CN1716762A - D类放大器 - Google Patents

Abstract

一种D类放大器，其放大施加至所述放大器(21)的信号输入端的输入信号，以通过所述放大器的信号输出端(28a、28b)产生放大的信号输出，包括：比较器(23)，其对施加的输入信号与开关信号进行比较，以产生脉冲宽度调制信号；驱动单元(24)，其放大脉冲宽度调制信号，以产生放大的输出信号；以及反馈电路，其产生用于比较器(23)的自振荡开关信号。

Description

D类放大器

技术领域

本发明涉及一种D类放大器，并且更具体地涉及一种用于放大xDSL信号的D类功率放大器。

背景技术

数字用户线(DSL)提供了当今时代中的关键技术，并有助于提高通信网络的速度。DSL在现有的以铜为基础的电话线上提供极其快速的数据传送。在DSL中，在比传统的窄带电话信号明显高的频率上传送宽带数据信号。由于两种类型的信号，即窄带电话信号和宽带数据信号是基于相同的用户线传送的，所以配备分路器装置以用于在用户线的两端处分割和重新合并两种类型的信号：首先在中心局或交换中心，其次在用户位置处的终端处。

图1示意性示出了与数据覆盖网络共存的这种电话网络的拓扑结构。

中心局CO经过用户线SL1、SL2、...SLN耦合至用户S1、S2、...SN，其中在每一位置处配备分路器装置SP0、SP1、SP2、...SPN，以用于分离和组合DSL宽带信号和电话窄带信号。

在中心局CO处和在用户位置处产生的信号必须满足一定的要求。用于“异步数字用户线(ADSL)收发器”的示范性标准提供了ITU-T建议G.992.1(06/99)，即系列G：传送系统和介质、数字系统和网络。通过离散多频音调制(DMT)提供用于在异步数字用户线上传送数据的公用线路码(linecode)。在DMT中，将用于数据传输的给定频率范围分解为作为独立的数据链路的多个窄频带。在ADSL中，数据传输一般出现在20kHz和1MHz之间。

线路码的功率谱密度(PSD)限定了频域中线路码功率的分布。由于DSL标准的频率不得干扰相同频带中的其它应用，例如无线电传输，所以要引入所谓的PSD屏蔽(mask)。PSD屏蔽是指定允许用于线路码的最大PSD的样板。PSD屏蔽被用作用于DSL技术的设计和实施的方针。

图2示出了依据ITU-T G992.1建议的ADSL标准的传输PSD屏蔽。

传输ADSL PSD屏蔽是分段连续的，并有如下要求：在大至4kHz，-97.5dBm，并在0-4KHz频带中具有15dB的最大功率；在4KHz(对应于-92.5dB/Hz峰值要求)和24.875kHz(对应于-36.5dB/Hz峰值要求)之间，21dB/倍频程的斜率；在25.875KHz和1104kHz之间，-36.5dBm/Hz；在1104KHz和3093kHz之间，-36dB/倍频程的负斜率；以及在大于3093kHz范围，-90dBm/Hz，作为峰值要求(PR)。某些标准甚至需要功率谱密度在4545kHz之上低于-110dBm/Hz。此外，在4545kHz之上任何1MHz宽的滑动窗口中的最大功率必须低于-50dBm，并且最大传输的总功率在25.875kHz和1104kHz之间必须不大于19.8dBm。

为了在由一对铜线构成的电话线上传输ADSL数据信号，所述一对铜线也称作用户回路或双绞线(中心局必须配备线路驱动器)。线路驱动器补偿线路的衰减，并且它们必须遵守PSD屏蔽要求。线路驱动器必须放大线路码ADSL信号，以使在用户位置处接收时具有充分的强度。类似地，应该在用户位置处配备线路驱动器，以用于向上传输ADSL数据至中心局。关于由相关的标准给出的PSD屏蔽，两个线路驱动器都需要遵守类似的要求。

