号的平衡端口的第一串联谐振LC电路，其包含串联连接于所述平衡端口的差分端子之间的第一类型的第一元件及第二类型的一个元件。所述平衡-不平衡变换器还包含用于提供用于单端信号的不平衡端口的第二串联谐振LC电路，其包含串联连接于所述不平衡端口的单端端子与接地之间的第一类型的第二及第三元件以及第二类型的一个元件。所述第一类型的第二元件可连接于所述单端端子与所述第二类型的所述一个元件之间，所述第一类型的第三元件可连接于所述第二类型的所述一个元件与接地之间，且所述差分端子中的一者可在所述第一类型的所述第三元件与所述第二类型的所述一个元件之间。值得注意地，所述第二类型的所述一个元件由所述第一及第二串联谐振LC电路共享。

与上文所提及的晶格型平衡-不平衡变换器相比，根据各种实施例的平衡-不平衡变换器最小化一种类型的LC元件。这在此类型的LC元件的实施较困难、占用过量空间及/或影响高性能的情况下为有益的。值得注意地，所述晶格型平衡-不平衡变换器原则上使用非耦合的低通及高通滤波器，而本文中所论述的各种实施例使用两个电耦合的LC串联谐振电路。

图1是包含双工器及收发器的收发器电路的框图。参考图1，收发器电路100包含通过双工器130连接到共同天线120的收发器110。收发器110包含用于将发射信号发送到天线120的发射器部分110Tx及用于从天线120接收接收信号的接收器部分110Rx。发射器部分110Tx连接到双工器130中的发射滤波器131，且接收器部分110Rx连接到双工器130中的接收滤波器132，其中发射滤波器131及接收滤波器132可为(举例来说)FBAR滤波器或SMR BAW滤波器。发射滤波器131及接收滤波器132经由天线阻抗匹配网络125连接到共同天线120以确保发射滤波器131及接收滤波器132不充当共同天线120与另一滤波器之间的失配网络。举例来说，天线阻抗匹配网络125可为到接地或连接于接收滤波器132与天线120、发射线与发射滤波器131的共同连接点之间的发射线的分路电感器，但可包含其它实施方案。

如上文关于具有差分输入及输出端子的接收器及发射器部分所论述，由于接收器部分110Rx通常需要差分输入信号，因此由接收滤波器132提供的单端输出信号通过平衡-不平衡变换器140，其为将单端信号转换成差分信号且相对于接收滤波器132的单端输出端子及接收器部分110Rx的差分输入端子提供阻抗匹配的匹配平衡-不平衡变换器。

图2是图1的双工器130中的说明性接收滤波器132的一部分的简化电路图。在所描绘的实例中，接收滤波器132为包含多个FBAR的FBAR接收滤波器，出于说明的目的而将其指示为具有代表性串联FBAR231及232以及代表性分路FBAR233及234的梯型滤波器，所述串联FBAR及分路FBAR也可分别具有串联连接的电感器(未展示)。当然，可在接收滤波器132中包含其它数目及组合的串联及/或分路FBAR，及/或可提供其它类型的滤波器或者单端或差分电装置。接收滤波器132进一步包含串联连接于接收滤波器132的最后一个FBAR(FBAR232)与单端端子236之间的阻抗匹配电路235。举例来说，阻抗匹配电路235可包含串联连接的电感器。与参考接地相关的单端端子236的阻抗(例如，大约50欧姆)由代表性阻抗237指示。值得注意地，当接收滤波器132与平衡-不平衡变换器140彼此连接时，阻抗237的指示将不存在。

图3A是图解说明根据代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

参考图3A，平衡-不平衡变换器300A包含不平衡端口310及平衡端口320，为便于描述，假定不平衡端口310及平衡端口320具有纯实数端口阻抗。下文参考图5论述其中不平衡及平衡端口具有复数阻抗的较复杂解决方案。不平衡端口310包含参考接地的单端端子301且具有如由电阻器351指示的参考阻抗Ra(例如，大约50欧姆)。平衡端口320包含第一差分端子302及第二差分端子303，其中的每一者在参考接地时具有如分别由电阻器352及353指示的参考阻抗Rb(例如，大约50欧姆，或大约100欧姆差分)。

平衡-不平衡变换器300A还可在平衡端口320处包含用于连接到参考接地的任选接地端子(未展示)。在平衡端口320附接到不完全差分电路时或在平衡端口320由不完全差分信号驱动时，需要所述接地端子以允许不平衡电流流动。一般来说，在完全差分驱动平衡端口320时，所述任选接地端子不被连接。举例来说，在应用需要DC馈送时，也需要所述接地端子，如下文参考图3B所论述。

在说明性配置中，不平衡端口310的单端端子301可连接到电路(例如滤波器电路(例如，双工器130的FBAR接收滤波器132)或天线电路(例如，天线120及紧随其后的平衡滤波器电路))的不平衡端口(举例来说)以接收单端信号。所述平衡端口的第一差分端子302及第二差分端子303可连接到收发器(例如，收发器110的接收器部分110Rx)或平衡滤波器电路的平衡端口(举例来说)以输出差分信号。而且，提供到单端端子301的信号可为来自接收滤波器的射频(RF)信号。然而，平衡-不平衡变换器300A并不限于此应用且可用于在各种类型的平衡与不平衡电装置之间将单端信号转换为差分信号且反之亦然。

