WO2018198601A1 - バランスフィルタ - Google Patents

バランスフィルタ Download PDF

Info

Publication number
WO2018198601A1
WO2018198601A1 PCT/JP2018/010974 JP2018010974W WO2018198601A1 WO 2018198601 A1 WO2018198601 A1 WO 2018198601A1 JP 2018010974 W JP2018010974 W JP 2018010974W WO 2018198601 A1 WO2018198601 A1 WO 2018198601A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
inductor
terminal
balance filter
conductor pattern
capacitor
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/010974
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
谷口　哲夫
清弘 樫内
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to TW107113131A priority Critical patent/TWI675549B/zh
Publication of WO2018198601A1 publication Critical patent/WO2018198601A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/09—Filters comprising mutual inductance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/42—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source

Definitions

  • the present invention relates to a balance filter that mutually converts an unbalanced signal and a balanced signal.
  • a balance filter that mutually converts an unbalanced signal and a balanced signal may be used in order to reduce the influence of external noise.
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2013-138410 discloses a balance filter formed as a laminate of a plurality of dielectric layers.
  • FIG. 25 is an equivalent circuit diagram of a balance filter 400 which is an example of a conventionally known balance filter.
  • the balance filter 400 has an unbalanced terminal UB and a balanced terminal B including terminals B1 and B2.
  • the balance filter 400 outputs an unbalanced signal in the passband input to the unbalanced terminal UB as a balanced signal from the balanced terminal B (terminals B1 and B2).
  • the balance filter 400 outputs a balanced signal in the passband input to the balanced terminal B as an unbalanced signal from the unbalanced terminal UB.
  • the two LC parallel resonators arranged between the unbalanced terminal UB and the balanced terminal B constitute a band pass filter and pass a signal in the pass band.
  • the balanced signal is two signals having the same maximum amplitude value and different phases by 180 degrees.
  • An unbalanced signal is a signal having an amplitude based on the ground potential.
  • FIG. 26 is an equivalent circuit diagram of a communication circuit 600 which is an example of a conventionally known communication circuit. As shown in FIG. 26, the communication circuit 600 includes a divider 500 and the two balance filters 400 of FIG. The communication circuit 600 has a transmission mode and a reception mode as operation modes.
  • Divider 500 includes terminals 501 to 503. Divider 500 distributes the signal input to terminal 501 and outputs it from terminals 502 and 503. Divider 500 combines the signals input to terminals 502 and 503 and outputs the result from terminal 501.
  • an antenna Ant and a terminal 501 are connected.
  • the terminal 502 and the unbalanced terminal UB of one balance filter 400 are connected, and the terminal 503 and the unbalanced terminal UB of the other balance filter 400 are connected.
  • Each balanced terminal B of the two balance filters 400 is connected to an RF circuit (not shown).
  • a balanced signal (Tx signal) in a pass band from an RF circuit (not shown) is output to the terminal 502 as an unbalanced signal through the balance filter 400.
  • the unbalanced signal input to the terminal 502 is output from the terminal 501 via the divider 500 and transmitted from the antenna Ant to the outside.
  • a signal received by the antenna Ant is input to the terminal 501.
  • the signal input to the terminal 501 is distributed to the terminals 502 and 503 and output from each terminal.
  • the unbalanced signal from the terminal 503 is output to the RF circuit (not shown) as a balanced signal (Rx signal) via the balance filter 400.
  • insertion loss occurs in the divider 500 that distributes the signal line connected to the antenna Ant.
  • the Rx signal sent from the antenna Ant to the RF circuit is attenuated by about 3 dB by passing through the divider 500.
  • An insertion loss also occurs in each balance filter 400. Therefore, in the communication circuit 600 as shown in FIG. 26, it can be difficult to suppress insertion loss.
  • the communication circuit 600 requires a space for mounting the divider 500 and the two balance filters 400. Therefore, the communication circuit 600 can be difficult to downsize.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to suppress the insertion loss of the balance filter and reduce the size of the balance filter.
  • the balance filter includes first to fifth terminals, an LC series resonator, and first and second inductors.
  • the first terminal is for an unbalanced signal.
  • the second to fifth terminals are for balanced signals.
  • the LC series resonator is connected between the first terminal and the ground point.
  • the LC series resonator includes an inductor section.
  • the first inductor is connected between the second terminal and the third terminal.
  • the first inductor is electromagnetically coupled to the inductor portion.
  • the second inductor is connected between the fourth terminal and the fifth terminal.
  • the second inductor is electromagnetically coupled to the inductor portion.
  • the unbalanced signal received by the inductor unit is transmitted to the first and second inductors through electromagnetic coupling. Therefore, a configuration like a divider for distributing unbalanced signals is not necessary.
  • the inductor portion that receives the unbalanced signal can be shared by the first and second inductors.
  • a balance filter includes first to fifth terminals, an inductor section including first and second inductors, and third and fourth inductors.
  • the first terminal is for an unbalanced signal.
  • the second to fifth terminals are for balanced signals.
  • the inductor unit is connected between the first terminal and the ground point.
  • the first and second inductors are connected in series.
  • the third inductor is connected between the second terminal and the third terminal.
  • the third inductor is electromagnetically coupled to the first inductor.
  • the fourth inductor is connected between the fourth terminal and the fifth terminal.
  • the fourth inductor is electromagnetically coupled to the second inductor.
  • the unbalanced signal received by the inductor unit is transmitted to the third and fourth inductors through electromagnetic coupling. Therefore, a configuration like a divider for distributing unbalanced signals is not necessary.
  • the inductor section that receives the unbalanced signal can be shared by the third and fourth inductors.
  • electromagnetic field coupling is coupling via magnetic flux in which the magnetic flux between the inductors changes with the change in the current flowing through one inductor and an induced electromotive force is generated in the other inductor.
  • the balance filter of the present invention it is possible to suppress the insertion loss of the balance filter and reduce the size of the balance filter.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the balance filter according to Embodiment 1.
  • FIG. It is an external appearance perspective view of the balance filter of FIG. It is a disassembled perspective view which shows an example of the laminated structure of the balance filter of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing a part of a plurality of dielectric layers shown in FIG. 3.
  • FIG. 4 is a diagram showing another part of a plurality of dielectric layers shown in FIG. 3.
  • It is a figure which shows the insertion loss of the balance filter of FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of a balance filter according to Modification 1 of Embodiment 1.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of a balance filter which is an example of a configuration in which electromagnetic field coupling between inductors applicable to the present invention occurs.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of a balance filter that is another example of a configuration in which electromagnetic coupling between inductors applicable to the present invention occurs. It is a figure which shows the insertion loss of the balance filter of FIG. It is an equivalent circuit diagram of the balance filter which is an example in which partial coupling occurs. It is the equivalent circuit schematic of the balance filter which is another example in which partial coupling occurs. It is a figure which shows collectively the insertion loss of the balance filter of FIG. 12, and the insertion loss of the balance filter of FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of a balance filter according to Embodiment 2. FIG. It is a figure which shows collectively the insertion loss and the balance filter of FIG.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of a balance filter according to Modification 1 of Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the insertion loss of the balance filter of FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of a balance filter according to a second modification of the second embodiment.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of a balance filter according to Modification 3 of Embodiment 2.
  • 6 is an equivalent circuit diagram of a balance filter according to Embodiment 3.
  • FIG. It is a figure which shows the insertion loss of the balance filter of FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of a balance filter according to a modification of the third embodiment.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a balance filter 10 according to the first embodiment.
  • the balance filter 10 has a transmission mode and a reception mode as operation modes.
  • the balance filter 10 converts the balanced signal and the unbalanced signal to each other, and transmits and receives signals in the pass band of the balance filter 10.
  • the frequency of the transmission signal and the frequency of the reception signal may be the same or different as long as they are within the passband.
  • the balance filter 10 includes terminals P11 to P15, a DC feed terminal Pdc, an LC series resonator LC131, LC parallel resonators LC132 and LC133, an inductor L132, and a low-pass filter LP133.
  • a DC feed terminal Pdc DC feed terminal
  • an LC series resonator LC131 LC parallel resonators LC132 and LC133
  • an inductor L132 and a low-pass filter LP133.
  • the terminal P11 is a terminal for unbalanced signals.
  • the terminal P11 is connected to an antenna (not shown).
  • Each of the terminals P12 to P15 is a terminal for a balanced signal.
  • Terminals P12 to P15 are connected to an RF circuit (not shown).
  • the difference between the phase of the signal output from the terminal P12 and the phase of the signal output from the terminal P13 is 180 degrees.
  • the difference between the phase of the signal input to the terminal P12 and the phase of the signal input to the terminal P13 is 180 degrees.
  • the difference between the phase of the signal output from the terminal P14 and the phase of the signal output from the terminal P15 is 180 degrees.
  • the difference between the phase of the signal input to the terminal P14 and the phase of the signal input to the terminal P15 is 180 degrees.
  • the terminals P12 and P13 are used as Tx terminals for transmission. Terminals P14 and P15 are used as Rx terminals for reception.
  • the balanced signal in the pass band input to the Tx terminal is output from the terminal P11 as an unbalanced signal.
  • an unbalanced signal in the pass band input to the terminal P11 is acquired from the Rx terminal.
  • a low-pass filter LP133, an inductor L132, and an LC series resonator LC131 are connected in series in this order from the terminal P11 toward the ground point.
  • the low pass filter LP133 is connected between the terminal P11 and the inductor L132.
  • Low pass filter LP133 includes an inductor L131 and a capacitor C120.
  • the inductor L131 is connected between the terminal P11 and the inductor L132.
  • the capacitor C120 is connected between the inductor L131 and the ground point.
  • the low-pass filter LP133 passes a signal in the pass band and reduces harmonics of the signal.
  • a harmonic of a certain frequency is a signal having a frequency that is an integral multiple of the frequency.
  • an RF circuit not shown
  • an antenna not shown
  • the LC series resonator LC131 is connected between the inductor L132 and the grounding point.
  • the LC series resonator LC131 includes an inductor L110 and a capacitor C121.
  • the inductor L110 is connected between the inductor L132 and the ground point.
  • the inductor L110 corresponds to the inductor section of the present invention.
  • the capacitor C121 is connected between the inductor L110 and the ground point.
  • the inductor L110 is galvanically isolated from the ground point by the capacitor C121.
  • the inductor L132 is connected between the inductors L131 and L110.
  • LC parallel resonator LC132 is connected between terminals P12 and P13.
  • LC parallel resonator LC132 includes inductors L113 to L115 and a capacitor C122. Capacitor C122 and inductor L113 are connected in parallel between terminals P12 and P13.
  • the inductor L113 is electromagnetically coupled to the inductor L110.
  • the inductor L113 is connected to the DC feed terminal Pdc. Since both ends of the inductor L113 are electrically connected to the terminals P12 and P13, respectively, the DC potential of the terminals P12 and P13 can be adjusted by changing the voltage applied to the DC feed terminal Pdc.
  • the inductor L114 is connected between one electrode of the capacitor C122 and one end of the inductor L113.
  • the inductor L115 is connected between the other electrode of the capacitor C122 and the other end of the inductor L113.
  • the inductance of the inductor L114 is substantially equal to the inductance of the inductor L115.
  • the inductors L114 and L115 are provided to adjust the impedance of the LC parallel resonator LC132 to a desired value. Inductors L113 to L115 may be formed as a single inductor.
  • LC parallel resonator LC132 is connected between terminals P14 and P15.