线路驱动器的基本元件是用于放大在电话线上传输的DSL信号的功率放大器。

传统上使用AB类线性放大器。然而，偏置AB类放大器中的驱动晶体管以使它们工作在线性区域中，所述线性区域导致它们常常在导通状态中，并且吸取静态电流。这导致低效率的功率消散。例如，当在功率效率仅仅为13％的情况下传输100mW时，现有技术的B类线路驱动器消耗750mW。

提高功率放大器的功率效率的方式是输出晶体管作为开关来工作。这些放大器也被称作D类放大器。当晶体管截止，通过的电流近似为零。当晶体管导通，跨过晶体管的电压是小的，理想地为零。在每种情况中，功率耗散是非常低的。这增大了效率，这样需要较少来自电源的功率和较小的放大器用散热片。这些是便携式电池供电需求中重要的优点。

图3示出了一种线路驱动器，其包括依据现有技术的D类放大器。这种线路驱动器包括D类功率放大器和串联连接的解调滤波器。

图4示出了这种传统的D类放大器的原理示意图。

在图4中示出的D类放大器包括比较器CP，该比较器CP用于接收提供开关频率(f_s)的三角形波信号T，即通过三角形波发生器TG产生的信号，以及输入信号S1。比较器CP对三角形波信号T和输入信号S1进行比较，以产生可变的占空因数正方波信号S2。实际上，利用与输入信号S1电平成比例的占空因数产生脉冲序列。脉冲宽度调制信号S2经相位控制电路耦合至互补输出晶体管P、N的栅极，其中在电源电压VDD和地GND之间串联连接它们的各自源、漏路径。在源、漏路径之间的节点处分接放大的输出信号S3。

实际上，具有与输入信号电平成比例的占空因数的脉冲宽度调制(PWM)信号在远远大于输入信号S1的最高频率的开关频率(f_s)处导通和截止互补的输出晶体管P、N。因此，功率充分地从电源传递至负载。

由于在导电过程中不存在跨过开关晶体管P、N的电压，如图4所示的D类放大器的效率是高的。这意味着开关中非常低的功率损耗，同时事实上全部的功率被转换至连接至D类功率放大器的输出的负载。相位控制电路接收比较器的脉冲宽度调制输出信号S2，并延迟信号，从而使两个互补的功率MOSFET不同时导通和截止。D类功率放大器能够达到高达90％的效率。

图5示出了如图4所示的传统的D类功率放大器内部的信号的信号时间图。比较器比较供给的模拟输入信号S1，它在给出的例子中是模拟正弦波信号。该信号与由三角形波发生器产生的三角形波T进行比较。如果正弦波信号的幅度高于三角形信号T，比较器供给低输出信号至由互补的MOSFET形成的驱动级，反之，当三角形信号的幅度高于施加的输入信号时，比较器CP的输出是高的。因此，供给至驱动级的信号S2是表示施加的输入信号S1的脉冲宽度调制信号PWM。驱动级不放大初始的模拟输入信号S1，而是放大这种增大功率效率的数字表示，也就是脉冲宽度调制信号S2。如图4中所示，比较器CP和驱动级被供给相同的电源电压VDD。

如图4所示的D类功率放大器的进一步的缺点是当集成于CMOS单独芯片上时，最大的电源电压VDD是3V，从而使在D类功率放大器的输出端上的最大电压摆动低于3V。

如图4所示的D类放大器的进一步的缺陷是三角形波发生器必须产生由比较器CP使用的三角形波信号T。三角形波发生器在结构上是相对复杂的，并且在芯片上集成D类功率放大器时需要大量的芯片面积。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种不需要三角形波发生器、并当在单独的芯片上集成D类放大器时占据最小的芯片面积的D类功率放大器。

通过具有主权利要求1的特征的D类放大器获得所述目的。

本发明提供一种D类放大器，其放大施加至所述放大器的信号输入端的输入信号，以通过所述放大器的信号输出端产生放大的信号输出，包括：

比较器，其对供给的输入信号与开关信号进行比较，以产生脉冲宽度调制信号；

驱动单元，其放大脉冲宽度调制信号，以产生放大的输出信号；以及

反馈电路，其产生用于比较器的自振荡开关信号。

在优选实施例中，完全差分地形成依据本发明的D类放大器。

在优选实施例中，驱动单元包括至少两个驱动级，每一驱动级包括两个互补的MOSFET。

在优选实施例中，以CMOS工艺形成MOSFET。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，比较器被供给第一电源电压(V_DD1)。