平衡-不平衡变换器300A包含四个LC元件，其中的三者为一种类型的LC元件(电容器)且其中的仅一者为另一类型的LC元件(电感器)。特定来说，平衡-不平衡变换器300A包含第一电容器311、第二电容器312、第三电容器313及电感器314。一般来说，“电容器”既定涵盖具有电容值的任何两个端口元件，且“电感器”既定涵盖具有电感值的任何两个端口元件。在所描绘的实施例中，第一电容器311连接于不平衡端口310的单端端子301与内部节点315之间，内部节点315位于电感器314与第三电容器313之间。电感器314连接于内部节点315与平衡端口320的第一差分端子302之间。第二电容器312连接于第一差分端子302与接地之间。第三电容器313连接于内部节点315与平衡端口320的第二差分端子303之间。一般来说，电容器充当DC阻隔器，且因此，在平衡-不平衡变换器300A中不需要额外阻隔电容器。在各种实施例中，第一电容器311到第三电容器313中的一者或一者以上可实施于其所连接到的平衡及/或不平衡电路(例如，接收滤波器132)内。例如，特定来说，第一电容器311可实施为接收滤波器132的串联谐振器，例如，实现为具有与滤波器通带分开的谐振频率的FBAR，使得所述谐振器在通带中的行为主要为电容性的。同样地，在各种实施例中，电感器314可实施于平衡-不平衡变换器300A所连接到的平衡及/或不平衡电路内。

在所描绘的实施例中，电感器314及第三电容器313形成第一谐振串联LC电路，其在平衡端口320的第一差分端子302及第二差分端子303处施加差分信号。第一电容器311、电感器314及第二电容器312形成到接地的第二谐振串联LC电路，其在不平衡端口310的单端端子301处施加单端信号。第一及第二谐振串联LC电路两者通过共同电感器314耦合。

出于论述的目的，第一电容器311具有第一电容值C1，第二电容器312具有第二电容值C2且第三电容器313具有第三电容值C3。在一实施例中，第一电容器311的第一电容值C1实质上等于第二电容器312的第二电容值C2，且第二电容值C2实质上等于第三电容器313的第三电容值C3的两倍。在本发明通篇中，术语“实质上”用于指示实际值及关系可稍微不同于所计算的理想值及关系以考虑到(例如)由寄生效应等导致的物理实现形式中的偏差，如所属领域的一般技术人员将明了。

根据方程式(1)来实质上确定第三电容值C3，其中ω等于2πf，f为平衡-不平衡变换器300A的目标设计频率，其取决于应用的操作频率及因此所施加信号的频率。也就是说，目标设计频率为针对其设计平衡-不平衡变换器300A的一个频率，而操作频率为其中平衡-不平衡变换器300A适用的频率范围。由于目标设计频率为一个频率，因此操作频率通常为频带，例如上文所提及的实例性频带。此外，关于方程式(1)，Ra为参考 接地的单端端子301的阻抗且Rb为各自参考接地的第一差分端子302及第二差分端子303中的每一者的阻抗。

$C3=\sqrt{\frac{1}{2{\mathrm{\ω}}^2\×\mathrm{Ra}\×\mathrm{Rb}}}\−\−\−\left(1\right)$

举例来说，阻抗Ra及阻抗Rb中的每一者可为大约50欧姆，但所述阻抗值可变化以针对任何特定情形提供独特益处或满足各种实施方案的应用特定设计要求。

电感器314具有可根据方程式(2)实质上确定的电感值L1。

$L1=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2\×C3}\−\−\−\left(2\right)$

包含薄膜技术的一些半导体技术允许小尺寸电容器的实现。举例来说，对于例如互补金属氧化物半导体(CMOS)(栅极电容)及FBAR(例如，用以实施谐振器)的技术，电容器实施起来通常比电感器更容易且更稳定且通常在较小面积内展现更好的性能(例如，更高质量因子Q)。因此，一般来说，在此类技术中，三个电容器(第一电容器311到第三电容器313)及仅一个电感器(电感器314)的使用减少实施平衡-不平衡变换器300A所需要的物理空间量。此外，由于电容器的较高质量因子Q，减少了平衡-不平衡变换器300A的插入损耗。

第一电容器311到第三电容器313及电感器314中的每一者分别具有正电容或电感值且因此在物理上可实现。因此，平衡-不平衡变换器300A的独立式实施方案为可能的，其中平衡-不平衡变换器300A可连接于任何(经阻抗匹配)不平衡输入/输出与平衡输出/输入之间。不存在关于平衡-不平衡变换器300A所连接到的其它部分或组件或关于应用本身的限制性要求。此外，平衡-不平衡变换器300A为匹配平衡-不平衡变换器，因为其提供不平衡端口310处的不平衡信号与平衡端口320处的平衡信号之间的阻抗匹配以及模式转换。举例来说，参考接地的单端端子301的阻抗可匹配滤波器或其它单端电装置的单端端子(例如，单端端子236)的阻抗，且第一差分端子302与第二差分端子303之间的差分阻抗可匹配收发器或其它差分电装置的接收器部分(例如，接收器部分110Rx)的差分输入端子的阻抗。

关于平衡到不平衡变换，平衡-不平衡变换器300A通过适当尺寸确定(例如，使用简单数学方程式)而允许不平衡端口310与平衡端口320之间的任何任意纯实数端口阻抗变换，如所属领域的一般技术人员将明了。因此，举例来说，在使用平衡-不平衡变换器300A时不需要额外阻抗变换器网络，此节省了电路实施面积(例如，IC裸片面积)且通 常改进也需要阻抗变换的应用的总体损耗。

在各种实施例中，由于平衡-不平衡变换器300A仅需要一个电感器，因此可将FBAR滤波器及平衡-不平衡变换器装配到较小封装中。当在FBAR滤波器裸片中制作第一电容器311到第三电容器313中的一些或全部时，情况尤其如此。此产生大小及成本减小且改进插入损耗。举例来说，包含平衡-不平衡变换器300A的双工器可装配成2.0mm×1.6mm形状因子，此为手持机双工器所需的下一代大小减小。