  • LC parallel resonator LC133 includes inductors L116 to L118 and a capacitor C123. Capacitor C123 and inductor L116 are connected in parallel between terminals P14 and P15. Inductor L116 is electromagnetically coupled to inductor L110.
  • the inductor L117 is connected between one electrode of the capacitor C123 and one end of the inductor L116.
  • Inductor L118 is connected between the other electrode of capacitor C123 and the other end of inductor L116.
  • the inductance of the inductor L117 is substantially equal to the inductance of the inductor L118.
  • the inductors L117 and L118 are provided to adjust the impedance of the LC parallel resonator LC133 to a desired value.
  • Inductors L116 to L118 may be formed as a single inductor.
  • the reception signal when a reception signal that is an unbalanced signal in the passband is input to the terminal P11, the reception signal is transmitted from the inductor L110 to the inductors L113 and L116 via electromagnetic coupling.
  • the phase difference between the signals output from both ends of the inductor L116 is 180 degrees.
  • the inductance of the inductor L117 is substantially equal to the inductance of the inductor L118.
  • the phase shift when the signal passes through the inductor L117 is substantially equal to the phase shift when the signal passes through the inductor L118. Therefore, the phase of the signal output from the terminal P14 through the inductor L117 from the end on the terminal P14 side of the inductor L116 and the output from the terminal P15 through the inductor L118 from the end of the inductor L116 on the terminal P15 side.
  • the difference from the signal phase remains approximately 180 degrees. That is, a balanced signal in the pass band is output from terminals P14 and P15.
  • the unbalanced signal received by the inductor L110 is transmitted to the inductors L113 and L116 via electromagnetic coupling. Therefore, a configuration like a divider for distributing unbalanced signals is not necessary. Inductor L110 that receives an unbalanced signal can be shared by inductors L113 and L116. As a result, the insertion loss of the balance filter 10 can be suppressed and the balance filter 10 can be downsized.
  • FIG. 2 is an external perspective view of the balance filter 10 of FIG.
  • the balance filter 10 has a rectangular parallelepiped shape, for example.
  • surfaces perpendicular to the Z-axis direction are defined as an upper surface UF and a bottom surface BF.
  • a direction identification mark DM for identifying the mounting direction of the balance filter 10 is arranged on the upper surface UF.
  • the bottom surface BF is connected to a substrate (not shown).
  • the surfaces parallel to the ZX plane are referred to as side surfaces SF41 and SF43.
  • the surfaces parallel to the YZ plane are referred to as side surfaces SF42 and SF44.
  • the ground terminal G51, the terminal P11, the ground terminal G52, and the terminal P72 are provided over the top surface UF, the side surface SF41, and the bottom surface BF.
  • the DC feed terminal Pdc is provided across the top surface UF, the side surface SF42, and the bottom surface BF.
  • the terminals P12 to P15 are provided across the upper surface UF, the side surface SF43, and the bottom surface BF.
  • the terminal P71 is provided across the upper surface UF, the side surface SF44, and the bottom surface BF.
  • FIG. 3 is an exploded perspective view showing an example of a laminated structure of the balance filter 10 of FIG.
  • the balance filter 10 is a laminate in which dielectric layers Lyr81 to Lyr99 are laminated in the lamination direction.
  • FIG. 4 is a diagram showing the dielectric layers Lyr81 to Lyr90 shown in FIG.
  • the conductive patterns formed on the dielectric layers Lyr81 to Lyr90 will be described mainly with reference to FIG. 4 and with reference to FIG. 1 (equivalent circuit diagram) and FIG. 2 (external perspective view) as necessary.
  • the dielectric layer Lyr81 includes a bottom surface BF connected to a substrate (not shown).
  • a line conductor pattern 811 is formed on the dielectric layer Lyr81.
  • the line conductor pattern 811 is connected to the DC feed terminal Pdc (see FIGS. 1 and 2).
  • Capacitor conductor patterns 821 and 822 are formed on the dielectric layer Lyr82.
  • the capacitor conductor pattern 821 is connected to the ground terminals G51 and G52.
  • Capacitor conductor patterns 831 to 836 are formed on the dielectric layer Lyr83.
  • the capacitor conductor pattern 831 forms a capacitor C120 (see FIG. 1) together with the capacitor conductor pattern 821.
  • the capacitor conductor pattern 832 forms a capacitor C121 (see FIG. 1) together with the capacitor conductor pattern 821.
  • the capacitor conductor pattern 833 is connected to the terminal P13 (see FIGS. 1 and 2).
  • Capacitor conductor pattern 834 is connected to terminal P12 (see FIGS. 1 and 2).
  • the capacitor conductor pattern 835 is connected to the terminal P15 (see FIGS. 1 and 2).
  • the capacitor conductor pattern 836 is connected to the terminal P14 (see FIGS. 1 and 2).
  • Capacitor conductor patterns 851 and 852 are formed on the dielectric layer Lyr85.
  • the capacitor conductor pattern 851 and the capacitor conductor patterns 833, 834, and 822 form a capacitor C122 (see FIG. 1).
  • the capacitor conductor pattern 852 forms a capacitor C123 (see FIG. 1) together with the capacitor conductor patterns 835 and 836.
  • An inductor conductor pattern 871 is formed on the dielectric layer Lyr87.
  • the inductor conductive pattern 871 is connected to the capacitor conductive pattern 831 by the via conductive pattern V872.
  • Inductive conductor patterns 881 and 882 are formed on the dielectric layer Lyr88.
  • the inductor conductor pattern 881 is connected to the inductor conductor pattern 871 by the via conductor pattern V884.
  • the inductor conductor pattern 882 is connected to the inductor conductor pattern 871 by the via conductor pattern V883.
  • Inductive conductor patterns 891 and 892 are formed on the dielectric layer Lyr89.
  • the inductor conductor pattern 891 is connected to the inductor conductor pattern 881 by the via conductor pattern V893.
  • the inductor conductor pattern 891 forms an inductor L132 (see FIG. 1) together with the via conductor pattern V893, the inductor conductor pattern 881, the via conductor pattern V884, and the inductor conductor pattern 871.
  • Inductor conductor pattern 892 is connected to inductor conductor pattern 882 by via conductor pattern V894.
  • Inductive conductor patterns 901 and 902 are formed on the dielectric layer Lyr90.
  • the inductor conductive pattern 901 is connected to the terminal P11 (see FIGS. 1 and 2).
  • the inductor conductor pattern 901 is connected to the inductor conductor pattern 892 by the via conductor pattern V903.
  • Inductor conductor pattern 901 forms inductor L131 (see FIG. 1) together with via conductor pattern V903, inductor conductor pattern 892, via conductor pattern V894, and inductor conductor pattern 882.
  • the inductor conductive pattern 902 is connected to the terminal P15 (see FIGS. 1 and 2).
  • FIG. 5 is a diagram showing the dielectric layers Lyr90 to Lyr99 shown in FIG. Mainly referring to FIG. 5 and referring to FIG. 1 (equivalent circuit diagram), FIG. 2 (external perspective view), and FIG. 4 (dielectric layers Lyr81 to Lyr90) as needed, the dielectric layers Lyr90 to Lyr99 The formed conductor pattern will be described.
  • Inductive conductor patterns 911 and 912 are formed on the dielectric layer Lyr91.
  • the inductor conductive pattern 911 is connected to the terminal P13 (see FIGS. 1 and 2).
  • the inductor conductor pattern 912 is connected to the inductor conductor pattern 902 by the via conductor pattern V913.
  • Inductive conductor patterns 921 to 923 are formed on the dielectric layer Lyr92.
  • the inductor conductor pattern 921 is connected to the inductor conductor pattern 911 by the via conductor pattern V924.
  • the inductor conductor pattern 921 forms an inductor L115 (see FIG. 1) together with the via conductor pattern V924 and the inductor conductor pattern 911.
  • the inductor conductor pattern 922 is connected to the inductor conductor pattern 891 of the dielectric layer Lyr89 by the via conductor pattern V926 (see FIG. 4).
  • the inductor conductor pattern 923 is connected to the inductor conductor pattern 912 by the via conductor pattern V925.
  • Inductive conductor patterns 931 and 932 are formed on the dielectric layer Lyr93.
  • the inductor conductor pattern 931 is connected to the inductor conductor pattern 921 by the via conductor pattern V933.
  • the inductor conductor pattern 931 is connected to the line conductor pattern 811 of the dielectric layer Lyr81 by the via conductor pattern V934 (see FIG. 4).
  • the inductor conductive pattern 931 forms an inductor L113 (see FIG. 1).
  • the inductor conductor pattern 932 is connected to the inductor conductor pattern 923 by the via conductor pattern V935.
  • Inductor conductor pattern 932 together with via conductor pattern V935, inductor conductor pattern 923, via conductor pattern V925, inductor conductor pattern 912, via conductor pattern V913, and inductor conductor pattern 902, forms inductor L118 (see FIG. 1). .
  • An inductor conductor pattern 941 is formed on the dielectric layer Lyr94.
  • the inductor conductive pattern 941 forms an inductor L116 (see FIG. 1).
  • the inductor conductor pattern 941 is connected to the inductor conductor pattern 932 by the via conductor pattern V942.
  • Inductive conductor patterns 951 to 953 are formed on the dielectric layer Lyr95.
  • the inductor conductor pattern 951 is connected to the inductor conductor pattern 931 by the via conductor pattern V955.
  • the inductor conductor pattern 952 is connected to the inductor conductor pattern 922 by a via conductor pattern V956.
  • the inductor conductor pattern 953 is connected to the inductor conductor pattern 941 by the via conductor pattern V954.
  • Inductive conductor patterns 961 to 963 are formed on the dielectric layer Lyr96.
  • the inductor conductive pattern 961 is connected to the terminal P12 (see FIGS. 1 and 2).
  • the inductor conductor pattern 961 is connected to the inductor conductor pattern 951 by a via conductor pattern V966.
  • the inductor conductor pattern 961 forms an inductor L114 (see FIG. 1) together with the inductor conductor pattern 951.
  • Inductor conductor pattern 962 is connected to capacitor conductor pattern 832 of dielectric layer Lyr83 by via conductor pattern V964.
  • the inductor conductor pattern 962 is connected to the inductor conductor pattern 952 by the via conductor pattern V965.
  • Inductor conductor pattern 962 forms inductor L110 (see FIG.
  • inductor conductor pattern 963 is connected to the inductor conductor pattern 953 by the via conductor pattern V967.
  • An inductor conductor pattern 971 is formed on the dielectric layer Lyr97.
  • the inductor conductor pattern 971 is connected to the inductor conductor pattern 963 by the via conductor pattern V972.
  • An inductor conductor pattern 981 is formed on the dielectric layer Lyr98.
  • the inductor conductive pattern 981 is connected to the terminal P14 (see FIGS. 1 and 2).
  • the inductor conductor pattern 981 is connected to the inductor conductor pattern 971 by the via conductor pattern V982.
  • the inductor conductor pattern 981 forms an inductor L117 (see FIG. 1) together with the via conductor pattern V982, the inductor conductor pattern 971, the via conductor pattern V972, the inductor conductor pattern 963, the via conductor pattern V967, and the inductor conductor pattern 953.
  • a direction identification mark DM is formed on the dielectric layer Lyr99.
  • the dielectric layer Lyr99 includes the upper surface UF.
  • FIG. 6 is a diagram showing insertion loss IL101 and IL102 of the balance filter 10 of FIG. 1 together.
  • the amount of attenuation (dB) on the vertical axis is shown as a negative value.
  • the insertion loss is an index indicating a ratio of a signal transmitted to another terminal among signals input to a certain terminal. The larger the insertion loss, the larger the proportion of signals lost inside the electronic component among the signals input to the electronic component.
  • the insertion loss IL101 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P12 among the signals input to the terminal P11. Of the signal input to the terminal P11, the ratio of the signal transmitted to the terminal P13 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL101.
  • the insertion loss IL102 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P14 among the signals input to the terminal P11. Of the signal input to the terminal P11, the ratio of the signal transmitted to the terminal P15 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL102.
  • the insertion loss IL101 is minimum at the frequency f16.
  • the insertion loss IL102 is minimized at the frequency f17 ( ⁇ f16).
  • the balance filter 10 can function as a balance filter whose pass band is a frequency band including the frequencies f16 and f17.
  • a capacitor C121 is connected between the inductor L110 and the ground point.
  • the inductor and the capacitor need only be connected in series.
  • an inductor L110 may be connected between the capacitor C121 and the ground point.
  • the inductor L110 of the LC series resonator LC131A is galvanically isolated from the terminal P11 by the capacitor C121.
  • electromagnetic coupling between the inductor L110 of the LC series resonator LC131 and the inductor L113 connected to the balanced signal terminals P12 and P13, and the inductor L110 and the balanced signal terminals P14 and P15 are connected.
  • Signal transmission is performed via electromagnetic coupling with the inductor L116. That is, in the balanced filter according to the present invention, signal transmission is performed between the inductor of the LC series resonator for unbalanced signals and the inductor for balanced signals through electromagnetic coupling. Therefore, in the following, a configuration in which electromagnetic coupling between inductors applicable to the present invention is generated using FIGS. 8 to 14 will be described as one LC series resonator for unbalanced signals and one LC parallel for balanced signals.