在优选实施例中，驱动单元被供给单独的第二电源电压(V_DD2)。

在优选实施例中，第二电源电压(V_DD2)高于第一电源电压(V_DD1)。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，在比较器和驱动单元之间配备相位控制电路，以把相位受到控制的互补脉冲宽度调制信号提供到在驱动单元内部配备的驱动级的MOSFET的栅极端。

在优选实施例中，驱动单元的驱动级内部的互补MOSFET的漏极端彼此连接，并连接至所述D类放大器的信号输出端。

在优选实施例中，互补MOSFET的漏极端从MOSFET的栅极控制导电沟道(conducting channel)延伸，以使各自的MOSFET的击穿电压是高的。

在优选实施例中，比较器包括：非倒相输入端，其连接至所述D类放大器的信号输入端的第一输入端；以及倒相输入端，其连接至所述D类放大器的信号输入端的第二输入端。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，所述D类放大器的信号输出端包括：第一输出端，其连接至第一驱动级的MOSFET的漏极端；以及第二输出端，其连接至第二驱动级的MOSFET的漏极端。

在优选实施例中，在信号输出端的第一和第二输出端之间配备一对第一电阻和第一电容器。

在优选实施例中，配备一对第二电容器，其并行地连接至第一电容器和接地端。

在优选实施例中，第一输出端经第一电阻和第二电阻反馈至比较器的倒相输入端，以及

第二输出端经第一电阻和第二电阻反馈至比较器的非倒相输入端。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，比较器的非倒相输入端和倒相输入端经一对第三电阻连接至接地端。

在优选实施例中，通过成对的第一电阻、第一电容器、成对的第二电阻、成对的第二电容器以及成对的第三电阻形成反馈电路。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，在单独的芯片上完全集成D类放大器。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，输入信号是xDSL信号。

在D类放大器的优选实施例中，产生的开关信号具有高于输入信号的最高频率的开关频率(f_s)。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，通过反馈电路产生的开关信号的开关频率(f_s)取决于作为第一电阻器的电阻率和第一电容器的电容的乘积的第一时间常数(τ₁)和取决于作为第二电阻器的电阻率和第二电容器的电容的乘积的第二时间常数(τ₂)。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，开关信号的开关频率(f_s)是可调节的。

在依据本发明的D类放大器的优选实施例中，反馈电路形成自振荡回路。

附图说明

在下面，参照给出的附图说明依据本发明的D类放大器的的优选实施例。

图1示意性示出了与数据覆盖网络共存的这种电话网络的拓扑结构；

图2示出了依据现有技术的ITU-T6992.1ADSL标准的传输PSD屏蔽；

图3示出了传统的线路驱动器的方块图，其包括依据现有技术的D类放大器；

图4示出了依据现有技术的传统的D类放大器；

图5示出了为了说明如图4所示的传统的D类功率放大器的功能性的信号示意图；

图6示出了宽带xDSL收发器，所述宽带xDSL收发器包括线路驱动器，所述线路驱动器包括依据本发明的D类功率放大器。

图7示出了依据本发明的D类功率放大器的优选实施例。

图8示出了传统的功率MOSFET的横截面。

图9示出了如在依据本发明的D类功率放大器的优选实施例的驱动级中采用的功率MOSFET的横截面。

具体实施方式

如从图6中所示，xDSL收发器1包括线路驱动器3，该线路驱动器3包括依据本发明的D类功率放大器。图6示出了用于放大xDSL收发器1内部的xDSL信号的D类功率放大器的典型应用。