图3B是图解说明根据代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

参考图3B，平衡-不平衡变换器300B类似于平衡-不平衡变换器300A，只不过其经配置以用于(例如)应用所需要的DC馈送。也就是说，除第一电容器311、第二电容器312、第三电容器313及电感器314(RF部分)以外，平衡-不平衡变换器300B还包含与第三电容器313并联连接于内部节点315与第二差分端子303之间的旁路电感器318。旁路电感器318使得能够经由也连接到内部节点315的DC馈送触点308进行DC馈送。一般来说，旁路电感器318有效地提供用于DC信号的短路及用于AC信号的开路。旁路电感器318可在平衡-不平衡变换器电路内(举例来说)实施于相同衬底上或作为外部组件。在替代配置中，DC馈送触点308可与第一差分端子302或第二差分端子303重合。另外，可添加馈送电感器(未展示)以将RF及DC部分彼此解耦，使得平衡-不平衡变换器电路在平衡-不平衡变换器操作频率范围处不被DC源加载，且可添加阻隔电容器(未展示)以在DC馈送触点308处抑制来自DC路径的振荡。

图4A是图解说明根据另一代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

参考图4A，平衡-不平衡变换器400A包含不平衡端口410及平衡端口420，为便于描述，假定不平衡端口410及平衡端口420具有纯实数端口阻抗。不平衡端口410包含参考接地的单端端子401且具有如由电阻器451指示的参考阻抗Ra(例如，大约50欧姆)。平衡端口420包含第一差分端子402及第二差分端子403，其中的每一者在参考接地时具有如分别由电阻器452及453指示的参考阻抗Rb(例如，大约50欧姆，或大约100欧姆差分)。平衡-不平衡变换器400A还可在平衡端口420处包含用于连接到参考接地的任选接地端子(未展示)。在平衡端口420附接到不完全差分电路时或在平衡端口420由不完全差分信号驱动时，允许不平衡电流流动需要所述接地端子。一般来说，在完全差分驱动平衡端口420时，所述任选接地端子不被连接。举例来说，在应用需要DC馈送时，也需要所述接地端子，如下文参考图4B所论述。

在说明性配置中，不平衡端口410的单端端子401可连接到电路(例如滤波器电路(例 如，双工器130的FBAR接收滤波器132)或天线电路(例如，天线120及紧随其后的平衡滤波器电路))的不平衡端口(举例来说)以接收单端信号。平衡端口420的第一差分端子402及第二差分端子403可连接到收发器(例如，收发器110的接收器部分110Rx)或平衡滤波器电路的平衡端口(举例来说)以输出差分信号。而且，提供到单端端子401的信号可为来自接收滤波器的RF信号。然而，平衡-不平衡变换器400A并不限于此应用且可用于在各种类型的平衡与不平衡电装置之间将单端信号转换为差分信号且反之亦然。

如同平衡-不平衡变换器300，平衡-不平衡变换器400A包含仅四个LC元件，其中的三者为一种类型的LC元件且其中的仅一者为另一类型的LC元件。然而，在平衡-不平衡变换器400A中，存在三个电感器及仅一个电容器。特定来说，平衡-不平衡变换器400A包含第一电感器411、第二电感器412、第三电感器413及电容器414。平衡-不平衡变换器400A可有益于其中电感器可比电容器更有利地实施的技术或可为用于独立式实施方案的所要替代方案，例如，使用表面安装装置(SMD)组件。

在所描绘的实施例中，第一电感器411连接于不平衡端口410的单端端子401与内部节点415之间，内部节点415位于电容器414与第三电容器413之间。电感器414连接于内部节点415与平衡端口420的第一差分端子402之间。第二电感器412连接于第一差分端子402与接地之间。第三电感器413连接于内部节点415与平衡端口420的第二差分端子403之间。在各种实施例中，第一电感器411到第三电感器413中的一者或一者以上可实施于其所连接到的平衡及/或不平衡电路(例如，接收滤波器132)内。例如，特定来说，可将第一电感器411视为接收滤波器132的线接合。同样地，在各种实施例中，电容器414可实施于平衡-不平衡变换器400A所连接到的平衡或不平衡电路内。

在所描绘的实施例中，电容器414及第三电感器413形成第一谐振串联LC电路，其在平衡端口420的第一差分端子402及第二差分端子403处施加差分信号。第一电感器411、电容器414及第二电感器412形成到接地的第二谐振串联LC电路，其在不平衡端口410的单端端子401处施加单端信号。第一及第二谐振串联LC电路两者通过共同电容器414耦合。

出于论述的目的，第一电感器411具有第一电感值L1，第二电感器412具有第二电感值L2，第三电感器413具有第三电感值L3，且电容器414具有电容值C1。在一实施例中，第一电感器411的第一电感值L1实质上等于第二电感器412的第二电感值L2。根据方程式(3)来实质上确定第二电感值L2，其中ω等于2πf，其中f为平衡-不平衡变换器400A的目标设计频率，其取决于应用的操作频率及因此所施加信号的频率，如上文所论述。

$L2=\frac{1}{2{\mathrm{\ω}}^2\×C1}\−\−\−\left(3\right)$

根据方程式(4)来实质上确定第三电感值L3，其中Ra为参考接地的单端端子401的阻抗且Rb为各自参考接地的第一差分端子402及第二差分端子403中的每一者的阻抗。

$L3=\sqrt{\frac{2\×\mathrm{Ra}\×\mathrm{Rb}}{{\mathrm{\ω}}^2}}\−\−\−\left(4\right)$

可根据方程式(5)来实质上确定电容器414的电容值C1。

$C1=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2\×L3}\−\−\−\left(5\right)$

一般来说，三个电感器(第一电感器411到第三电感器413)及一个电容器(电容器414)的使用会减少使用(举例来说)线接合技术的模块中的物理空间量，因为所述线接合的电感可用于实现所需要电感值中的一者或一者以上的至少一部分。此外，使用SMD的实施方案可较稳健且可重现的，因为串联电感器不如串联电容器对寄生现象(例如，归因于焊料垫)敏感且较易于通过对对应值的轻微调整来补偿。而且，举例来说，三个电感器(第一电感器411到第三电感器413)及一个电容器(电容器414)的使用有利于微波应用(例如，雷达)，因为在此频率范围中电感器通常比电容器更易于实施。