  • a balance filter including a resonator will be described as an example.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of a balance filter 10B which is an example of a configuration in which electromagnetic field coupling between inductors applicable to the present invention occurs.
  • the balance filter 10B includes terminals P21 to P23, an LC series resonator LC141, and an LC parallel resonator LC142.
  • the terminal P21 is a terminal for unbalanced signals.
  • Terminals P22 and P23 are terminals for balanced signals.
  • the LC series resonator LC141 is connected between the terminal P21 and the grounding point.
  • LC series resonator LC141 includes an inductor L150 and a capacitor C161.
  • the inductor L150 and the capacitor C161 are connected in series between the terminal P21 and the ground point.
  • the inductor L150 corresponds to the inductor portion of the present invention.
  • LC parallel resonator LC142 is connected between terminals P22 and P23.
  • LC parallel resonator LC142 includes inductors L153 to L155 and a capacitor C162.
  • the inductor L153 is connected between the terminals P22 and P23.
  • the inductor L153 is electromagnetically coupled to the inductor L150.
  • Capacitor C162 is connected in parallel with inductor L153 between terminals P22 and P23.
  • Inductor L154 is connected between one end of inductor L153 and one electrode of capacitor C162.
  • the inductor L155 is connected between the other end of the inductor L153 and the other electrode of the capacitor C162.
  • the inductance of the inductor L154 and the inductance of the inductor L155 are substantially equal.
  • FIG. 9 is a diagram showing the insertion loss IL103 of the balance filter 10B of FIG.
  • the insertion loss IL103 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P22 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P23 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL103.
  • the insertion loss IL103 is minimum at the frequency f18.
  • the balance filter 10B can function as a balance filter whose pass band is a frequency band including the frequency f18.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of a balance filter 10C, which is another example of a configuration in which electromagnetic field coupling between inductors applicable to the present invention occurs.
  • the configuration of the balance filter 10C in FIG. 10 is a configuration in which a capacitor C170 is added to the configuration of the balance filter 10B in FIG. Since the other configuration is the same, the description will not be repeated. As shown in FIG. 10, the capacitor C170 is connected in parallel to the LC series resonator LC141.
  • FIG. 11 is a diagram showing the insertion loss IL104 of the balance filter 10C of FIG.
  • the insertion loss IL104 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P22 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P23 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL104.
  • the insertion loss IL104 is minimum at the frequency f19.
  • the balance filter 10C can function as a balance filter whose pass band is a frequency band including the frequency f19.
  • the balance filter according to Embodiment 1 and the modification it is possible to suppress the insertion loss of the balance filter and reduce the size of the balance filter.
  • each balanced signal inductor does not distinguish the portion of the inductor portion to which the electromagnetic coupling is performed.
  • each balanced signal inductor is electromagnetically coupled (partially coupled) to a different part of the inductor section.
  • the inductor section includes a plurality of inductors connected in series, and each inductor for balanced signals is electromagnetically coupled to a different inductor in the inductor section.
  • a balanced filter including one series resonator for an unbalanced signal and one LC parallel resonator for a balanced signal indicates that signal transmission is possible by partial coupling. Will be described as an example.
  • FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the balance filter 20A, which is an example in which partial coupling occurs.
  • the configuration of the balance filter 20A in FIG. 12 is a configuration in which the inductor L150 of the balance filter 10B in FIG. 8 is replaced with an inductor portion L180. Since the other configuration is the same, the description will not be repeated.
  • the inductor section L180 includes inductors L151 and L152. Inductors L151 and L152 are connected in series. The inductor L153 of the LC parallel resonator LC142 is electromagnetically coupled to the inductor L151. Inductors L151 and L152 may be formed as one inductor L180. In this case, the inductor L153 is electromagnetically coupled to a portion corresponding to the inductor L151 of the inductor L180.
  • FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of a balance filter 20B, which is another example in which partial coupling occurs.
  • the configuration of the balance filter 20B of FIG. 13 is a configuration in which the inductor L153 of the balance filter 20A of FIG. 12 is electromagnetically coupled to the inductor L152 of the inductor section L180.
  • inductors L151 and L152 may be formed as one inductor L180.
  • the inductor L153 is electromagnetically coupled to a portion corresponding to the inductor L152 of the inductor L180. Since the other configuration is the same, the description will not be repeated.
  • FIG. 14 is a diagram showing both the insertion loss IL211 of the balance filter 20A of FIG. 12 and the insertion loss IL212 of the balance filter 20B of FIG.
  • Insertion loss IL211 and IL212 indicate the proportion of the signal transmitted to terminal P22 out of the signal input to terminal P21.
  • the ratio of the signal transmitted to the terminal P23 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL211 and IL212.
  • the balance filters 20A and 20B can function as a balance filter whose pass band is a frequency band including the frequency f20.
  • FIG. 15 is an equivalent circuit diagram of the balance filter 20 according to the second embodiment.
  • the configuration of the balance filter 20 in FIG. 12 is a configuration in which an LC parallel resonator LC143 and terminals P24 and P25 are added to the configuration of the balance filter 20A in FIG. Since the other configuration is the same, the description will not be repeated.
  • LC parallel resonator LC143 is connected between terminals P24 and P25.
  • the LC parallel resonator LC143 includes inductors L156 to L158 and a capacitor C163.
  • the inductor L156 is connected between the terminals P24 and P25.
  • the inductor L156 is electromagnetically coupled to the inductor L152.
  • inductors L151 and L152 may be formed as one inductor L180. In this case, inductor L156 is electromagnetically coupled to a portion corresponding to inductor L152 of inductor L180.
  • the capacitor C163 is connected in parallel to the inductor L156 between the terminals P24 and P25.
  • Inductor L157 is connected between one end of inductor L156 and one electrode of capacitor C163.
  • the inductor L158 is connected between the other end of the inductor L156 and the other electrode of the capacitor C163.
  • the inductance of the inductor L157 and the inductance of the inductor L158 are substantially equal.
  • FIG. 16 is a diagram showing the insertion loss IL201 and IL202 of the balance filter 20 of FIG. 15 together.
  • the insertion loss IL201 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P22 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P23 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL201.
  • the insertion loss IL202 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P24 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P25 also shows the same change mode as the insertion loss IL202.
  • the balance filter 20 can function as a balance filter whose pass band is a frequency band including the frequency f21.
  • FIG. 17 is an equivalent circuit diagram of the balance filter 20A according to the first modification of the second embodiment.
  • the configuration of the balance filter 20A in FIG. 17 is a configuration in which a capacitor C164 is added to the balance filter 20 in FIG. Since the other configuration is the same, the description will not be repeated.
  • the capacitor C164 is connected in parallel to the inductor portion L180 between the terminal P11 and the capacitor C161, and is connected in series with the capacitor C161 between the terminal P11 and the ground point.
  • Capacitor C164 and inductor section L180 form an LC parallel resonator between terminal P21 and capacitor C161.
  • FIG. 18 is a diagram showing the insertion losses IL203 and IL204 of the balance filter 20 of FIG.
  • the insertion loss IL203 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P22 out of the signal input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P23 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL203.
  • the insertion loss IL204 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P24 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P25 also shows the same change mode as the insertion loss IL204.
  • the balance filter 20A can function as a balance filter whose pass band is a frequency band including the frequency f22.
  • FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of the balance filter 20B according to the second modification of the second embodiment.
  • the configuration of the balance filter 20B in FIG. 19 is a configuration in which a low-pass filter LP140 and an inductor L170 are added to the configuration of the balance filter 20A in FIG. Since the other configuration is the same, the description will not be repeated.
  • the low pass filter LP140 is connected between the terminal P21 and the inductor L170.
  • Low-pass filter LP140 includes an inductor L171 and a capacitor C165.
  • the inductor L171 is connected between the terminal P21 and the inductor L170.
  • the capacitor C165 is connected between the inductor L171 and the ground point.
  • the low-pass filter LP140 passes a signal in the passband and reduces harmonics of the signal. Examples of the harmonic generation source include an RF circuit (not shown) to which the terminals P22 to P25 are connected, or an antenna (not shown) connected to the terminal P21.
  • the inductor L170 is connected between the inductors L171 and L151.
  • the inductor L170 forms a low-pass filter together with the capacitor C164.
  • the low-pass filter passes a signal in the pass band and reduces harmonics of the signal.
  • FIG. 20 is a diagram showing the insertion loss IL205 and IL206 of the balance filter 20B of FIG. 19 together.
  • the insertion loss IL205 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P22 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P23 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL205.
  • the insertion loss IL206 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P24 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P25 also shows the same change mode as the insertion loss IL206.
  • the balance filter 20B can function as a balance filter whose pass band is a frequency band including the frequency f23.
  • the plurality of inductors connected in series included in the inductor section may be three or more like the balance filter 20C according to the third modification of the second embodiment shown in FIG.
  • the configuration of the balance filter 20C is a configuration in which the inductor portion L180 of the balance filter 20 in FIG. 15 is replaced with an inductor portion L180C, and an LC parallel resonator LC144 and terminals P26 and P27 are added to the configuration of the balance filter 20.
  • the inductor L180C is connected between the terminal P21 and the capacitor C161.
  • Inductor portion L180C includes inductors L151, L152, and L159 connected in series.
  • LC parallel resonator LC144 is connected between terminals P26 and P27.
  • LC parallel resonator LC144 includes inductors L182 to L183 and a capacitor C165.
  • the inductor L183 is connected between the terminals P26 and P27.
  • the inductor L183 is electromagnetically coupled to the inductor L159.
  • the capacitor C165 is connected in parallel with the inductor L181 between the terminals P26 and P27.
  • Inductor L182 is connected between one end of inductor L181 and one electrode of capacitor C165.
  • the inductor L183 is connected between the other end of the inductor L181 and the other electrode of the capacitor C165.
  • the inductance of the inductor L182 and the inductance of the inductor L183 are substantially equal.
  • the inductors L151, L152, and L159 may be formed as one inductor L180C.
  • the inductor L181 is electromagnetically coupled to a portion corresponding to the inductor L159 of the inductor L180C.
  • FIG. 22 is an equivalent circuit diagram of the balance filter 30 according to the third embodiment.
  • the configuration of the balance filter 30 in FIG. 22 is a configuration obtained by removing the capacitor C161 from the configuration of the balance filter 20A in FIG. Since the other configuration is the same, the description will not be repeated.
  • FIG. 23 is a diagram showing the insertion loss IL301 and IL302 of the balance filter 30 of FIG. 22 together.
  • the insertion loss IL301 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P22 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P23 also exhibits the same change mode as the insertion loss IL301.
  • the insertion loss IL302 indicates the ratio of the signal transmitted to the terminal P24 among the signals input to the terminal P21. Of the signal input to the terminal P21, the ratio of the signal transmitted to the terminal P25 also shows the same change mode as the insertion loss IL302.
  • the balance filter 30 can function as a balance filter whose pass band is a frequency band including the frequency f31.
  • FIG. 24 is an equivalent circuit diagram of a balance filter 30A according to a modification of the third embodiment.
  • the configuration of the balance filter 30A is a configuration in which the capacitor C161 is removed from the configuration of the balance filter 20C in FIG. Since the other configuration is the same, the description will not be repeated.
  • the balance filter according to Embodiment 3 and the modification it is possible to suppress the insertion loss of the balance filter and to reduce the size of the balance filter.