如从图6中所示，依据本发明的宽带xDSL收发器1包括xDSL收发器芯片2，该收发器芯片包括用于驱动施加至线路驱动器3的信号输入端4a、4b的传输信号的线路驱动器3。线路驱动器3放大供给的模拟信号，并经过内部信号线5a、5b输出放大信号至xDSL收发器芯片2的输出端6a、6b。xDSL收发器芯片2的输出端6a、6b经没有示出的变换器连接至具有负载阻抗Z_L的传输线。传输线的负载阻抗Z_L是复阻抗(complex impendence)。在图6中如阻抗7a、7b示出传输线。

xDSL收发器1进一步包括接收器8，其用于估计经信号线接收并施加至接收器8的信号输入端9a、9b的接收信号。xDSL收发器1进一步包括回波抵消桥10，其用于抵消接收器8的信号输入端9a、9b处的传输信号。感应阻抗(sense impedance)11连接至信号线。依据本发明的xDSL收发器1的感应阻抗11象传输线的阻抗Z_L一样，也是复阻抗。在图2中示出的实施例中，具有复阻抗Z_S的感应阻抗11不集成在xDSL收发器芯片2中。

xDSL收发器芯片2的信号端6a、6b经第一反馈线12a、12b反馈至xDSL收发器芯片2的端子13a、13b。端子13a、13b经内部线路14a、14b连接至反馈电阻网络15a、15b。xDSL收发器1的感应阻抗11经第二外部反馈线16a、16b连接至xDSL收发器芯片2的端子17a、17b。这些端子17a、17b也经内部线路18a、18b连接至反馈电阻网络15a、15b。每一反馈电阻网络15a、15b包括至少两个电阻R_A、R_B。进一步的反馈电阻网络15a、15b包括开关(未示出)，以使反馈电阻是可编程的。反馈电阻网络15a、15b经内部反馈线19a、19b连接至线路驱动器输入端4a、4b。

回波抵消桥10包括两对电阻R₁、R₂。电阻R₁、R₂不具有复阻抗，并且是纯电阻的，以使它们能容易地被集成在xDSL收发器芯片2上。在内部信号线5a、5b和接收器8的信号输入端9a、9b之间配备第一电阻R₁。在复感应阻抗11和接收器8的信号输入端9a、9b之间连接第二电阻R₂。

在优选实施例中，借助于内部可编程控制线路20a、20b，回波抵消桥10也是可编程的，以最小化由接收器8的信号输入端9a、9b处的线路驱动器3产生的传输信号。可编程的回波抵消桥10包括通过控制线路20a、20b控制的开关(未示出)。可编程的控制线路20a、20b连接至在xDSL收发器1内部配备的微处理器。

在感应阻抗11和线路驱动器3的信号输入端4a、4b之间配备的反馈电阻网络15a、15b形成xDSL收发器1的合成终接阻抗Z_T。

xDSL收发器1的终接阻抗Z_T是感应阻抗Z_S和可调节的阻抗合成系数(G)的乘积：

Z_T＝G·Z_S                                (1)

当终接阻抗Z_T等于信号线的负载阻抗Z_L时获得最佳匹配：

Z_T＝Z_L                                   (2)

因此：

Z_L＝G·Z_S                                  (3)

通过下面的方程式给出由接收器输入9a、9b处的线路驱动器3产生的传输信号的传输增益：

$G_{\mathrm{TX}}=1-\left[\frac{2}{1+\frac{R_2}{R_1}}\right]\·[1-\frac{1}{2[1+\frac{Z_S}{Z_L}]}]---\left(4\right)$

当负载阻抗Z_L是已知的，通过准确地确定回波抵消桥10内部的电阻的阻抗以及阻抗11的复阻抗Z_S，可以使传输增益G_TX变为零。

因此，可以按照下面的方式实施回波抵消桥10：在接收器8的信号输入端处几乎完全消去传输信号，从而获得最小化的串扰。

通过下面的方程式给出接收信号的增益G_RX：

$G_{\mathrm{TX}}=\frac{1}{G}[G+\frac{1-G}{1+\frac{R_2}{R_1}}]---\left(5\right)$

以这种方式确定回波抵消桥的电阻R₁、R₂，从而最小化增益G。将合成系数G选择为充分高，以具有可接受的接收信号增益G_RX，但仍足够低以获得低的功率耗散。

当减小阻抗Z_S时，功率耗散最小化，作为折中，这使得减小了接收信号增益G_RX。

如从方程式(4)中所示，由于感应电阻也具有象信号线的阻抗一样的复阻抗Z_S，商Z_S/Z_L是常数，从而使得在宽的频率范围内G_RX是零。因此，对于xDSL收发器1的预定宽带频率范围中的全部频率，都可以获得传输信号的平坦传输增益函数。