第一电感器411到第三电感器413及电容器414中的每一者具有正值且因此在物理上可实现。因此，平衡-不平衡变换器400A的独立式实施方案为可能的，其中平衡-不平衡变换器400A可连接于任何(经阻抗匹配)不平衡输入/输出与平衡输出/输入之间。不存在关于平衡-不平衡变换器400A所连接到的其它部分或组件或关于应用本身的限制性要求。此外，平衡-不平衡变换器400A为匹配的平衡-不平衡变换器，因为其提供不平衡端口410处的不平衡信号与平衡端口420处的平衡信号之间的阻抗匹配以及模式转换。举例来说，参考接地的单端端子401的阻抗可匹配滤波器的单端端子(例如，单端端子236)的阻抗，且第一差分端子402与第二差分端子403之间的差分阻抗可匹配收发器的接收器部分(例如，接收器部分110Rx)的差分端子的阻抗。

关于平衡到不平衡变换，平衡-不平衡变换器400A通过适当尺寸确定(例如，使用简单数学方程式)而允许不平衡端口410与平衡端口420之间的任何任意纯实数端口阻抗变换，如所属领域的一般技术人员将明了。因此，举例来说，在使用平衡-不平衡变换器400A时不需要额外的阻抗变换器网络，此节省了电路实施面积(例如，IC裸片面积或PCB 面积)且通常改进也需要阻抗变换的应用的总体损耗。

图4B是图解说明根据代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。

参考图4B，平衡-不平衡变换器400B类似于平衡-不平衡变换器400A，只不过其经配置以用于(例如)应用所需要的DC馈送。也就是说，除第一电感器411、第二电感器412、第三电感器413及电容器414(RF部分)以外，平衡-不平衡变换器400B还包含与电容器414并联连接于内部节点415与第一差分端子402之间的旁路电感器418。旁路电感器418使得能够经由连接到第二电感器412的DC馈送触点408进行DC馈送。旁路电感器418可在平衡-不平衡变换器电路内(举例来说)实施于相同衬底上或作为外部组件。在替代配置中，所述DC馈送触点可与内部节点415、第一差分端子402或第二差分端子403重合，在所述情况中，第二电感器412经由额外DC阻隔电容器(此处未展示)进一步串联连接到节点408，节点408连接到RF接地。另外，可添加馈送电感器(未展示)以将RF及DC部分彼此解耦，使得平衡-不平衡变换器器400B在平衡-不平衡变换器操作频率范围处不被DC源加载，且可添加阻隔电容器(未展示)以在DC馈送触点408处抑制来自DC路径的振荡。

图5是图解说明根据代表性实施例经一般化为包含任意复数端口阻抗的四LC元件平衡-不平衡变换器的简化电路图。值得注意地，代替电容器及/或电感器，图5使用电抗X及电纳B作为元件。为了提供复数端口阻抗，参考阻抗Za可为Ra+Xa*j，且Zb可为Rb+Xb*j，其中Ra及Rb为电阻，Xa及Xb为电抗，且j为虚数算子。

参考图5，平衡-不平衡变换器500包含可具有复数端口阻抗的不平衡端口510及平衡端口520。不平衡端口510包含参考接地的单端端子501且具有如由阻抗551指示的参考阻抗Za。平衡端口520包含第一差分端子502及第二差分端子503，其中的每一者在参考接地时具有如分别由阻抗552及553指示的参考阻抗Zb。

平衡-不平衡变换器500包含指示为电抗X及电纳B的四个LC元件，如上文所提及。特定来说，平衡-不平衡变换器500包含第一电纳元件511、第二电纳元件512、第三电纳元件513及电抗元件514。在所描绘的实施例中，第一电纳元件511连接于不平衡端口510的单端端子501与内部节点515之间，内部节点515位于电抗元件514与第三电纳元件513之间。电抗元件514连接于内部节点515与平衡端口520的第一差分端子502之间。第二电纳元件512连接于第一差分端子502与接地之间。第三电纳元件513连接于内部节点515与平衡端口520的第二差分端子503之间。在各种实施例中，第一电纳元件511到第三电纳元件513及电抗元件514中的一者或一者以上可实施于其所连接到的平衡及/或不平衡电路(例如，接收滤波器132)内。

出于论述的目的，第一电纳元件511具有第一电纳值B1，第二电纳元件512具有第二电纳值B2且第三电纳元件513具有第三电纳值B3。所述电抗元件具有电抗值X0。第一电纳值B1到第三电纳值B3及电抗值X0可通过众所周知的数学方程式转换成电容及/或电感值，如所属领域的一般技术人员将明了。根据各种实施例，每一电纳及电抗为具有正值的物理上可实现的LC元件，即，电感器或电容器。如上文所提及，电容器及电感器可仅在其具有正值时在物理上实施，对于作为独立式电路的实施方案此情形是尤其需要的。因此，通常将具有正值的电纳及具有负值的电抗实现为电容器，而通常将具有正值的电抗及具有负值的电纳实现为电感器。此外，图5中所描绘的电路及下文所论述的关系将通过使用纯实数阻抗而分别提供上文所提及的平衡-不平衡变换器300A及400A以及对应方程式(1)到(5)。

在所描绘的实施例中，电抗值X0实质上等于第三电纳值B3的倒数，且第二电纳值B2实质上等于第三电纳值B3的两倍。根据方程式(6)来实质上确定第三电纳值B3，其中Yb等于参考阻抗Zb的倒数且“Re”指代所识别变量的实部。而且，方程式(6)中的正/负号(+/-)指示两个电路，其中代替正号使用的负号提供对应互补电路。