Landscapes

  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

バランスフィルタの挿入損失を抑制するとともにバランスフィルタを小型化する。本発明の一局面に係るバランスフィルタ（１０）は、第１端子（Ｐ１１）～第５端子（Ｐ１５）と、ＬＣ直列共振器（ＬＣ１３３）と、第１インダクタ（Ｌ１１３），第２インダクタ（Ｌ１１６）とを備える。ＬＣ直列共振器（ＬＣ１３３）は、第１端子（Ｐ１１）と接地点との間に接続されている。ＬＣ直列共振器（ＬＣ１３３）は、インダクタ部（Ｌ１１０）を含む。第１インダクタ（Ｌ１１３）は、第２端子（Ｐ１２）と第３端子（Ｐ１３）との間に接続されている。第１インダクタ（Ｌ１１３）は、インダクタ部（Ｌ１１０）と電磁界結合する。第２インダクタ（Ｌ１１６）は、第４端子（Ｐ４）と第５端子（Ｐ５）との間に接続されている。第２インダクタ（Ｌ１１６）は、インダクタ部（Ｌ１１０）と電磁界結合する。

Description

バランスフィルタ
　本発明は、不平衡信号と平衡信号とを相互に変換するバランスフィルタに関する。
　通信機器のＲＦ（Radio　Frequency）回路およびその周辺回路においては、外部からのノイズの影響を小さくするため、不平衡信号と平衡信号とを相互に変換するバランスフィルタが用いられる場合がある。たとえば、特開２０１３－１３８４１０号公報（特許文献１）には、複数の誘電体層の積層体として形成されたバランスフィルタが開示されている。
特開２０１３－１３８４１０号公報
　図２５は、従来から知られているバランスフィルタの一例であるバランスフィルタ４００の等価回路図である。図２５に示されるように、バランスフィルタ４００は、不平衡端子ＵＢと、端子Ｂ１およびＢ２を含む平衡端子Ｂとを有する。バランスフィルタ４００は、不平衡端子ＵＢに入力された通過帯域の不平衡信号を平衡端子Ｂ（端子Ｂ１およびＢ２）から平衡信号として出力する。バランスフィルタ４００は、平衡端子Ｂに入力された通過帯域の平衡信号を不平衡端子ＵＢから不平衡信号として出力する。不平衡端子ＵＢと平衡端子Ｂとの間に配置されている２つのＬＣ並列共振器は、バンドパスフィルタを構成し、通過帯域の信号を通過させる。なお、平衡信号とは、振幅の最大値が略等しく、位相が互いに１８０度異なる２つの信号である。不平衡信号とは、接地電位を基準にした振幅を有する信号である。
　従来から、送信と受信とを１つのアンテナで行なう通信回路として、ディバイダと、複数のバランスフィルタとを備える構成が知られている。図２６は、従来から知られている通信回路の一例である通信回路６００の等価回路図である。図２６に示されるように、通信回路６００は、ディバイダ５００と、図２５の２つのバランスフィルタ４００とを備える。通信回路６００は、動作モードとして送信モードと受信モードとを有する。
　ディバイダ５００は、端子５０１～５０３を含む。ディバイダ５００は、端子５０１に入力された信号を分配して端子５０２および５０３から出力する。ディバイダ５００は、端子５０２および５０３に入力された信号を合成して端子５０１から出力する。
　図２６に示される通信回路６００においては、アンテナＡｎｔと端子５０１とが接続されている。端子５０２と一方のバランスフィルタ４００の不平衡端子ＵＢとが接続されるとともに、端子５０３と他方のバランスフィルタ４００の不平衡端子ＵＢとが接続されている。２つのバランスフィルタ４００の各平衡端子Ｂは、不図示のＲＦ回路に接続されている。
　通信回路６００の送信モードにおいては、不図示のＲＦ回路からの通過帯域の平衡信号（Ｔｘ信号）がバランスフィルタ４００を介して不平衡信号として端子５０２へ出力される。端子５０２に入力された不平衡信号は、ディバイダ５００を介して端子５０１から出力されて、アンテナＡｎｔから外部へ送信される。受信モードにおいては、アンテナＡｎｔに受信された信号が端子５０１に入力される。端子５０１に入力された信号は、端子５０２と５０３とに分配されて各々から出力される。端子５０３からの不平衡信号が、バランスフィルタ４００を介して平衡信号（Ｒｘ信号）として不図示のＲＦ回路に出力される。
　図２６に示される通信回路６００においては、アンテナＡｎｔに接続された信号線路を分配するディバイダ５００において、挿入損失が発生する。たとえば、アンテナＡｎｔからＲＦ回路に送られるＲｘ信号は、ディバイダ５００を通過することにより約３ｄＢ減衰する。各バランスフィルタ４００においても挿入損失が発生する。そのため、図２６に示されるような通信回路６００においては、挿入損失の抑制が困難になり得る。
　また、通信回路６００は、ディバイダ５００と２つのバランスフィルタ４００とを実装するためのスペースを必要とする。そのため、通信回路６００の小型化が困難になり得る。
　本発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、バランスフィルタの挿入損失を抑制するとともにバランスフィルタを小型化することである。
　本発明の一局面に係るバランスフィルタは、第１乃至第５端子と、ＬＣ直列共振器と、第１および第２インダクタとを備える。第１端子は、不平衡信号用である。第２乃至第５端子は、平衡信号用である。ＬＣ直列共振器は、第１端子と接地点との間に接続されている。ＬＣ直列共振器は、インダクタ部を含む。第１インダクタは、第２端子と第３端子との間に接続されている。第１インダクタは、インダクタ部と電磁界結合する。第２インダクタは、第４端子と第５端子との間に接続されている。第２インダクタは、インダクタ部と電磁界結合する。
　本発明の一局面に係るバランスフィルタにおいては、インダクタ部が受けた不平衡信号が、電磁界結合を介して、第１および第２インダクタに伝達される。そのため、不平衡信号を分配するためのディバイダのような構成が不要である。また、不平衡信号を受けるインダクタ部を、第１および第２インダクタで共通化することができる。
　本発明の他の局面に係るバランスフィルタは、第１乃至第５端子と、第１および第２インダクタを含むインダクタ部と、第３および第４インダクタを備える。第１端子は、不平衡信号用である。第２乃至第５端子は、平衡信号用である。インダクタ部は、第１端子と接地点との間に接続されている。第１および第２インダクタは、直列に接続されている。第３インダクタは、第２端子と第３端子との間に接続されている。第３インダクタは、第１インダクタと電磁界結合する。第４インダクタは、第４端子と第５端子との間に接続されている。第４インダクタは、第２インダクタと電磁界結合する。
　本発明の他の局面に係るバランスフィルタにおいては、インダクタ部が受けた不平衡信号が、電磁界結合を介して、第３および第４インダクタに伝達される。そのため、不平衡信号を分配するためのディバイダのような構成が不要である。また、不平衡信号を受けるインダクタ部を、第３および第４インダクタで共通化することができる。
　なお、電磁界結合とは、一方のインダクタに流れる電流の変化に伴ってインダクタ間の磁束が変化し、他方のインダクタに誘導起電力が生じるという、磁束を介した結合である。
　本発明のバランスフィルタによれば、バランスフィルタの挿入損失を抑制するとともにバランスフィルタを小型化することができる。
実施の形態１に係るバランスフィルタの等価回路図である。 図１のバランスフィルタの外観斜視図である。 図２のバランスフィルタの積層構造の一例を示す分解斜視図である。 図３に示される複数の誘電体層の一部を示す図である。 図３に示される複数の誘電体層の他の部分を示す図である。 図１のバランスフィルタの挿入損失を示す図である。 実施の形態１の変形例１に係るバランスフィルタの等価回路図である。 本発明に適用可能なインダクタ間の電磁界結合が生じる構成の一例であるバランスフィルタの等価回路図である。 図８のバランスフィルタの挿入損失を示す図である。 本発明に適用可能なインダクタ間の電磁界結合が生じる構成の他の例であるバランスフィルタの等価回路図である。 図１０のバランスフィルタの挿入損失を示す図である。 部分結合が生じる一例であるバランスフィルタの等価回路図である。 部分結合が生じる他の例であるバランスフィルタの等価回路図である。 図１２のバランスフィルタの挿入損失、および図１３のバランスフィルタの挿入損失を併せて示す図である。 実施の形態２に係るバランスフィルタの等価回路図である。 図１５のバランスフィルタの挿入損失およびを併せて示す図である。 実施の形態２の変形例１に係るバランスフィルタの等価回路図である。 図１７のバランスフィルタの挿入損失を示す図である。 実施の形態２の変形例２に係るバランスフィルタの等価回路図である。 図１９のバランスフィルタの挿入損失を示す図である。 実施の形態２の変形例３に係るバランスフィルタの等価回路図である。 実施の形態３に係るバランスフィルタの等価回路図である。 図２２のバランスフィルタの挿入損失を示す図である。 実施の形態３の変形例に係るバランスフィルタの等価回路図である。 従来から知られているバランスフィルタの一例であるバランスフィルタの等価回路図である。 従来から知られている通信回路の一例の等価回路図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰り返さない。
　［実施の形態１］
　図１は、実施の形態１に係るバランスフィルタ１０の等価回路図である。バランスフィルタ１０は、動作モードとして送信モードと受信モードとを有する。バランスフィルタ１０は、平衡信号と不平衡信号とを相互に変換して、バランスフィルタ１０の通過帯域の信号の送信および受信を行なう。送信信号の周波数および受信信号の周波数は、通過帯域内であれば、同じであってもよいし、異なっていてもよい。
　図１に示されるように、バランスフィルタ１０は、端子Ｐ１１～Ｐ１５と、ＤＣフィード端子Ｐｄｃと、ＬＣ直列共振器ＬＣ１３１と、ＬＣ並列共振器ＬＣ１３２，ＬＣ１３３と、インダクタＬ１３２と、ローパスフィルタＬＰ１３３とを備える。ＬＣ直列共振器ＬＣ１３１，ＬＣ並列共振器ＬＣ１３２，ＬＣ１３３の各々は、バランスフィルタ１０の通過帯域の周波数において共振する。
　端子Ｐ１１は、不平衡信号用の端子である。端子Ｐ１１は、不図示のアンテナに接続される。端子Ｐ１２～Ｐ１５の各々は、平衡信号用の端子である。端子Ｐ１２～Ｐ１５は、不図示のＲＦ回路に接続される。端子Ｐ１２から出力される信号の位相と端子Ｐ１３から出力される信号の位相との差は１８０度である。端子Ｐ１２に入力される信号の位相と端子Ｐ１３に入力される信号の位相との差は１８０度である。端子Ｐ１４から出力される信号の位相と端子Ｐ１５から出力される信号の位相との差は１８０度である。端子Ｐ１４に入力される信号の位相と端子Ｐ１５に入力される信号の位相との差は１８０度である。
　バランスフィルタ１０において端子Ｐ１２およびＰ１３は、送信用のＴｘ端子として使用される。端子Ｐ１４およびＰ１５は、受信用のＲｘ端子として使用される。送信モードにおいては、Ｔｘ端子に入力された通過帯域の平衡信号が、不平衡信号として端子Ｐ１１から出力される。受信モードにおいては、端子Ｐ１１に入力された通過帯域の不平衡信号がＲｘ端子から取得される。
　端子Ｐ１１と接地点との間に、ローパスフィルタＬＰ１３３、インダクタＬ１３２、およびＬＣ直列共振器ＬＣ１３１が、端子Ｐ１１から接地点に向かってこの順に直列に接続されている。
　ローパスフィルタＬＰ１３３は、端子Ｐ１１とインダクタＬ１３２との間に接続されている。ローパスフィルタＬＰ１３３は、インダクタＬ１３１と、キャパシタＣ１２０とを含む。インダクタＬ１３１は、端子Ｐ１１とインダクタＬ１３２との間に接続されている。キャパシタＣ１２０は、インダクタＬ１３１と接地点との間に接続されている。ローパスフィルタＬＰ１３３は、通過帯域の信号を通過させるとともに、当該信号の高調波を低減する。或る周波数の高調波とは、当該周波数の整数倍の周波数の信号である。高調波の発生源としては、たとえば端子Ｐ１２～Ｐ１５が接続される不図示のＲＦ回路、あるいは端子Ｐ１１に接続される不図示のアンテナを挙げることができる。
　ＬＣ直列共振器ＬＣ１３１は、インダクタＬ１３２と接地点との間に接続されている。ＬＣ直列共振器ＬＣ１３１は、インダクタＬ１１０と、キャパシタＣ１２１とを含む。インダクタＬ１１０は、インダクタＬ１３２と接地点との間に接続されている。インダクタＬ１１０は、本発明のインダクタ部に相当する。キャパシタＣ１２１は、インダクタＬ１１０と接地点との間に接続されている。インダクタＬ１１０は、キャパシタＣ１２１によって当該接地点から直流的に絶縁されている。インダクタＬ１３２は、インダクタＬ１３１とＬ１１０との間に接続されている。