由于阻抗11是复阻抗(Z_S)，就可能在xDSL收发器1中使用回波抵消桥10，它是纯电阻的，也就是仅包括不具有复电阻的电阻。因此，依据本发明的xDSL收发器1的回波抵消桥10可以容易地与xDSL收发器芯片2集成。因此，xDSL收发器1同时获得了优良的匹配和最小化的串扰。

图7示出了如图6所示的线路驱动器3的优选实施例，其包括D类功率放大器21和解调滤波器22。配备D类功率放大器21以用于放大xDSL输入信号S1。必须配备解调滤波器22，以用于低通滤波或将变化的占空因数综合到施加的xDSL输入信号S1的初始信号分量，同时衰减(吸收)开关载波频率f_s。滤波器元件值的选择对最大化线路驱动器3的效率是重要的。通过开关频率f_s的选择获得动态范围。

如从图7所示，D类功率放大器21包括供给第一电源电压V_DD1的比较器23和供给第二单独电源电压V_DD2的驱动单元24。在比较器23的输出和驱动单元24的输入之间配备相位控制电路25。比较器23包括非倒相输入端26a和倒相输入端26b，其经内部信号线路27a、27b连接至D类功率放大器21的信号输入端4。信号输入端4包括两个端子4a、4b。比较器23进一步包括经内部信号线29连接至相位控制电路25的输入端的输出端28。驱动单元24包括两个驱动级24a、24b，每一驱动级包括两个互补的MOSFET P、N。相位控制单元电路25经过控制线路26控制驱动级24a、24b内部的互补MOSFET晶体管的栅极。配备相位控制电路25以用于避免同时接通相同的驱动级的两个互补MOSFET，这样会引起短路。相位控制单元25供给相位受到控制的互补脉冲宽度调制信号S3至驱动级24a、24b内部的MOSFET的栅极端。相位控制单元25接收表示从比较器输出端28经信号线路29施加的模拟输入S1的脉冲宽度调制信号S2。

在优选实施例中，以标准的CMOS工艺形成驱动级24a、24b内部的MOSFET P、N。驱动级24a、24b内部的互补MOSFETP、N的漏极端子D彼此连接，并经过线路27a、27b连接至D类功率放大器21的输出端28a、28b。来自放大器21的信号输出的输出端28a、28b连接至解调滤波器22。第一输出端28a连接至第一驱动级24a内部的MOSFETP、N的漏极端子，并且第二输出端28b连接至第二驱动级24b内部的MOSFETP、N的漏极端子D。在输出端28a、28b和一对第一电阻29a、29b之间配备第一电容器30。一对第二电容器31a、31b并行连接至第一电容器30，并连接至接地端32。放大器21的第一端子28a经第一电阻29a和电阻33b反馈至比较器23的倒相输入端26b。以相同的方式，放大器21的第二端子28b经电阻29b和第二电阻33a反馈至比较器23的非倒相输入端26a。此外，比较器23的非倒相输入端26a和比较器23的倒相输入端26b经一对第三电阻34a、34b连接至接地端35a、35b。

如从图7所示，依据本发明的D类功率放大器21包括比较器23，其比较供给至信号输入端4的、提供的输入信号S1，以产生经相位控制电路25供给至驱动级24a、24b内部的MOSFET的栅极的脉冲宽度调制信号S2。包括驱动级24a、24b的驱动单元24放大脉冲宽度调制信号，以产生供给至解调滤波器22的放大的输出信号。

如图7所示的依据本发明的D类功率放大器21包括不稳定的反馈电路，其产生用于比较器23的自振荡开关信号。在比较器输入端处的自振荡开关信号是例如为11MHZ的正弦波信号。通过电阻34a、34b衰减自振荡信号，以避免在比较器输入端处的削波，也就是自振荡信号的幅度小于2V_DD1。通过成对的第一电阻29a、29b、第一电容30、成对的第二电阻33a、33b、成对的第二电容31a、31b以及成对的第三电阻34a、34b形成该反馈电路。