$B3=\±\sqrt{\frac{\mathrm{Re}\left\{\mathrm{Yb}\right\}}{2\×\mathrm{Re}\left\{\mathrm{Za}\right\}}}\−\−\−\left(6\right)$

第一电纳值B1(根据定义)等于第一电抗值X1(图5中未展示)的倒数的负数。根据方程式(7)来实质上确定第一电抗值X1，其中“Im”指代所识别变量的虚部。

$X1=\−\frac{1}{B2}\−\frac{\mathrm{Im}\left\{\mathrm{Yb}\right\}}{B2\×B3}\−\mathrm{Im}\left\{\mathrm{Za}\right\}\−\−\−\left(7\right)$

如上文所提及，图5中所描绘的电路及所识别关系(包含方程式(6)及(7))可用于提供平衡-不平衡变换器300A及其互补电路平衡-不平衡变换器400A。举例来说，当参考阻抗Za＝Zb＝50欧姆且方程式(6)与正号一起使用时，电抗值X0为大约70.7欧姆且第一电纳值B1为大约28mS，第二电纳值B2为大约28mS且第三电纳值B3为大约14mS。使用众所周知的公式，电抗值X0可转换成大约5.26nH的电感值L1，第一电纳值B1可转换成大约2.10pF的第一电容值C1，第二电纳值B2可转换成大约2.10pF的第二电容值C2，且第三电纳值B3可转换成大约1.05pF的第三电容值C3。通过将方程式(6)与负号一起使用来实现对应等效互补电路。同样，当参考阻抗Za＝Zb＝50欧姆时，电抗值X0为大约-70.7欧姆，电纳值B1为大约-28mS，电纳值B2为大约-28mS且电纳 值B3为大约-14mS。电抗值X0可转换成大约1.05pF的电容值C1，第一电纳值B1可转换成大约2.7nH的第一电感值L1，第二电纳值B2可转换成大约2.7nH的第二电感值L2，且第三电纳值B3可转换成大约5.26nH的第三电感值L3。

图6A到6G是描绘根据代表性实施例的四LC元件平衡-不平衡变换器的各种所模拟性能参数的曲线图。在模拟中，平衡-不平衡变换器300A接收具有2.140GHz目标频率的频带1中的不平衡信号。平衡-不平衡变换器300A如上文所描述(包含方程式(1)及(2))而配置，其中将Ra及Rb假定为50欧姆，使得第一电容值C1等于大约2.10pF，第二电容值C2等于大约2.10pF，第三电容值C3等于大约1.05pF，且电感值L1等于大约5.26nH。在下文描述中，S参数用于指示在平衡-不平衡变换器300A的任何两个端口之间行进的信号的功率，如此项技术中已知，其中单端端子为端口“1”，第一差分端子302为端口“2”且第二差分端子303为端口“3”，且出于论述的目的所述端口中的每一者参考接地。

图6A中的迹线501描绘第一差分端子302与第二差分端子303之间的振幅不平衡，其中单端端子301以及第一差分端子302及第二差分端子303参考接地。水平轴以GHz为单位提供所接收信号的频率，且垂直轴提供以分贝(dB)为单位表达的量值差。特定来说，振幅不平衡为从单端端子301到第一差分端子302的第一信号路径与从单端端子301到第二差分端子303的第二信号路径之间的量值差(dB(S₁₂)-dB(S₁₃))。对于理想平衡-不平衡变换器，振幅不平衡为平衡-不平衡变换器300A在2.140GHz的设计目标频率下满足的0dB。此指示由平衡-不平衡变换器300A提供的差分输出信号跨越第一差分端子302及第二差分端子303在振幅上为实质上平衡的。

图6B中的迹线502描绘第一差分端子302与第二差分端子303之间的相位不平衡，其中单端端子301以及第一差分端子302及第二差分端子303参考接地。水平轴以GHz为单位提供所接收信号的频率，且垂直轴以度为单位提供相位差。特定来说，相位不平衡为从单端端子301到第一差分端子302的第一信号路径与从单端端子301到第二差分端子303的第二信号路径之间的相移差(phase(S₁₂)-phase(S₁₃))。对于理想平衡-不平衡变换器，相位不平衡为平衡-不平衡变换器300A在2.140GHz的设计目标频率下所满足的+/-180度。此指示形成由平衡-不平衡变换器300A提供的差分输出信号的信号实质上异相180度。

图6C中的迹线503描绘共模拒斥比(CMRR)。CMRR是平衡-不平衡变换器对施加到不平衡端口的信号到平衡端口处的共模信号中的发射进行拒斥的趋势。不平衡端口由参考接地的单端端子301形成，而平衡端口由第一差分端子302及第二差分端子303形 成。以dB为单位表达的CMRR值越低，平衡-不平衡变换器性能就越好。对于非理想的实际平衡-不平衡变换器电路，大约-15dB的CMRR值为极好的。在图6C中，水平轴以GHz为单位提供所接收信号的频率且垂直轴提供以dB为单位表达的第一及第二信号路径的量值的和与第一及第二信号路径的量值之间的差的比率(dB(|S₁₃+S₁₂|/|S₁₃-S₁₂|))，其中单端端子301以及第一差分端子302及第二差分端子303参考接地且其中第一信号路径是从单端端子301到第一差分端子302且第二信号路径是从单端端子301到第二差分端子302。如图6C中所展示，CMRR在理想化模拟中在2.140GHz的设计目标频率下接近无穷大，此指示施加到差分端口320的共模信号被完全抑制且因此不可发射到不平衡端口310。