　ＬＣ並列共振器ＬＣ１３２は、端子Ｐ１２とＰ１３との間に接続されている。ＬＣ並列共振器ＬＣ１３２は、インダクタＬ１１３～Ｌ１１５と、キャパシタＣ１２２とを含む。キャパシタＣ１２２とインダクタＬ１１３とは、端子Ｐ１２とＰ１３との間で並列に接続されている。インダクタＬ１１３は、インダクタＬ１１０と電磁界結合している。インダクタＬ１１３は、ＤＣフィード端子Ｐｄｃに接続されている。インダクタＬ１１３の両端が端子Ｐ１２およびＰ１３にそれぞれ電気的に接続されているため、ＤＣフィード端子Ｐｄｃに印加する電圧を変化させることにより、端子Ｐ１２およびＰ１３の直流電位を調整することができる。
　インダクタＬ１１４は、キャパシタＣ１２２の一方電極とインダクタＬ１１３の一方端との間に接続されている。インダクタＬ１１５は、キャパシタＣ１２２の他方電極とインダクタＬ１１３の他方端との間に接続されている。インダクタＬ１１４のインダクタンスは、インダクタＬ１１５のインダクタンスに略等しい。インダクタＬ１１４およびＬ１１５は、ＬＣ並列共振器ＬＣ１３２のインピーダンスを所望の値に調整するために設けられている。インダクタＬ１１３～Ｌ１１５は、１個のインダクタとして形成されてもよい。
　ＬＣ並列共振器ＬＣ１３２は、端子Ｐ１４とＰ１５との間に接続されている。ＬＣ並列共振器ＬＣ１３３は、インダクタＬ１１６～Ｌ１１８と、キャパシタＣ１２３とを含む。キャパシタＣ１２３とインダクタＬ１１６とは、端子Ｐ１４とＰ１５との間で並列に接続されている。インダクタＬ１１６は、インダクタＬ１１０と電磁界結合している。
　インダクタＬ１１７は、キャパシタＣ１２３の一方電極とインダクタＬ１１６の一方端との間に接続されている。インダクタＬ１１８は、キャパシタＣ１２３の他方電極とインダクタＬ１１６の他方端との間に接続されている。インダクタＬ１１７のインダクタンスは、インダクタＬ１１８のインダクタンスに略等しい。インダクタＬ１１７およびＬ１１８は、ＬＣ並列共振器ＬＣ１３３のインピーダンスを所望の値に調整するために設けられている。インダクタＬ１１６～Ｌ１１８は、１個のインダクタとして形成されてもよい。
　送信モードにおいて通過帯域の平衡信号である送信信号が端子Ｐ１２およびＰ１３に入力された場合、インダクタＬ１１３の両端部へ入力された平衡信号は、インダクタＬ１１３から電磁界結合を介して、不平衡信号としてインダクタＬ１１０へ伝達される。当該不平衡信号は、端子Ｐ１１から出力される。
　受信モードにおいて、通過帯域の不平衡信号である受信信号が端子Ｐ１１に入力された場合、受信信号は、インダクタＬ１１０から電磁界結合を介してインダクタＬ１１３およびＬ１１６へ伝達される。
　インダクタＬ１１６の両端部からそれぞれ出力される信号の位相差は、１８０度である。インダクタＬ１１７のインダクタンスは、インダクタＬ１１８のインダクタンスに略等しい。信号がインダクタＬ１１７を通過した場合の位相のずれとインダクタＬ１１８を通過した場合の位相のずれとは略等しい。そのため、インダクタＬ１１６の端子Ｐ１４側の端部からインダクタＬ１１７を通過して端子Ｐ１４から出力される信号の位相と、インダクタＬ１１６の端子Ｐ１５側の端部からインダクタＬ１１８を通過して端子Ｐ１５から出力される信号の位相との差は、ほぼ１８０度のまま変わらない。すなわち、端子Ｐ１４およびＰ１５からは通過帯域の平衡信号が出力される。
　バランスフィルタ１０においては、インダクタＬ１１０が受けた不平衡信号が、電磁界結合を介して、インダクタＬ１１３およびＬ１１６に伝達される。そのため、不平衡信号を分配するためのディバイダのような構成が不要である。また、不平衡信号を受けるインダクタＬ１１０を、インダクタＬ１１３およびＬ１１６で共通化することができる。その結果、バランスフィルタ１０の挿入損失を抑制するとともにバランスフィルタ１０を小型化することができる。
　図２は、図１のバランスフィルタ１０の外観斜視図である。図２に示されるように、バランスフィルタ１０はたとえば直方体状である。バランスフィルタ１０の面のうち、Ｚ軸方向（積層方向）に垂直な面を上面ＵＦおよび底面ＢＦとする。上面ＵＦには、バランスフィルタ１０の実装方向を識別するための方向識別マークＤＭが配置されている。底面ＢＦは、不図示の基板に接続される。
　積層方向に平行なバランスフィルタ１０の面のうち、ＺＸ平面と平行な面を側面ＳＦ４１およびＳＦ４３とする。積層方向に平行な面のうちＹＺ平面と平行な面を側面ＳＦ４２およびＳＦ４４とする。接地端子Ｇ５１，端子Ｐ１１，接地端子Ｇ５２，端子Ｐ７２は、上面ＵＦ、側面ＳＦ４１、および底面ＢＦに亘って設けられている。ＤＣフィード端子Ｐｄｃは、上面ＵＦ、側面ＳＦ４２、および底面ＢＦに亘って設けられている。端子Ｐ１２～Ｐ１５は、上面ＵＦ、側面ＳＦ４３、および底面ＢＦに亘って設けられている。端子Ｐ７１は、上面ＵＦ、側面ＳＦ４４、および底面ＢＦに亘って設けられている。底面ＢＦが不図示の基板に接続されることにより、接地端子Ｇ５１およびＧ５２の各々は、接地点に接続される。
　図３は、図２のバランスフィルタ１０の積層構造の一例を示す分解斜視図である。図３に示されるように、バランスフィルタ１０は、誘電体層Ｌｙｒ８１～Ｌｙｒ９９が積層方向に積層された積層体である。
　図４は、図３に示される誘電体層Ｌｙｒ８１～Ｌｙｒ９０を示す図である。以下では、主に図４を参照するとともに必要に応じて図１（等価回路図）および図２（外観斜視図）を参照しながら誘電体層Ｌｙｒ８１～Ｌｙｒ９０に形成された導体パターンについて説明する。
　誘電体層Ｌｙｒ８１は、不図示の基板に接続される底面ＢＦを含む。誘電体層Ｌｙｒ８１には、線路導体パターン８１１が形成されている。線路導体パターン８１１は、ＤＣフィード端子Ｐｄｃ（図１および図２参照）に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ８２には、キャパシタ導体パターン８２１，８２２が形成されている。キャパシタ導体パターン８２１は、接地端子Ｇ５１，Ｇ５２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ８３には、キャパシタ導体パターン８３１～８３６が形成されている。キャパシタ導体パターン８３１は、キャパシタ導体パターン８２１とともにキャパシタＣ１２０（図１参照）を形成している。キャパシタ導体パターン８３２は、キャパシタ導体パターン８２１とともにキャパシタＣ１２１（図１参照）を形成している。キャパシタ導体パターン８３３は、端子Ｐ１３（図１および図２参照）に接続されている。キャパシタ導体パターン８３４は、端子Ｐ１２（図１および図２参照）に接続されている。キャパシタ導体パターン８３５は、端子Ｐ１５（図１および図２参照）に接続されている。キャパシタ導体パターン８３６は、端子Ｐ１４（図１および図２参照）に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ８５には、キャパシタ導体パターン８５１，８５２が形成されている。キャパシタ導体パターン８５１は、キャパシタ導体パターン８３３，８３４，８２２とともに、キャパシタＣ１２２を形成している（図１参照）。キャパシタ導体パターン８５２は、キャパシタ導体パターン８３５，８３６とともに、キャパシタＣ１２３（図１参照）を形成している。
　誘電体層Ｌｙｒ８７には、インダクタ導体パターン８７１が形成されている。インダクタ導体パターン８７１は、ビア導体パターンＶ８７２によってキャパシタ導体パターン８３１に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ８８には、インダクタ導体パターン８８１および８８２が形成されている。インダクタ導体パターン８８１は、ビア導体パターンＶ８８４によってインダクタ導体パターン８７１に接続されている。インダクタ導体パターン８８２は、ビア導体パターンＶ８８３によってインダクタ導体パターン８７１に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ８９には、インダクタ導体パターン８９１および８９２が形成されている。インダクタ導体パターン８９１は、ビア導体パターンＶ８９３によってインダクタ導体パターン８８１に接続されている。インダクタ導体パターン８９１は、ビア導体パターンＶ８９３、インダクタ導体パターン８８１、ビア導体パターンＶ８８４、およびインダクタ導体パターン８７１とともにインダクタＬ１３２（図１参照）を形成している。インダクタ導体パターン８９２は、ビア導体パターンＶ８９４によってインダクタ導体パターン８８２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ９０には、インダクタ導体パターン９０１および９０２が形成されている。インダクタ導体パターン９０１は、端子Ｐ１１（図１および図２参照）に接続されている。インダクタ導体パターン９０１は、ビア導体パターンＶ９０３によってインダクタ導体パターン８９２に接続されている。インダクタ導体パターン９０１は、ビア導体パターンＶ９０３、インダクタ導体パターン８９２、ビア導体パターンＶ８９４、およびインダクタ導体パターン８８２とともに、インダクタＬ１３１（図１参照）を形成している。インダクタ導体パターン９０２は、端子Ｐ１５（図１および図２参照）に接続されている。
　図５は、図３に示される誘電体層Ｌｙｒ９０～Ｌｙｒ９９を示す図である。主に図５を参照するとともに必要に応じて図１（等価回路図）、図２（外観斜視図）、および図４（誘電体層Ｌｙｒ８１～Ｌｙｒ９０）を参照しながら誘電体層Ｌｙｒ９０～Ｌｙｒ９９に形成された導体パターンについて説明する。
　誘電体層Ｌｙｒ９１には、インダクタ導体パターン９１１および９１２が形成されている。インダクタ導体パターン９１１は、端子Ｐ１３（図１および図２参照）に接続されている。インダクタ導体パターン９１２は、ビア導体パターンＶ９１３によってインダクタ導体パターン９０２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ９２には、インダクタ導体パターン９２１～９２３が形成されている。インダクタ導体パターン９２１は、ビア導体パターンＶ９２４によってインダクタ導体パターン９１１に接続されている。インダクタ導体パターン９２１は、ビア導体パターンＶ９２４およびインダクタ導体パターン９１１とともにインダクタＬ１１５（図１参照）を形成している。インダクタ導体パターン９２２は、ビア導体パターンＶ９２６によって誘電体層Ｌｙｒ８９のインダクタ導体パターン８９１に接続されている（図４参照）。インダクタ導体パターン９２３は、ビア導体パターンＶ９２５によってインダクタ導体パターン９１２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ９３には、インダクタ導体パターン９３１，９３２が形成されている。インダクタ導体パターン９３１は、ビア導体パターンＶ９３３によってインダクタ導体パターン９２１に接続されている。インダクタ導体パターン９３１は、ビア導体パターンＶ９３４によって誘電体層Ｌｙｒ８１の線路導体パターン８１１に接続されている（図４参照）。インダクタ導体パターン９３１は、インダクタＬ１１３を形成している（図１参照）。インダクタ導体パターン９３２は、ビア導体パターンＶ９３５によってインダクタ導体パターン９２３に接続されている。インダクタ導体パターン９３２は、ビア導体パターンＶ９３５、インダクタ導体パターン９２３、ビア導体パターンＶ９２５、インダクタ導体パターン９１２、ビア導体パターンＶ９１３、およびインダクタ導体パターン９０２とともに、インダクタＬ１１８（図１参照）を形成している。