在优选实施例中，如下确定反馈电路的元件：

R1＝10千欧；用于电阻29a、29b

C1＝12皮法；用于电容30

C2＝6皮法；用于电容31a、31b

R2＝1.5千欧；用于电阻33a、33b

R3＝10千欧；用于电阻34a、34b

利用施加的xDAL输入信号通过比较器23比较由反馈电路产生的自振荡开关信号，以产生脉冲宽度调制信号S2。依据本发明的D类功率放大器21不包括产生用于比较器23的三角形波信号的单独发生器。通过如图7所示的自振荡反馈回路产生用于比较施加的输入信号的比较器23需要的开关信号。由于没有单独的波发生器，当在单独的芯片上集成D类功率放大器21时，就节省了必须的芯片面积。

通过反馈电路产生的开关信号的开关频率(f_s)取决于第一时间常数(τ₁)和第二时间常数(τ₂)。第一时间常数(τ₁)是第一电阻29a的电阻率R₁与第一电容器30的电容(C₂)的乘积。

第二时间常数(τ₂)是第二电阻33a的电阻率R₂与第二电容器33a的电容(C₂)的乘积。

在优选实施例中，通过调节反馈电路内部各自的电阻和电容器的电容和电阻率可以调节D类功率放大器21的开关频率(f_s)。

在优选实施例中，在单独的芯片上集成D类功率放大器21和解调滤波器22，以形成全部集成的线路驱动器3。

如从图7中所示，对比较器23和驱动单元24供给单独的电源电压(V_DD1)、(V_DD2)。在优选实施例中，驱动单元24的电源电压(V_DD2)大大高于比较器23的电源电压(V_DD1)。这具有输出信号的输出电压摆动较高，以满足由xDAL标准设置的具体需要的优点。在典型的实施例中，用于比较器23的电源电压(V_DD1)是3V，而用于驱动级的电源电压(V_DD2)是10V。这可以通过增大驱动级24a、24b内部的MOSFETP、N的击穿电压而获得。

图8示出了对依据现有技术的N-沟道NMOS晶体管的横截面，其在标准的CMOS工艺中制造。

图9示出了贯穿利用增大的击穿电压在驱动级24a、24b中采用的NMOS的横截面。通过增大栅氧化物的边缘和漏极扩散(区)之间的距离，NMOS的击穿电压U_DS显著地增大至12V。同样地应用至驱动级24a、24b的优选实施例内部的PMOS。通过增大驱动单元24的NMOS和PMOS的击穿电压，可以增大驱动单元24的电源电压(V_DD2)。因此增大了在功率放大器21的信号输出处可能的信号摆动。在优选实施例中，以标准的CMOS工艺制造MOSFETP、N。

附图标记对照表

1	xDSL收发器
		2	xDSL收发器芯片
3	线路驱动器
		4	信号输入端
5	内部线路
		6	收发器端子
7	负载阻抗
		8	接收器
9	接收器输入端
		10	回波抵消桥

11	感应阻抗
		12	反馈线路
13	端子
		14	内部线路
15	反馈电阻网络
		16	反馈线路
17	端子
		18	内部线路
19	内部线路
		20	可编程的控制线路
21	D类功率放大器
		22	解调滤波器
23	比较器
		24a、24b	驱动级
25	相位控制电路
		26	控制线路
26a、26b	比较器输入端
		27a、27b	输入信号线
28	比较器输出端
		28a、28b	输出端
29	信号线
		29a、29b	电阻
30	电容器
		31a、31b	电容器
32	接地端
		33a、33b	电阻
34a、34b	电阻
		35a、35b	接地端
36a、36b	输出信号线

Claims (23)

1、一种D类放大器，其放大施加至所述放大器(21)的信号输入端的输入信号，以通过所述放大器的信号输出端(28a、28b)产生放大的信号输出，所述D类放大器包括：

(a)比较器(23)，对施加的输入信号与开关信号进行比较，以产生脉冲宽度调制信号；

(b)驱动单元(24)，放大脉冲宽度调制信号，以产生放大的输出信号；以及

(c)反馈电路，产生用于比较器(23)的自振荡开关信号。

2、依据权利要求1的D类放大器，其中完全差分地形成D类放大器(1)。

3、依据权利要求1的D类放大器，其中驱动单元(24)包括至少两个驱动级(24a、24b)，每一驱动级包括两个互补的MOSFET(P、N)。

4、依据权利要求3的D类放大器，其中以CMOS工艺形成MOSFET(P、N)。

5、依据权利要求1的D类放大器，其中比较器(23)被供给第一电源电压(V_DD1)。

6、依据权利要求1的D类放大器，其中驱动单元(24)被供给单独的第二电源电压(V_DD2)。

7、依据权利要求6的D类放大器，其中第二电源电压(V_DD2)高于第一电源电压(V_DD1)。

8、依据权利要求1的D类放大器，其中在比较器(23)和驱动单元(24)之间配备相位控制电路(25)，以把相位受到控制的互补脉冲宽度调制信号供给至在驱动单元内部配备的驱动级(24a、24b)的MOSFET的栅极端。

9、依据权利要求8的D类放大器，其中驱动单元(24)的驱动级(24a、24b)内部的互补MOSFET(P、N)的漏极端(D)彼此连接，并连接至所述D类放大器(21)的信号输出端(28a、28b)。

10、依据权利要求9的D类放大器，其中互补MOSFET(P、N)的漏极端(D)从MOSFET的栅极控制导电沟道延伸，以使各自的MOSFET(P、N)的击穿电压是高的。

11、依据权利要求1的D类放大器，其中比较器(23)包括：非倒相输入(26a)，连接至所述D类放大器(21)的信号输入端(4)的第一输入端(4a)；以及倒相输入端(26b)，连接至所述D类放大器(21)的信号输入端(4)的第二输入端(4b)。

12、依据权利要求1的D类放大器，其中所述D类放大器(21)的信号输出端(28a、28b)包括：

第一输出端(28a)，连接至第一驱动级(24a)的MOSFET的漏极端(P)；以及第二输出端(28b)，连接至第二驱动级(24b)的MOSFET的漏极端(D)。

13、依据权利要求12的D类放大器，其中在信号输出端的第一和第二输出端(28a、28b)之间配备一对第一电阻(29a、29b)和第一电容器(30)。

14、依据权利要求13的D类放大器，其中配备一对第二电容(31a、31b)，其并行地连接至第一电容器(30)和接地端(32)。

15、依据权利要求13的D类放大器，其中第一输出端(28a)经第一电阻(29a)和第二电阻(33b)反馈至比较器(23)的倒相输入端(26b)，以及

第二输出端(28b)经第一电阻(29b)和第二电阻(33a)反馈至比较器(23)的非倒相输入端(26a)。

16、依据权利要求15的D类放大器，其中比较器(23)的非倒相输入端(26a)和倒相输入端(26b)经一对第三电阻(34a、34b)连接至接地端。

17、依据权利要求13至16的D类放大器，其中通过成对的第一电阻(29a、29b)、第一电容器(30)、成对的第二电阻(33a、33b)、成对的第二电容器(31a、31b)以及成对的第三电阻(33a、33b)形成反馈电路。

18、依据权利要求1的D类放大器，其中D类放大器(21)是完全集成的。

19、依据权利要求1的D类放大器，其中输入信号是xDSL信号。

20、依据权利要求1的D类放大器，其中产生的开关信号具有高于输入信号的最高频率的开关频率(f_s)。

21、依据权利要求20的D类放大器，其中通过反馈电路产生的开关信号的开关频率(f_s)取决于作为第一电阻(29)的电阻率(R1)和第一电容(30)的电容的乘积的第一时间常数(τ₁)，并取决于作为第二电阻(33)的电阻率(R2)和第二电容(31)的电容(C₂)的乘积的第二时间常数(τ₂)。

22、依据权利要求21的D类放大器，其中开关信号的开关频率(f_s)是可调节的。

23、依据权利要求1的D类放大器，其中反馈电路形成自振荡回路。

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