图6D中的迹线504及505以dB为单位描绘平衡-不平衡变换器300A的插入损耗，其中单端端子301以及第一差分端子302及第二差分端子303参考接地。插入损耗为信号路径中的功率损耗。在图6D中，迹线504描绘从单端端子301到第一差分端子302的第一信号路径的插入损耗(dB(S₁₂))，且迹线505描绘从单端端子301到第二差分端子303的第二信号路径的插入损耗(dB(S₁₃))。对于理想的无损耗平衡-不平衡变换器，每一信号路径的插入损耗为平衡-不平衡变换器300A在2.140GHz的设计目标频率下所满足的-3dB。

图6E中的迹线506以dB为单位描绘平衡-不平衡变换器300A的回波损耗，其中单端端子301以及第一差分端子302及第二差分端子303参考接地。此处将回波损耗界定为以dB为单位表达的反射功率与入射功率的比率。特定来说，迹线506描绘单端端子301处的回波损耗(dB(Sn))。以dB为单位表达的回波损耗值越低，平衡-不平衡变换器300A的性能就越好。对于不平衡端口(不平衡端口310)，通常需要大约-12dB的值。

图6F中的迹线507以dB为单位描绘平衡-不平衡变换器300A的共模回波损耗，且图6G中的迹线508以dB为单位描绘平衡-不平衡变换器300A的差分模式回波损耗，其中单端端子301以及第一差分端子302及第二差分端子303参考接地。将平衡端口320针对共模的以dB为单位的回波损耗确定为dB(0.5*(S₃₃+S₂₂)+0.5*(S₃₂+S₂₃))。对于施加到平衡端口320的共模信号，需要接近于零的值，此是平衡-不平衡变换器300A在2.140GHz的设计目标频率下所满足的。另外，将平衡端口320针对差分模式的以dB为单位的回波损耗确定为dB(0.5*(S₃₃+S₂₂)-0.5*(S₃₂+S₂₃))。对于实际平衡-不平衡变换器电路，施加到平衡端口320的差分模式信号通常需要大约-12dB，此是平衡-不平衡变换器300A在2.140GHz的设计目标频率下所满足的。一般来说，关于在平衡端口320处的差分模式的回波损耗，以dB为单位表达的回波损耗值越低，平衡-不平衡变换器300A 的性能就越好。图6G中的迹线508展示回波损耗在理想化模拟中在设计目标频率下接近无穷大。

如上文所提及，在不背离本发明教示的范围的情况下，可用多种RF电路中的任一者来实施根据各种实施例的平衡-不平衡变换器。举例来说，所述平衡-不平衡变换器可经配置以转换来自滤波器(包含点式滤波器及多路复用器电路(例如，双工器、三工器、四工器、五工器等)中的滤波器)的单端信号。其中实施平衡-不平衡变换器的RF电路还可包含下文参考图7所论述的放大器电路，例如推挽式放大器。此外，如上文所提及，根据各种实施例的平衡-不平衡变换器能够沿两个方向转换模式：不平衡到平衡信号以及平衡到不平衡信号。

而且，如上文所提及，根据各种实施例的平衡-不平衡变换器可实施为独立式装置(例如，使用SMD组件)或可与RF电路集成。举例来说，所述RF电路可由一个裸片或多个数种裸片、盖及/或单层或多层衬底组成。在各种实施方案中，RF电路的裸片可包含滤波器裸片(例如，包含多个声谐振器)及/或放大器裸片(例如，包含多个晶体管)。在具有RF电路的集成配置中，平衡-不平衡变换器可在裸片中、在盖中、在单层或多层衬底中、在衬底的顶部上(例如，使用SMD)或以其各种组合来实施。

图7是图解说明根据代表性实施例的包含多个平衡-不平衡变换器的推挽式放大器的简化电路图。如上文所提及，此应用需要DC供应能力，因此所描绘实例中的多个平衡-不平衡变换器中的每一者为经配置以用于DC馈送的平衡-不平衡变换器300B。

参考图7，推挽式放大器600包含第一平衡-不平衡变换器300B-1及第二平衡-不平衡变换器300B-2，其中的每一者是如上文参考图3B所论述而配置的。也就是说，第一平衡-不平衡变换器300B-1包含连接于不平衡端口310-1的单端端子301-1与内部节点315-1之间的第一电容器311-1，内部节点315-1位于电感器314-1与第三电容器313-1之间。电感器314-1连接于内部节点315-1与平衡端口320-1的第一差分节点302-1之间。第二电容器312-1连接于第一差分节点302-1与接地之间。第三电容器313-1连接于内部节点315-1与平衡端口320-1的第二差分节点303-1之间。旁路电感器318-1与第三电容器313-1并联连接于内部节点315-1与第二差分节点303-1之间。类似地，第二平衡-不平衡变换器300B-2包含连接于不平衡端口310-2的单端端子301-2与内部节点315-2之间的第一电容器311-2，内部节点315-2位于电感器314-2与第三电容器313-2之间。电感器314-2连接于内部节点315-2与平衡端口320-2的第一差分节点302-2之间。第二电容器312-2连接于第一差分节点302-2与接地之间。第三电容器313-2连接于内部节点315-2与平衡端口320-2的第二差分节点303-2之间。旁路电感器318-2与第三电容器 313-2并联连接于内部节点315-2与第二差分节点303-2之间。

推挽式放大器600进一步包含连接到第一平衡-不平衡变换器300B-1及第二平衡-不平衡变换器300B-2的平衡端口320-1及320-2的第一晶体管610及第二晶体管620。举例来说，将第一晶体管610描绘为具有连接到第一差分节点302-1的基极、连接到第一差分节点302-2的集极及连接到接地的射极的双极结晶体管(BJT)，且将第二晶体管620描绘为具有连接到第二差分节点303-1(且因此连接到旁路电感器318-1)的基极、连接到第二差分节点303-2(且因此连接到旁路电感器318-2)的集极及连接到接地的射极的BJT。虽然描绘为NPN型BJT，但应理解，第一晶体管610及第二晶体管620可实施为其它类型的晶体管，例如PNP型BJT或各种类型的场效应晶体管(FET)，此并不背离本发明教示的范围。

通过DC电压源633将第一DC馈送提供到第一平衡-不平衡变换器300B-1，DC电压源633经由第一馈送电感器631连接到第一平衡-不平衡变换器300B-1的DC馈送触点308-1。第一阻隔电容器632连接于第一馈送电感器631与接地之间。可包含与第一阻隔电容器632并联的额外电容器(未展示)以改进对来自DC路径的不期望振荡的抑制。同样地，通过DC电压源643将第二DC馈送提供到第二平衡-不平衡变换器300B-2，DC电压源643经由第二馈送电感器641连接到第二平衡-不平衡变换器300B-2的DC馈送触点308-2。第二阻隔电容器642连接于第二馈送电感器641与接地之间。可包含与第二阻隔电容器642并联的额外电容器(未展示)以改进对来自DC路径的不期望振荡的抑制。因此，推挽式放大器600例示了其中平衡-不平衡变换器的应用需要DC馈送能力的配置。

在本发明通篇中，信号的频率及/或实数/复数端口阻抗及因此LC组件的相应值可变化以针对任何特定情形提供独特益处或满足各种实施方案的应用特定设计要求。

仅以图解说明及实例的方式且并非在任何限制性意义上包含各种组件、材料、结构及参数。鉴于本发明，所属领域的技术人员可实施本发明教示来确定其自身的应用及实施这些应用所需要的组件、材料、结构及设备，同时仍保持于所附权利要求书的范围内。

Claims (21)

1.一种平衡-不平衡变换器，其包括：

不平衡端口，其经配置以施加单端信号；

第一电容器，其连接于所述不平衡端口与内部节点之间；

电感器，其连接于所述内部节点与平衡端口的第一差分端子之间；

第二电容器，其作为分路元件连接于所述第一差分端子与接地之间；及

第三电容器，其连接于所述内部节点与所述平衡端口的第二差分端子之间，其中没有分路元件连接于所述第二差分端子。

2.根据权利要求1所述的平衡-不平衡变换器，其中所述单端信号包括由射频RF电路的不平衡端口提供的RF信号，所述RF电路包括裸片、盖及衬底中的至少一者。

3.根据权利要求2所述的平衡-不平衡变换器，其中所述RF电路包括至少一个滤波器裸片，所述至少一个滤波器裸片包括多个声谐振器或一天线电路。

4.根据权利要求2所述的平衡-不平衡变换器，其中所述第一电容器、所述第二电容器、所述第三电容器及所述电感器中的至少一者实施于所述RF电路的所述裸片、所述盖及所述衬底中的所述至少一者中或所述至少一者上。

5.根据权利要求1所述的平衡-不平衡变换器，其中所述电感器及所述第三电容器形成提供所述平衡端口的第一谐振串联LC电路，且

所述第一电容器、所述电感器及所述第二电容器形成提供所述不平衡端口的第二谐振串联LC电路。

6.根据权利要求1所述的平衡-不平衡变换器，其中：

所述第三电容器的第三电容值C3实质上如下确定：

$C3=\sqrt{\frac{1}{2{\mathrm{\ω}}^2\×Ra\×Rb}}$

所述第二电容器的第二电容值C2实质上等于所述第三电容值C3的两倍，所述第一电容器的第一电容值C1实质上等于所述第二电容值C2，且所述电感器的电感值L1实质上如下确定：

$L1=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2\×C3}$

其中f为所述平衡-不平衡变换器的目标设计频率，其取决于应用的操作频率，ω等于2πf，Ra为所述不平衡端口相对于接地的参考阻抗且Rb为所述平衡端口的所述第一及第二差分端子中的每一者的参考阻抗，所述第一及第二差分端子中的每一者参考接地。

7.根据权利要求1所述的平衡-不平衡变换器，其中所述第一电容器充当DC阻隔器。

8.根据权利要求1所述的平衡-不平衡变换器，其进一步包括：

旁路电感器，其与所述第三电容器并联连接于所述内部节点与所述第二差分端子之间，所述旁路电感器使得能够经由DC馈送触点进行DC馈送。

9.一种推挽式放大器电路，其包括：

根据权利要求8所述的至少一个平衡-不平衡变换器；

第一晶体管，其连接到所述至少一个平衡-不平衡变换器的所述平衡端口的所述第一差分端子；

第二晶体管，其连接到所述至少一个平衡-不平衡变换器的所述平衡端口的所述第二差分端子；

馈送电感器，其串联连接于DC电压源与所述至少一个平衡-不平衡变换器的所述DC馈送触点之间；及

至少一个阻隔电容器，其连接于所述馈送电感器与接地之间。

10.一种平衡-不平衡变换器，其包括：

不平衡端口，其经配置以施加单端信号；

第一电感器，其连接于所述不平衡端口与内部节点之间；

电容器，其连接于所述内部节点与平衡端口的第一差分端子之间；

第二电感器，其作为分路元件连接于所述第一差分端子与接地之间；及

第三电感器，其连接于所述内部节点与所述平衡端口的第二差分端子之间，其中没有分路元件连接于所述第二差分端子。

11.根据权利要求10所述的平衡-不平衡变换器，其中所述单端信号包括由射频RF电路的不平衡端口提供的RF信号，所述RF电路包括裸片、盖及衬底中的至少一者。

12.根据权利要求11所述的平衡-不平衡变换器，其中所述RF电路包括至少一个滤波器裸片，所述至少一个滤波器裸片包括多个声谐振器。

13.根据权利要求11所述的平衡-不平衡变换器，其中所述第一电感器、所述第二电感器、所述第三电感器及所述电容器中的至少一者实施于所述RF电路的所述裸片、所述盖及所述衬底中的所述至少一者中或所述至少一者上。

14.根据权利要求10所述的平衡-不平衡变换器，其中所述电容器及所述第三电感器形成提供所述平衡端口的第一谐振串联LC电路，且

所述第一电感器、所述电容器及所述第二电感器形成提供所述单端端口的第二谐振串联LC电路。

15.根据权利要求10所述的平衡-不平衡变换器，其中：

所述第三电感器的第三电感值L3实质上如下确定：

$L3=\sqrt{\frac{2\×Ra\×Rb}{{\mathrm{\ω}}^2}},$

所述电容器的电容值C1实质上如下确定：

$C1=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2\×L3},$

所述第二电感器的第二电感值L2实质上如下确定：

且

所述第一电感器的第一电感值L1实质上等于所述第二电感值L2，其中f为所述平衡-不平衡变换器的目标设计频率，其取决于应用的操作频率，ω等于2πf，Ra为所述不平衡端口相对于接地的参考阻抗且Rb为所述平衡端口的所述第一及第二差分端子中的每一者的参考阻抗，其中所述第一及第二差分端子中的每一者参考接地。

16.根据权利要求10所述的平衡-不平衡变换器，其进一步包括：

旁路电感器，其与所述电容器并联连接于所述内部节点与所述第一差分端子之间，所述旁路电感器使得能够经由DC馈送触点进行DC馈送。

17.一种推挽式放大器电路，其包括：

根据权利要求16所述的至少一个平衡-不平衡变换器；

第一晶体管，其连接到所述至少一个平衡-不平衡变换器的所述平衡端口的所述第一差分端子；

第二晶体管，其连接到所述至少一个平衡-不平衡变换器的所述平衡端口的所述第二差分端子；

馈送电感器，其串联连接于DC电压源与所述至少一个平衡-不平衡变换器的所述DC馈送触点之间；及

至少一个阻隔电容器，其连接于所述馈送电感器与接地之间。

18.一种四LC元件平衡-不平衡变换器，其包括：

不平衡端口，其包括参考接地且经配置以施加单端信号的单端端子；

平衡端口，其包括经配置以施加差分信号的第一及第二差分端子；

第一串联谐振LC电路，其连接于所述第一与第二差分端子之间，所述第一串联谐振LC电路包括串联连接的第一类型的第一元件及第二类型的一个元件；及

第二串联谐振LC电路，其连接于所述单端端子与接地之间，所述第二串联谐振LC电路包括串联连接的所述第一类型的第二及第三元件以及所述第二类型的所述一个元件，所述第一类型的所述第二元件连接于所述单端端子与所述第二类型的所述一个元件之间，且所述第一类型的所述第三元件连接于所述第二类型的所述一个元件与接地之间，

其中所述第二类型的所述一个元件由所述第一及第二串联谐振LC电路共享，且

其中所述第一差分端子连接于所述第二类型的所述一个元件与所述第一类型的所述第三元件之间，所述第一类型的所述第三元件作为分路元件连接于所述第一差分端子且没有所述第一类型或所述第二类型的元件作为分路元件连接于所述第二差分端子，且

其中所述第一类型的元件为电感器或电容器中的一者，且所述第二类型的元件为电感器或电容器中的另一者。

19.一种平衡-不平衡变换器，其包括：

不平衡端口，其经配置以施加单端信号，所述不平衡端口包括具有第一复数端口阻抗的单端端子；

第一电纳元件，其连接于所述不平衡端口与内部节点之间，所述第一电纳元件包括物理上可实现的LC元件；

电抗元件，其连接于所述内部节点与平衡端口的第一差分端子之间，所述平衡端口包括各自具有第二复数端口阻抗的差分端子；

第二电纳元件，其连接于所述第一差分端子与接地之间；及

第三电纳元件，其连接于所述内部节点与所述平衡端口的第二差分端子之间，其中没有分路电抗元件或分路电纳元件连接于所述第二差分端子。

20.根据权利要求19所述的平衡-不平衡变换器，其中

第三电纳值B3实质上如下确定：

$B_3=+\sqrt{\frac{\mathrm{Re}\left\{Yb\right\}}{2\×\mathrm{Re}\left\{Za\right\}}}$

电抗值X0实质上等于所述第三电纳值B3的倒数，第二电纳值B2实质上等于所述第三电纳值B3的两倍且第一电纳值B1实质上等于第一电抗值X1的倒数的负数，其中所述第一电抗值X1实质上如下确定：

$X1=-\frac{1}{B2}-\frac{\mathrm{Im}\left\{Yb\right\}}{B2\×B3}-\mathrm{Im}\left\{Za\right\}$

其中Za为所述不平衡端口相对于接地的参考阻抗，Zb为所述平衡端口的所述第一及第二差分端子中的每一者的参考阻抗，所述第一及第二差分端子中的每一者参考接地，Yb等于Zb的倒数，且其中Re指代实部且Im指代虚部。

21.根据权利要求19所述的平衡-不平衡变换器，其中

第三电纳值B3实质上如下确定：

$B_3=-\sqrt{\frac{\mathrm{Re}\left\{Yb\right\}}{2\×\mathrm{Re}\left\{Za\right\}}}$

电抗值X0实质上等于所述第三电纳值B3的倒数，第二电纳值B2实质上等于所述第三电纳值B3的两倍且第一电纳值B1实质上等于第一电抗值X1的倒数的负数，其中所述第一电抗值X1实质上如下确定：

$X1=-\frac{1}{B2}-\frac{\mathrm{Im}\left\{Yb\right\}}{B2\×B3}-Im\left\{Za\right\}$

其中Za为所述不平衡端口相对于接地的参考阻抗，Zb为所述平衡端口的所述第一及第二差分端子中的每一者的参考阻抗，所述第一及第二差分端子中的每一者参考接地，Yb等于Zb的倒数，且其中Re指代实部且Im指代虚部。