　誘電体層Ｌｙｒ９４には、インダクタ導体パターン９４１が形成されている。インダクタ導体パターン９４１は、インダクタＬ１１６（図１参照）を形成している。インダクタ導体パターン９４１は、ビア導体パターンＶ９４２によってインダクタ導体パターン９３２に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ９５には、インダクタ導体パターン９５１～９５３が形成されている。インダクタ導体パターン９５１は、ビア導体パターンＶ９５５によってインダクタ導体パターン９３１に接続されている。インダクタ導体パターン９５２は、ビア導体パターンＶ９５６によってインダクタ導体パターン９２２に接続されている。インダクタ導体パターン９５３は、ビア導体パターンＶ９５４によってインダクタ導体パターン９４１に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ９６には、インダクタ導体パターン９６１～９６３が形成されている。インダクタ導体パターン９６１は、端子Ｐ１２（図１および図２参照）に接続されている。インダクタ導体パターン９６１は、ビア導体パターンＶ９６６によってインダクタ導体パターン９５１に接続されている。インダクタ導体パターン９６１は、インダクタ導体パターン９５１とともにインダクタＬ１１４（図１参照）を形成している。インダクタ導体パターン９６２は、ビア導体パターンＶ９６４によって誘電体層Ｌｙｒ８３のキャパシタ導体パターン８３２に接続されている。インダクタ導体パターン９６２は、ビア導体パターンＶ９６５によってインダクタ導体パターン９５２に接続されている。インダクタ導体パターン９６２は、ビア導体パターンＶ９６５、インダクタ導体パターン９５２、ビア導体パターンＶ９５６、およびインダクタ導体パターン９２２とともにインダクタＬ１１０（図１参照）を形成している。インダクタ導体パターン９６３は、ビア導体パターンＶ９６７によってインダクタ導体パターン９５３に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ９７には、インダクタ導体パターン９７１が形成されている。インダクタ導体パターン９７１は、ビア導体パターンＶ９７２によってインダクタ導体パターン９６３に接続されている。
　誘電体層Ｌｙｒ９８には、インダクタ導体パターン９８１が形成されている。インダクタ導体パターン９８１は、端子Ｐ１４（図１および図２参照）に接続されている。インダクタ導体パターン９８１は、ビア導体パターンＶ９８２によってインダクタ導体パターン９７１に接続されている。インダクタ導体パターン９８１は、ビア導体パターンＶ９８２、インダクタ導体パターン９７１、ビア導体パターンＶ９７２、インダクタ導体パターン９６３、ビア導体パターンＶ９６７、およびインダクタ導体パターン９５３とともにインダクタＬ１１７（図１参照）を形成している。
　誘電体層Ｌｙｒ９９には、方向識別マークＤＭが形成されている。誘電体層Ｌｙｒ９９は、上面ＵＦを含む。
　図６は、図１のバランスフィルタ１０の挿入損失ＩＬ１０１およびＩＬ１０２を併せて示す図である。図６において縦軸の減衰量（ｄＢ）はマイナスの値として示されている。減衰量の絶対値が大きいほど挿入損失は大きい。挿入損失とは、或る端子に入力された信号のうち、他の端子に伝達された信号の割合を示す指標である。挿入損失が大きい程、電子部品に入力された信号のうち当該電子部品の内部で失われた信号の割合が大きいことを意味する。
　挿入損失ＩＬ１０１は、端子Ｐ１１に入力された信号のうち、端子Ｐ１２に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ１１に入力された信号のうち、端子Ｐ１３に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ１０１と同様の変化の態様を示す。挿入損失ＩＬ１０２は、端子Ｐ１１に入力された信号のうち、端子Ｐ１４に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ１１に入力された信号のうち、端子Ｐ１５に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ１０２と同様の変化の態様を示す。
　図６に示される周波数帯において、挿入損失ＩＬ１０１は、周波数ｆ１６で最小となる。挿入損失ＩＬ１０２は、周波数ｆ１７（＜ｆ１６）で最小となる。バランスフィルタ１０は、周波数ｆ１６およびｆ１７を含む周波数帯を通過帯域とするバランスフィルタとして機能することができる。
　再び図１を参照して、ＬＣ直列共振器ＬＣ１３１においては、インダクタＬ１１０と接地点との間にキャパシタＣ１２１が接続されている。本発明に係るバランスフィルタに含まれるＬＣ直列共振器においては、インダクタとキャパシタとが直列に接続されていればよく、図７に示されるバランスフィルタ１０ＡのＬＣ直列共振器ＬＣ１３１Ａのように、ＬＣ直列共振器ＬＣ１３１とは逆に、キャパシタＣ１２１と接地点との間にインダクタＬ１１０が接続されていてもよい。この場合、ＬＣ直列共振器ＬＣ１３１ＡのインダクタＬ１１０が、キャパシタＣ１２１によって端子Ｐ１１から直流的に絶縁されている。
　バランスフィルタ１０においては、ＬＣ直列共振器ＬＣ１３１のインダクタＬ１１０と平衡信号用の端子Ｐ１２およびＰ１３に接続されたインダクタＬ１１３との電磁界結合、およびインダクタＬ１１０と平衡信号用の端子Ｐ１４およびＰ１５に接続されたインダクタＬ１１６との間の電磁界結合を介して信号伝達が行なわれる。すなわち、本発明に係るバランスフィルタにおいては、不平衡信号用のＬＣ直列共振器のインダクタと、平衡信号用のインダクタとの間で、電磁界結合を介して信号伝達が行なわれる。そこで以下では、図８～図１４を用いて、本発明に適用可能なインダクタ間の電磁界結合が生じる構成を、不平衡信号用の１つのＬＣ直列共振器と平衡信号用の１つのＬＣ並列共振器とを備えるバランスフィルタを例に説明する。
　図８は、本発明に適用可能なインダクタ間の電磁界結合が生じる構成の一例であるバランスフィルタ１０Ｂの等価回路図である。図８に示されるように、バランスフィルタ１０Ｂは、端子Ｐ２１～Ｐ２３と、ＬＣ直列共振器ＬＣ１４１と、ＬＣ並列共振器ＬＣ１４２とを備える。
　端子Ｐ２１は、不平衡信号用の端子である。端子Ｐ２２，Ｐ２３は、平衡信号用の端子である。
　ＬＣ直列共振器ＬＣ１４１は、端子Ｐ２１と接地点との間に接続されている。ＬＣ直列共振器ＬＣ１４１は、インダクタＬ１５０と、キャパシタＣ１６１とを含む。インダクタＬ１５０およびキャパシタＣ１６１は、端子Ｐ２１と接地点との間で直列に接続されている。インダクタＬ１５０は、本発明のインダクタ部に相当する。
　ＬＣ並列共振器ＬＣ１４２は、端子Ｐ２２とＰ２３との間に接続されている。ＬＣ並列共振器ＬＣ１４２は、インダクタＬ１５３～Ｌ１５５と、キャパシタＣ１６２とを含む。インダクタＬ１５３は、端子Ｐ２２とＰ２３との間に接続されている。インダクタＬ１５３は、インダクタＬ１５０と電磁界結合をしている。キャパシタＣ１６２は、端子Ｐ２２とＰ２３との間でインダクタＬ１５３に対して並列に接続されている。インダクタＬ１５４は、インダクタＬ１５３の一方端とキャパシタＣ１６２の一方電極との間に接続されている。インダクタＬ１５５は、インダクタＬ１５３の他方端とキャパシタＣ１６２の他方電極との間に接続されている。インダクタＬ１５４のインダクタンスとインダクタＬ１５５のインダクタンスとは、略等しい。
　図９は、図８のバランスフィルタ１０Ｂの挿入損失ＩＬ１０３を示す図である。挿入損失ＩＬ１０３は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２２に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２３に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ１０３と同様の変化の態様を示す。　図９に示される周波数帯においては、挿入損失ＩＬ１０３は、周波数ｆ１８で最小となる。バランスフィルタ１０Ｂは、周波数ｆ１８を含む周波数帯を通過帯域とするバランスフィルタとして機能することができる。
　図１０は、本発明に適用可能なインダクタ間の電磁界結合が生じる構成の他の例であるバランスフィルタ１０Ｃの等価回路図である。図１０のバランスフィルタ１０Ｃの構成は、図８のバランスフィルタ１０Ｂの構成にキャパシタＣ１７０を追加した構成である。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。図１０に示されるように、キャパシタＣ１７０は、ＬＣ直列共振器ＬＣ１４１に対して並列に接続されている。
　図１１は、図１０のバランスフィルタ１０Ｃの挿入損失ＩＬ１０４を示す図である。挿入損失ＩＬ１０４は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２２に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２３に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ１０４と同様の変化の態様を示す。
　図１１に示される周波数帯においては、挿入損失ＩＬ１０４は、周波数ｆ１９で最小となる。バランスフィルタ１０Ｃは、周波数ｆ１９を含む周波数帯を通過帯域とするバランスフィルタとして機能することができる。
　以上、実施の形態１および変形例に係るバランスフィルタによれば、バランスフィルタの挿入損失を抑制するとともにバランスフィルタを小型化することができる。
　［実施の形態２および３］
　実施の形態１においては、平衡信号用の各インダクタが電磁界結合するインダクタ部の部分を区別しない場合について説明した。実施の形態２および３においては、平衡信号用の各インダクタがインダクタ部の異なる部分に電磁界結合する（部分結合する）場合について説明する。平衡信号用の各インダクタがインダクタ部に部分結合する場合には、インダクタ部が直列に接続された複数のインダクタを含み、平衡信号用の各インダクタがインダクタ部の異なるインダクタに電磁界結合する場合を含む。
　以下では、図１２～図１４を用いて、部分結合によって信号伝達が可能であることを、不平衡信号用の１つの直列共振器と平衡信号用の１つのＬＣ並列共振器とを備えるバランスフィルタを例に説明する。
　図１２は、部分結合が生じる一例であるバランスフィルタ２０Ａの等価回路図である。図１２のバランスフィルタ２０Ａの構成は、図８のバランスフィルタ１０ＢのインダクタＬ１５０がインダクタ部Ｌ１８０に置換されている構成である。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１２に示されるように、インダクタ部Ｌ１８０は、インダクタＬ１５１，Ｌ１５２を含む。インダクタＬ１５１およびＬ１５２は、直列に接続されている。ＬＣ並列共振器ＬＣ１４２のインダクタＬ１５３は、インダクタＬ１５１に電磁界結合している。インダクタＬ１５１およびＬ１５２は、１個のインダクタＬ１８０として形成されてもよい。この場合、インダクタＬ１５３は、インダクタＬ１８０のインダクタＬ１５１に相当する部分に電磁界結合する。
　図１３は、部分結合が生じる他の例であるバランスフィルタ２０Ｂの等価回路図である。図１３のバランスフィルタ２０Ｂの構成は、図１２のバランスフィルタ２０ＡのインダクタＬ１５３がインダクタ部Ｌ１８０のインダクタＬ１５２と電磁気結合している構成である。既に説明したように、インダクタＬ１５１およびＬ１５２は、１個のインダクタＬ１８０として形成されてもよい。この場合、インダクタＬ１５３は、インダクタＬ１８０のインダクタＬ１５２に相当する部分に電磁界結合する。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１４は、図１２のバランスフィルタ２０Ａの挿入損失ＩＬ２１１、および図１３のバランスフィルタ２０Ｂの挿入損失ＩＬ２１２を併せて示す図である。挿入損失ＩＬ２１１およびＩＬ２１２は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２２に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２３に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ２１１およびＩＬ２１２と同様の変化の態様を示す。
　図１４に示される周波数帯においては、挿入損失ＩＬ２１１およびＩＬ２１２は、ほとんど同じ変化の態様を示す。両者は、周波数ｆ２０で最小となる。バランスフィルタ２０Ａおよび２０Ｂは、周波数ｆ２０を含む周波数帯を通過帯域とするバランスフィルタとして機能することができる。
　［実施の形態２］
　図１５は、実施の形態２に係るバランスフィルタ２０の等価回路図である。図１２のバランスフィルタ２０の構成は、図１２のバランスフィルタ２０Ａの構成に、ＬＣ並列共振器ＬＣ１４３、および端子Ｐ２４，Ｐ２５が追加された構成である。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。
　ＬＣ並列共振器ＬＣ１４３は、端子Ｐ２４とＰ２５との間に接続されている。ＬＣ並列共振器ＬＣ１４３は、インダクタＬ１５６～Ｌ１５８、キャパシタＣ１６３を含む。インダクタＬ１５６は、端子Ｐ２４とＰ２５との間に接続されている。インダクタＬ１５６は、インダクタＬ１５２と電磁界結合をしている。既に説明したように、インダクタＬ１５１およびＬ１５２は、１個のインダクタＬ１８０として形成されてもよい。この場合、インダクタＬ１５６は、インダクタＬ１８０のインダクタＬ１５２に相当する部分に電磁界結合する。
　キャパシタＣ１６３は、端子Ｐ２４とＰ２５との間でインダクタＬ１５６に対して並列に接続されている。インダクタＬ１５７は、インダクタＬ１５６の一方端とキャパシタＣ１６３の一方電極との間に接続されている。インダクタＬ１５８は、インダクタＬ１５６の他方端とキャパシタＣ１６３の他方電極との間に接続されている。インダクタＬ１５７のインダクタンスとインダクタＬ１５８のインダクタンスは、略等しい。
　図１６は、図１５のバランスフィルタ２０の挿入損失ＩＬ２０１およびＩＬ２０２を併せて示す図である。挿入損失ＩＬ２０１は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２２に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２３に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ２０１と同様の変化の態様を示す。挿入損失ＩＬ２０２は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２４に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２５に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ２０２と同様の変化の態様を示す。
　図１６に示される周波数帯においては、挿入損失ＩＬ２０１およびＩＬ２０２は、周波数ｆ２１で最小となる。バランスフィルタ２０は、周波数ｆ２１を含む周波数帯を通過帯域とするバランスフィルタとして機能することができる。
　図１７は、実施の形態２の変形例１に係るバランスフィルタ２０Ａの等価回路図である。図１７のバランスフィルタ２０Ａの構成は、図１６のバランスフィルタ２０にキャパシタＣ１６４が加えられた構成である。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図１７に示されるように、キャパシタＣ１６４は、端子Ｐ１１とキャパシタＣ１６１との間でインダクタ部Ｌ１８０に対して並列に接続されているとともに、端子Ｐ１１と接地点との間でキャパシタＣ１６１と直列に接続されている。キャパシタＣ１６４とインダクタ部Ｌ１８０とは、端子Ｐ２１とキャパシタＣ１６１との間でＬＣ並列共振器を形成している。
　図１８は、図１７のバランスフィルタ２０の挿入損失ＩＬ２０３およびＩＬ２０４を併せて示す図である。挿入損失ＩＬ２０３は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２２に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２３に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ２０３と同様の変化の態様を示す。挿入損失ＩＬ２０４は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２４に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２５に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ２０４と同様の変化の態様を示す。
　図１８に示される周波数帯においては、挿入損失ＩＬ２０３およびＩＬ２０４は、周波数ｆ２２で最小となる。バランスフィルタ２０Ａは、周波数ｆ２２を含む周波数帯を通過帯域とするバランスフィルタとして機能することができる。
　図１９は、実施の形態２の変形例２に係るバランスフィルタ２０Ｂの等価回路図である。図１９のバランスフィルタ２０Ｂの構成は、図１７のバランスフィルタ２０Ａの構成にローパスフィルタＬＰ１４０、およびインダクタＬ１７０が加えられた構成である。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。
　ローパスフィルタＬＰ１４０は、端子Ｐ２１とインダクタＬ１７０との間に接続されている。ローパスフィルタＬＰ１４０は、インダクタＬ１７１と、キャパシタＣ１６５とを含む。インダクタＬ１７１は、端子Ｐ２１とインダクタＬ１７０との間に接続されている。キャパシタＣ１６５は、インダクタＬ１７１と接地点との間に接続されている。ローパスフィルタＬＰ１４０は、通過帯域の信号を通過させるとともに、当該信号の高調波を低減する。高調波の発生源としては、たとえば端子Ｐ２２～Ｐ２５が接続される不図示のＲＦ回路、あるいは端子Ｐ２１に接続される不図示のアンテナを挙げることができる。
　インダクタＬ１７０は、インダクタＬ１７１とＬ１５１との間に接続されている。インダクタＬ１７０は、キャパシタＣ１６４とともにローパスフィルタを形成している。当該ローパスフィルタは、通過帯域の信号を通過させるとともに、当該信号の高調波を低減する。
　図２０は、図１９のバランスフィルタ２０Ｂの挿入損失ＩＬ２０５およびＩＬ２０６を併せて示す図である。挿入損失ＩＬ２０５は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２２に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２３に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ２０５と同様の変化の態様を示す。挿入損失ＩＬ２０６は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２４に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２５に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ２０６と同様の変化の態様を示す。
　図２０に示される周波数帯においては、挿入損失ＩＬ２０５およびＩＬ２０６は、周波数ｆ２３で最小となる。バランスフィルタ２０Ｂは、周波数ｆ２３を含む周波数帯を通過帯域とするバランスフィルタとして機能することができる。
　インダクタ部が含む直列に接続された複数のインダクタは、図２１に示される実施の形態２の変形例３に係るバランスフィルタ２０Ｃのように、３つ以上であってもよい。バランスフィルタ２０Ｃの構成は、図１５のバランスフィルタ２０のインダクタ部Ｌ１８０がインダクタ部Ｌ１８０Ｃに置き換えられるとともに、バランスフィルタ２０の構成にＬＣ並列共振器ＬＣ１４４および端子Ｐ２６，Ｐ２７が加えられた構成である。
　図２１に示されるように、インダクタ部Ｌ１８０Ｃは、端子Ｐ２１とキャパシタＣ１６１との間に接続されている。インダクタ部Ｌ１８０Ｃは、直列に接続されたインダクタＬ１５１，Ｌ１５２，Ｌ１５９を含む。
　ＬＣ並列共振器ＬＣ１４４は、端子Ｐ２６とＰ２７との間に接続されている。ＬＣ並列共振器ＬＣ１４４は、インダクタＬ１８２～Ｌ１８３と、キャパシタＣ１６５とを含む。インダクタＬ１８３は、端子Ｐ２６とＰ２７との間に接続されている。インダクタＬ１８３は、インダクタＬ１５９と電磁界結合をしている。キャパシタＣ１６５は、端子Ｐ２６とＰ２７との間でインダクタＬ１８１に対して並列に接続されている。インダクタＬ１８２は、インダクタＬ１８１の一方端とキャパシタＣ１６５の一方電極との間に接続されている。インダクタＬ１８３は、インダクタＬ１８１の他方端とキャパシタＣ１６５の他方電極との間に接続されている。インダクタＬ１８２のインダクタンスとインダクタＬ１８３のインダクタンスとは、略等しい。
　インダクタＬ１５１，Ｌ１５２，Ｌ１５９は、１個のインダクタＬ１８０Ｃとして形成されてもよい。この場合、インダクタＬ１８１は、インダクタＬ１８０ＣのインダクタＬ１５９に相当する部分に電磁界結合する。
　以上、実施の形態２および変形例１～３に係るバランスフィルタによれば、当該バランスフィルタを備える通信機器の挿入損失を抑制するとともに当該通信機器を小型化することができる。
　［実施の形態３］
　図２２は、実施の形態３に係るバランスフィルタ３０の等価回路図である。図２２のバランスフィルタ３０の構成は、図１７のバランスフィルタ２０Ａの構成からキャパシタＣ１６１が除かれた構成である。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。
　図２３は、図２２のバランスフィルタ３０の挿入損失ＩＬ３０１およびＩＬ３０２を併せて示す図である。挿入損失ＩＬ３０１は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２２に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２３に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ３０１と同様の変化の態様を示す。挿入損失ＩＬ３０２は、端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２４に伝達された信号の割合を示している。端子Ｐ２１に入力された信号のうち、端子Ｐ２５に伝達された信号の割合も挿入損失ＩＬ３０２と同様の変化の態様を示す。
　図２３に示される周波数帯においては、挿入損失ＩＬ３０１およびＩＬ３０２は、周波数ｆ３１で最小となる。バランスフィルタ３０は、周波数ｆ３１を含む周波数帯を通過帯域とするバランスフィルタとして機能することができる。
　図２４は、実施の形態３の変形例に係るバランスフィルタ３０Ａの等価回路図である。バランスフィルタ３０Ａの構成は、図２１のバランスフィルタ２０Ｃの構成からキャパシタＣ１６１が除かれた構成である。それ以外の構成は同様であるため、説明を繰り返さない。
　以上、実施の形態３および変形例に係るバランスフィルタによれば、当該バランスフィルタの挿入損失を抑制するとともにバランスフィルタを小型化することができる。
　今回開示された各実施の形態は、矛盾しない範囲で適宜組み合わされて実施されることも予定されている。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０～３０，１０Ａ～１０Ｃ，２０Ａ～２０Ｃ，３０，３０Ａ，４００　バランスフィルタ、５００　ディバイダ、５０１，５０２，５０３，Ｂ１，Ｂ２，Ｐ１１～Ｐ１５，Ｐ２１～Ｐ２７，Ｐ７１，Ｐ７２　端子、６００　通信回路、８１１　線路導体パターン、８２１，８２２，８３１～８３６，８５１，８５２　キャパシタ導体パターン、８７１，８８１，８８２，８９１，８９２，９０１，９０２，９１１，９１２，９２１～９２３，９３１，９３２，９４１，９５１～９５３，９６１～９６３，９７１，９８１　インダクタ導体パターン、Ｖ８７２，Ｖ８８３，Ｖ８８４，Ｖ８９３，Ｖ８９４，Ｖ９０３，Ｖ９１３，Ｖ９２４～Ｖ９２６，Ｖ９３３～Ｖ９３５，Ｖ９４２，Ｖ９５４～Ｖ９５６，Ｖ９６４～Ｖ９６７，Ｖ９７２，Ｖ９８２　ビア導体パターン、Ａｎｔ　アンテナ、Ｂ　平衡端子、Ｃ１２０～Ｃ１２３，Ｃ１６１～Ｃ１６５，Ｃ１７０　キャパシタ、ＤＭ　方向識別マーク、Ｇ５１，Ｇ５２　接地端子、ＩＬ１０１～ＩＬ１０４，ＩＬ２０１～ＩＬ２０６，ＩＬ２１１，ＩＬ２１２，ＩＬ３０１，ＩＬ３０２　挿入損失、Ｌ１１０，Ｌ１１３～Ｌ１１８，Ｌ１３１，Ｌ１３２，Ｌ１５０～Ｌ１５９，Ｌ１７０，Ｌ１７１，Ｌ１８０～Ｌ１８３，Ｌ１８０Ｃ　インダクタ、ＬＣ１３２，ＬＣ１３３，ＬＣ１４２～ＬＣ１４４　並列共振器、Ｌ１８０，Ｌ１８０Ｃ　インダクタ部、ＬＣ１３１，ＬＣ１３１Ａ，ＬＣ１４１　直列共振器、ＬＰ１３３，ＬＰ１４０　ローパスフィルタ、Ｌｙｒ８１～Ｌｙｒ９９　誘電体層、Ｐｄｃ　フィード端子、ＵＢ　不平衡端子。

Claims (9)

  1. 　不平衡信号用の第１端子と、
    　平衡信号用の第２乃至第５端子と、
    　前記第１端子と接地点との間に接続され、インダクタ部を含むＬＣ直列共振器と、
    　前記第２端子と前記第３端子との間に接続され、前記インダクタ部と電磁界結合する第１インダクタと、
    　前記第４端子と前記第５端子との間に接続され、前記インダクタ部と電磁界結合する第２インダクタとを備える、バランスフィルタ。
  2. 　前記ＬＣ直列共振器は、前記インダクタ部に直列に接続された第１キャパシタをさらに含み、
    　前記第１キャパシタは、前記インダクタ部と前記接地点との間に接続されている、請求項１に記載のバランスフィルタ。
  3. 　前記ＬＣ直列共振器に対して並列に接続された第２キャパシタをさらに備える、請求項１または２に記載のバランスフィルタ。
  4. 　前記インダクタ部は、直列に接続された第３および第４インダクタを含み、
    　前記第１インダクタは、前記第３インダクタと電磁界結合し、
    　前記第２インダクタは、前記第４インダクタと電磁界結合する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のバランスフィルタ。
  5. 　前記インダクタ部は、第３インダクタを含み、
    　前記第１インダクタは、前記第３インダクタの第１部分と電磁界結合し、
    　前記第２インダクタは、前記第３インダクタの第２部分と電磁界結合する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のバランスフィルタ。
  6. 　前記第１端子と前記ＬＣ直列共振器との間に接続されたローパスフィルタをさらに備える、請求項１乃至５のいずれか１項に記載のバランスフィルタ。
  7. 　前記ローパスフィルタと、前記ＬＣ直列共振器との間に接続された第５インダクタをさらに備え、
    　前記ローパスフィルタは、
    　前記第１端子と前記第５インダクタとの間に接続された第６インダクタと、
    　前記第１端子と前記接地点との間に接続された第４キャパシタとを含む、請求項６に記載のバランスフィルタ。
  8. 　不平衡信号用の第１端子と、
    　平衡信号用の第２乃至第５端子と、
    　前記第１端子と接地点との間に接続され、直列に接続された第１および第２インダクタを含むインダクタ部と、
    　前記第２端子と前記第３端子との間に接続され、前記第１インダクタと電磁界結合する第３インダクタと、
    　前記第４端子と前記第５端子との間に接続され、前記第２インダクタと電磁界結合する第４インダクタとを備える、バランスフィルタ。
  9. 　直列に接続された前記インダクタ部に対して並列に接続された第１キャパシタをさらに備える、請求項８に記載のバランスフィルタ。
PCT/JP2018/010974 2017-04-26 2018-03-20 バランスフィルタ WO2018198601A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW107113131A TWI675549B (zh) 2017-04-26 2018-04-18 平衡濾波器

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017087218 2017-04-26
JP2017-087218 2017-04-26

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018198601A1 true WO2018198601A1 (ja) 2018-11-01

Family

ID=63920268

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/010974 WO2018198601A1 (ja) 2017-04-26 2018-03-20 バランスフィルタ

Country Status (2)

Country Link
TW (1) TWI675549B (ja)
WO (1) WO2018198601A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024018744A1 (ja) * 2022-07-21 2024-01-25 Tdk株式会社 電子部品

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090167455A1 (en) * 2007-12-28 2009-07-02 Stats Chippac, Ltd. Semiconductor Device Having Balanced Band-Pass Filter Implemented with LC Resonator
US20100167667A1 (en) * 2008-12-30 2010-07-01 Stmicroelectronics (Tours) Sas Setting of a balun
WO2011161847A1 (ja) * 2010-06-21 2011-12-29 パナソニック株式会社 電力増幅器
US20130157587A1 (en) * 2011-12-20 2013-06-20 Stmicroelectronics S.A. Integrated circuit comprising an integrated transformer of the "balun" type with several input and output channels
US20140320374A1 (en) * 2013-04-24 2014-10-30 Siliconware Precision Industries Co., Ltd Multi bandwidth balun and circuit structure thereof

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7825746B2 (en) * 2005-06-03 2010-11-02 The Chinese University Of Hong Kong Integrated balanced-filters
KR101714507B1 (ko) * 2008-05-22 2017-03-09 삼성전자주식회사 발룬 회로 및 노치 필터를 포함하는 수신회로 및 동작 방법
JP4627791B2 (ja) * 2008-07-14 2011-02-09 アルプス電気株式会社 平衡−不平衡変換回路
US8279018B1 (en) * 2009-03-16 2012-10-02 Marvell International Ltd. Trifila balun for wireless transceiver
JP5590070B2 (ja) * 2012-05-17 2014-09-17 株式会社村田製作所 バランスフィルタ
US9106204B2 (en) * 2013-06-10 2015-08-11 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Four LC element balun
US9595935B2 (en) * 2015-05-12 2017-03-14 Qualcomm Incorporated Active notch filter

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090167455A1 (en) * 2007-12-28 2009-07-02 Stats Chippac, Ltd. Semiconductor Device Having Balanced Band-Pass Filter Implemented with LC Resonator
US20100167667A1 (en) * 2008-12-30 2010-07-01 Stmicroelectronics (Tours) Sas Setting of a balun
WO2011161847A1 (ja) * 2010-06-21 2011-12-29 パナソニック株式会社 電力増幅器
US20130157587A1 (en) * 2011-12-20 2013-06-20 Stmicroelectronics S.A. Integrated circuit comprising an integrated transformer of the "balun" type with several input and output channels
US20140320374A1 (en) * 2013-04-24 2014-10-30 Siliconware Precision Industries Co., Ltd Multi bandwidth balun and circuit structure thereof

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024018744A1 (ja) * 2022-07-21 2024-01-25 Tdk株式会社 電子部品

Also Published As

Publication number Publication date
TWI675549B (zh) 2019-10-21
TW201907663A (zh) 2019-02-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10128815B2 (en) Branching device
US10601390B2 (en) Balance filter
US10873309B2 (en) LC filter, radio-frequency front-end circuit, and communication device
WO2018198601A1 (ja) バランスフィルタ
US11005443B2 (en) Multilayer balun
JPWO2013069498A1 (ja) Ｌｃフィルタ回路及び高周波モジュール
US10998876B2 (en) Balun
JP5725158B2 (ja) 電子部品
CN114175396B (zh) 平衡转换器
US11088669B2 (en) Band pass filter
TWI675550B (zh) 平衡濾波器
JP2007110271A (ja) 平衡−不平衡変換回路及びこれを用いた高周波部品
WO2021187083A1 (ja) コイルデバイス、回路素子モジュール及び電子機器
JP6773218B2 (ja) 電子部品
JP7352217B2 (ja) バンドパスフィルタおよびそれを備える高周波フロントエンド回路
US20230246633A1 (en) Reversed semilattice filter
JP2018042306A (ja) フィルタ回路及びワイヤレス電力伝送システム
CN116743109A (zh) 一种包含匹配结构的滤波器电路
CN115917965A (zh) 滤波器装置以及多路调制器
JPH08204405A (ja) アンテナ共用器
JP2003273685A (ja) 積層型電子部品

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18790030

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18790030

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP