JP2008533792A - 部分等価周波数の基本周波数の局部発振器信号生成用電子装置 - Google Patents

Abstract

電子装置（ＥＤ）は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）により出力された主信号から選択された周波数Ｆ_ＬＯを有すると共に基本周波数Ｆ_ＶＣＯをおよびその高調波を有する局部発振器信号を生成するために意図された。この電子装置（ＥＤ）は、選択された因数Ｎにより信号の周波数を分割するため設けられた分周手段（Ｄ１，Ｄ２）と、信号における選択されたＭ次の高調波を選択するため設けられたフィルタ手段（Ｆ１，Ｆ２）とを備えると共に、前記分周手段（Ｄ１，Ｄ２；Ｄ）とフィルタ手段（Ｆ１，Ｆ２）は、Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎと等しい選択された周波数Ｆ_ＬＯをもつ前記局部発振器信号を出力することと共通して前記主信号を処理するため設けられている。

Description

本発明は通信設備の分野に係り、より詳細には、通信設備の送信器またはトランシーバ用の意図局部発振器信号の発生に関する。

当該技術分野の熟練者により既知のように、多数の送信器およびトランシーバは、電子装置により生成された選択周波数Ｆ_ＬＯを有する局部発振器信号により駆動される。この電子装置は、通常、局部発振器信号を生成する基本周波数Ｆ_ＶＣＯを有する（主）信号を出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ―Voltage-Controlled Oscillator―）を備える。

基本周波数Ｆ_ＶＣＯは、通常、Ｆ_ＬＯの整数倍に等しく、その場合、送信器またはトランシーバの出力増幅器により出力される変調された信号の周波数、または、その選択された高調波となる。このような構成により、出力増幅器はＶＣＯを掃引し、それゆえ、（多くの高調波を介して）出力スペクトルを妨害する。

この状況を改善するために、Ｆ_ＬＯの１．５倍に等しい基本周波数Ｆ_ＶＣＯをもつＶＣＯを備える電子装置を使用することが提案されている。このような解決策は、文献「ブルートゥース用２．４ＧＨｚ・ＣＭＯＳトランシーバ」、Ｈ・ダラビ外（H. Darabi et al）による、固体回路のＩＥＥＥジャーナル、２００１年１２月、３６巻１２号２０１６〜２０２４頁、に顕著に開示されている。選択周波数Ｆ_ＬＯを生成するために、開示された電子装置は、多数の高調波および高調波の再結合を導く複数のミキサを備える。これらの高調波や高調波再結合を抑制するため、高価な内部または外部フィルタを使用しなくてはならない。さらに、これらのミキサは多量の電力を消費し、この解決策の適用を制限する。

そこで、この発明の目的は、上記の状況を改善することである。

この目的のために本発明は、電圧制御発振器により出力された主信号から選択された周波数Ｆ_ＬＯを有すると共に基本周波数Ｆ_ＶＣＯをおよびその高調波を有する局部発振器信号を生成する電子装置であって、選択された因数Ｎにより信号の周波数を分割するため設けられた分周手段と、信号における選択されたＭ次の高調波を選択するため設けられたフィルタ手段と、を備えると共に、前記分周手段およびフィルタ手段は、Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎと等しい選択された周波数Ｆ_ＬＯをもつ前記局部発振器信号を出力することと共通して前記主信号を処理するため設けられていることを特徴とする電子装置を提供する。

本発明による電子装置は、個別におよび顕著に考慮されまたは結合された以下の付加的な特徴を有しても良い。

その分周手段は、前記基本周波数Ｆ_ＶＣＯをＮ＝Ｎ１×Ｎ２である因数Ｎ１により分割するため、および、Ｆ_ＶＣＯ／Ｎ１と等しい第１の基本周波数およびその高調波を有する第１の中間信号を出力するため、設けられた第１の分周器を備えても良い。

上記構成で、そのフィルタ手段は、第２の中間信号を出力するために、前記第１の中間信号のＭ次の高調波のより低い周波数以下に広がる帯域に存在する前記第１の中間信号の周波数を除去［suppress］するために設けられる帯域除去［cut］フィルタを備えても良い。

上記構成で、そのフィルタ手段は、第３の中間信号を出力するために、前記第１の中間信号のＭ次の高調波の中間の周波数に等しい、第２の中間周波数を中心とした帯域内に存在する前記第２の中間信号の周波数を通過させるために設けられる帯域通過フィルタを備えても良い。

上記構成で、その分周手段は、前記選択された周波数Ｆ_ＬＯをもつ前記局部発振器信号を出力するために、前記第３の中間信号の周波数をＮ＝Ｎ１×Ｎ２である因数Ｎ２により分割するために設けられた第２の分周器を備えても良い。

異なる構成として、そのフィルタ手段は、第１の中間信号を出力するために、そのＭ次の高調波のより低い周波数以下に広がる帯域に存在する前記主信号の周波数を除去［suppress］するために設けられる帯域除去［cut］フィルタを備えても良い。

上記構成で、そのフィルタ手段は、第２の中間信号を出力するために、前記主信号のＭ次の高調波の中間の周波数に等しい、第１の中間周波数を中心とした帯域内に存在する前記第１の中間信号の周波数を通過させるために設けられる帯域通過フィルタを備えても良い。

上記構成で、その分周手段は、前記選択された周波数Ｆ_ＬＯをもつ前記局部発振器信号を出力するために、前記第２の中間信号の周波数を因数Ｎにより分割するために設けられていても良い。

上記全構成で、帯域除去フィルタと前記帯域通過フィルタとの間に挿入されると共に、前記第１または前記第２の中間信号を増幅するために設けられる増幅手段をさらに備えていても良い。

上記全構成で、その電圧制御発振器は、方形波形を有する主信号を生成するために設けられていても良い。

上記全構成で、Ｍは、整数３，５および７を含むグループの中で選択されても良い。

上記構成で、Ｍは、３に等しくても良い。

上記全構成で、Ｎは、整数２，４，および８を含むグループの中で選択されても良い。

上記構成で、Ｎは、４に等しくても良い。

上記全構成で、集積回路（ＩＣ）の少なくとも一部を構成しても良い。

本発明はまた、送信回路および受信回路を備える通信設備用のトランシーバであって、上記前項性の何れかに記載された電子装置を備え、前記送信回路および前記受信回路を駆動するために意図されたトランシーバを提供する。

本発明の他の特徴および長所は、以下の詳細な説明および添付の図面を審査する際に明らかにされるであろう。

添付図面は本発明を全て備えるために役立つばかりでなく、必要ならば、本発明の定義づけを分散させるものである。

まず、図１を参照しながら、本発明が適用されることになるトランシーバＴＲの具体例を説明する。

以下の説明において、このトランシーバＴＲは、例えば、ＧＳＭ／ＧＰＲＳまたはＵＭＴＳ携帯電話などの携帯電話のような通信装備のために意図されている。しかし、本発明がこのタイプの通信装備に限定されないことに注目することは重要である。

事実、本発明は何れの通信装備またはモジュール、移動電話（それ以外）へ適用されても良く、顕著には、パーソナル・ディジタル・アシスタント（ＰＤＡ―Personal Digital Assistant―）または無線通信を確立するために適合される通信モジュールを備えるラップトップコンピュータへ適用されても良い。

本発明は、トランシーバへ適用されるのみではない。本発明はまた、何れのタイプの通信装備または通信モジュールへも備え付ける送信器回路へも適用する。

図１に示されるように、トランシーバＴＲは、電子装置ＥＤにより出力される局部発振器信号によりともに駆動される送信器ＴＸおよび受信器（回路）ＲＸを備える。

例えば、送信器ＴＸは、
−（図示されない）ベースバンドプロセッサより供給され、Ｉ変調信号を出力するための第１の出力とＱ変調信号を出力するための第２の出力とを備えるＩ／Ｑ変調器ＭＲと、
−Ｉ変調信号およびＱ変調信号が供給されると共にそれぞれがＩフィルタ化変調信号およびＱフィルタ化変調信号を発する第１のローパスフィルタＬＰＦ１および第２のローパスフィルタＬＰＦ２と、
−前記Ｉフィルタ化変調信号を、電子装置ＥＤにより出力されると共に周波数Ｆ_ＬＯを有する正（または負の）Ｉ局部発振器信号と混合する第１のミキサＭ１と、
−前記Ｑフィルタ化変調信号を、電子装置ＥＤにより出力されると共に周波数Ｆ_ＬＯを有する正（または負の）Ｑ局部発振器信号と混合する第２のミキサＭ２と、
−第１のミキサＭ１および第２のミキサＭ２により出力されるＩ信号とＱ信号とを加算する加算器ＡＤと、
−加算器ＡＤにより出力されると共に（図示されない）アンテナへ供給する信号を増幅する電力増幅器ＰＡと、
を備えている。

第１のミキサＭ１および第２のミキサＭ２は、何れのタイプのものであっても良く、例えばギルバート［Gilbert］型ミキサでも良い。

例えば、受信器ＲＸは、
−前記アンテナからの信号を受信すると共にＩ変調増幅信号およびＱ変調増幅信号を出力する低雑音増幅器ＬＮＡ［Low Noise Amplifier］と、
−前記Ｉ変調信号を、電子装置ＥＤにより出力されると共に周波数Ｆ_ＬＯを有する正（または負の）Ｉ局部発振器信号と混合する第１のミキサＭ３と、
−前記Ｑ変調信号を、電子装置ＥＤにより出力されると共に周波数Ｆ_ＬＯを有する正（または負の）Ｑ局部発振器信号と混合する第２のミキサＭ４と、
−第１のミキサＭ３および第２のミキサＭ４により混合された前記Ｉ変調信号およびＱ変調信号が供給されると共に、Ｉフィルタ化変調信号およびＱフィルタ化変調信号を発するバンドパスフィルタＢＰＦと、
−前記Ｉフィルタ化変調信号および前記Ｑフィルタ化変調信号がそれぞれ供給されると共に、Ｉ増幅フィルタ化変調信号およびＱ増幅フィルタ化変調信号をそれぞれ発する第１の増幅器Ａ１および第２の増幅器Ａ２と、
−第１の増幅器Ａ１および第２の増幅器Ａ２から供給されると共に前記ベースバンドプロセッサに復調信号を供給するＩ／Ｑ復調器ＤＲと、
を備えている。

このようなトランシーバＴＲは、例えば、ＩＳＭバンド（２．４ＧＨｚを中心とする）におけるブルートゥース通信に専用されても良い。しかし、本発明がこのタイプのトランシーバに限定されないことに注意することは重要である。本発明は、何れのタイプのトランシーバにも適用され、顕著にはセルラへの適用、ＤＥＣＴ、ＢＴ，または米国の標準を意図されるタイプへも適用される。

本発明による電子装置ＥＤは、少なくとも電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、分周手段と、フィルタ手段とを備える。

電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、基本周波数Ｆ_ＶＣＯを有する主信号を生成するために意図されている。分周手段は、選択された因数Ｎにより信号の周波数を分割するために意図されている。フィルタ手段は、信号の選択されたＭ次の高調波を選択するために意図されている。

分周手段およびフィルタ手段は、Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎに等しい選択された周波数Ｆ_ＬＯをもつ局部発振器信号を出力するために主信号を共用して処理するために設けられる。

例えば、主信号は、方形波形状を有する。このような形状は、非常に低い偶数調波と奇数高調波を提供するので、長所を有する（例えば、第３調波（Ｍ＝３）は、第１調波のおよそ−１０ｄｂ下であり、第５調波（Ｍ＝５）は、第１調波およそ−１４ｄｂ下である）。

この場合、Ｍ次の選択された調波は、３または５またはそれ以外では７に等しくても良く、および／または、分割因数Ｎの値は、４または８に等しくても良い。

ここで、本発明による電子装置ＥＤの実施形態の第１の例をより詳細に説明するために図２を参照する。

図２に示された第１の例において、分周手段は第１の分周器Ｄ１と第２の分周器Ｄ２を備え、これに対して、フィルタ手段は帯域除去フィルタＦ１と帯域通過フィルタＦ２とを備える。

第１の分周器Ｄ１および第２の分周器Ｄ２は、Ｎ１またはＮ２に等しい因数によりそれらが受信する信号の周波数を分割するために設けられているので、それらの組み合わせは因数Ｎ＝Ｎ１×Ｎ２による分周を提供する。例えば、Ｎ１＝Ｎ２＝２^ｎであり、ここで、ｎは０より大きい整数（ｎ＞０）である。

この第１の例において、第１の分周器Ｄ１にはＶＣＯにより主（Ｉ／Ｑ）信号が供給される。そこで、この分周器はＦ_ＶＣＯ／Ｎ１に等しい第１の中間周波数を有する第１の中間信号およびその高調波を出力するために基本周波数Ｆ_ＶＣＯをＮ１により分割する。

例えば、Ｎ１は２に等しい。この場合、第１の分周器Ｄ１は、２分割器であり、これはそれぞれの入力信号から位相がそれぞれ９０度シフトされた差分出力信号ＩおよびＱを生成させる。

帯域除去フィルタＦ１は、１つ（または４つの）第１中間信号を供給される。このフィルタは、第１の中間信号のＭ次高調波におけるより低い周波数までに広がる帯域内に存在している、この（これら４つの）第１の中間信号の周波数を除去するために設けられる。換言すれば、帯域除去フィルタＦ１は、選択されたＭ（主信号が方形波であるとき、本質的な高調波の次数は３，５，７）と等しいかそれよりも大きい次数を有する高調波をもつ（２つの）第２中間信号を出力するために、その次数がＭの選択された値よりも低い第１の中間信号のそれぞれの高調波を除去するために設けられている。

例えば、除去された帯域の幅は、１００ＭＨｚ（Ｆ_ＶＣＯ／Ｎ１±５０ＭＨｚ）に等しくなる。

さらに、帯域除去フィルタＦ１は、例えばノッチフィルタであっても良い。

図示されたように、信号増幅器として動作するバッファＢは、帯域除去フィルタＦ１と帯域通過フィルタＦ２との間に介挿されても良い。したがって、この（２つの）第２の中間信号は、帯域通過フィルタＦ２によりフィルタリングされる前に増幅されても良い。このバッファＢは、低雑音増幅器（ＬＮＡ―Low-Noise Amplifier ―）であっても良い。

帯域通過フィルタＦ２は、バッファＢにより既に増幅されてしまっていても良いと共に第１の中間信号のＭ次の高調波の中間（または中心化された）周波数に等しい第２の中間周波数上に中心化された帯域に存在する（２つの）第２中間信号の周波数を通過させるために設けられている。この第２の中間周波数は、（次数Ｍ＞１で）選択されなければならない単一の高調波の周波数である。それゆえに、第２の中間周波数は、Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎ１に等しくなる。

例えば帯域通過フィルタＦ２は、３×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎ１（Ｎ１＝２のとき３×Ｆ_ＶＣＯ／２）に等しい第２の中間周波数を有する（２つの）第３の中間信号を出力するために、（２つの）第２の中間信号から第３の高調波（Ｍ＝３）を選択する。

例えば選択された帯域の幅は、６００ＭＨｚ（Ｆ_ＶＣＯ／Ｎ２±３００ＭＨｚ）に等しくなる。

最後に、この第１の実施例においては、（２つの）第３の中間信号が第２の分周器Ｄ２を供給する。

そこで、第２の分周器Ｄ２は、Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎ（Ｎ＝Ｎ１×Ｎ２のとき）に等しい選択された周波数Ｆ_ＬＯを有する（４つの）局部発振器信号を出力するために、第３の中間信号のそれぞれの周波数Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎ１をＮ２により分周する。

Ｎ２が２に等しいとき、第２の分周器Ｄ２はまた、それぞれの入力信号から、互いに位相が９０度シフトした差分出力信号ＩおよびＱを生成させる、２分割分周器である。

例えば、Ｍが３に等しくＮが４（Ｎ１＝Ｎ２＝２）に等しいとき、局部発振器信号の選択された周波数Ｆ_ＬＯは、３×Ｆ_ＶＣＯ／４に等しくなる。換言すれば、電子装置ＥＤは、４Ｆ_ＬＯ／３に等しい基本周波数Ｆ_ＶＣＯを有する主信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いている。トランシーバＴＲが（Ｆ_ＬＯ＝２．４ＧＨｚ上に中心をもつ）ＩＳＭ帯域内でブルートゥース通信に専用のものである場合、基本周波数Ｆ_ＶＣＯは３．２ＧＨｚに等しくなければならない。この場合、第１および第２の中間周波数は１．６ＧＨｚに等しくなり、第３中間周波数は４．８ＧＨｚに等しくなる。

ここで、図３を参照しながら、本発明に係る電子装置ＥＤの第２実施形態の例を詳細に説明する。この第２実施例は第１実施例の変形であり、第１実施例の構成要素と機能的に全く同じ幾つかの構成要素を備えている。

図３に示されるこの第２実施例において、フィルタ手段は依然として帯域除去フィルタＦ１と帯域通過フィルタＦ２を備えているが、分周手段は１つの分周器Ｄ（または、並列に設けられた２つの分周器）を備えるのみである。

帯域除去フィルタＦ１には、（２つの）主Ｉ／Ｑ信号がＶＣＯにより供給される。このフィルタは、（２つの）主Ｉ／Ｑ信号のそれぞれの周波数を抑制するために設けられ、これらの周波数は、そのＭ次の高調波のより低い周波数にまで広がる帯域内に存在している。換言すれば、帯域除去フィルタＦ１は、選択されたＭ次（本質的には、主Ｉ／Ｑ信号が方形波のとき、高調波の次数は３，５，７）と等しいかそれ以上の次数を有する高調波をもつ（２つの）第１の中間信号を出力するために、それらの次数がＭの選択された値よりも低い（２つの）主Ｉ／Ｑ信号のそれぞれの高調波を抑制するために設けられている。

例えば、除去される帯域の幅は、１００ＭＨｚ（Ｆ_ＶＣＯ±５０ＭＨｚ）に等しい。

第１実施例におけるのと同様に、帯域除去フィルタＦ１はノッチ［notch］フィルタであっても良い。

さらに、第１実施例におけるのと同様に、信号増幅器として動作する、バッファＢは、帯域除去フィルタＦ１と帯域通過フィルタＦ２との間に介挿されても良い。したがって、（２つの）第１の中間信号は、帯域通過フィルタＦ２によりフィルタリングされる前に、増幅されても良い。このバッファＢは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）であっても良い。

帯域通過フィルタＦ２は、バッファＢにより既に増幅されてしまっていても良く、主（Ｉ／Ｑ）信号のＭ次の高調波の中間の（または中心化された）周波数に等しい第２の中間周波の上に中心化された帯域内に存在している、（２つの）第１の中間信号の周波数を通過させるために設けられている。この第２の中間周波数は、（次数Ｍ＞１で）選択されるべき単一の高調波の周波数である。それゆえ、第２の中間周波数は、Ｍ×Ｆ_ＶＣＯに等しくなる。

例えば、帯域通過フィルタＦ２は３×Ｆ_ＶＣＯに等しい第２の中間周波数を有する（２つの）第２の中間信号を出力するために、（２つの）第１の中間信号から第３の高調波（Ｍ＝３）を選択する。

例えば、選択された帯域の幅は、６００ＭＨｚ（Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ±３００ＭＨｚ）に等しくなる。

最後に、この第２実施例では、（２つの）第２の中間信号は分周器Ｄに供給される。

このようにして、分周器Ｄは、Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎに等しい選択された周波数Ｆ_ＬＯを有する（４つの）局部発振器信号を出力するために、各第３の中間信号の周波数Ｍ×Ｆ_ＶＣＯをＮにより分割する。

Ｎが４に等しいとき、分周器Ｄは、各入力信号から、９０度位相がシフトした差分出力信号ＩおよびＱを生成させる、４分周器である。

例えば、Ｍが３に等しくてＮが４に等しいときに、局部発振器信号の選択された周波数Ｆ_ＬＯは、３×Ｆ_ＶＣＯ／４に等しくなる。換言すれば、電子装置ＥＤは、４Ｆ_ＬＯ／３に等しい基本周波数Ｆ_ＶＣＯを有する主信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いている。

トランシーバＴＲが（Ｆ_ＬＯ＝２．４ＧＨｚ上に中心をもつ）ＩＳＭ帯域内でブルートゥース通信に専用のものである場合、基本周波数Ｆ_ＶＣＯは３．２ＧＨｚに等しくなければならない。この場合、第２の中間周波数は、（帯域通過フィルタＦ２の出力で）９．６ＧＨｚに等しくなる。

好ましくは、本発明に係る電子装置ＥＤは、例えば、ＢＩＣＭＯＳ技術またはバイポーラ技術のような、ＣＭＯＳ技術、または、チップ製造で用いられる何れかの技術で実現されても良い、集積回路（ＩＣ）の少なくとも一部分を含んでいる。

本発明は、例示しただけである、上述の電子装置、トランシーバおよび通信装備に限定されず、当業者により上述した特許請求の範囲内に含まれるものとして考慮され得る代替的な全ての実施形態を包含する。

したがって、上述した説明では、出力された局部発振器信号の選択された周波数Ｆ_ＬＯが３×Ｆ_ＶＣＯ／４に等しくなる電子装置の実施形態の２つの実施例が開示されていた。しかしながら、本発明は、Ｆ_ＬＯおよびＦ_ＶＣＯ（ＶＣＯの基本周波数）の間のこの分数の関係に限定されない。事実、本発明は、Ｍが選択される高調波の次数でＮが分割因数である場合にＭ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎを変化させるＦ_ＬＯおよびＦ_ＶＣＯの間の何れかの分数の関係に適用しても良い。例えば、Ｆ_ＬＯは、（Ｎ１＝２でＮ２＝４のときに）３×Ｆ_ＶＣＯ／２、または、３×Ｆ_ＶＣＯ／４、またはさらに他の３×Ｆ_ＶＣＯ／８、または、５×Ｆ_ＶＣＯ／２、または、５×Ｆ_ＶＣＯ／４、または、５×Ｆ_ＶＣＯ／８に等しくても良い。

本発明による電子装置により提供されるトランシーバを備える通信装備を示す概略図である。 本発明による電子装置の実施形態の第１実施例を示す概略図である。 本発明による電子装置の実施形態の第２実施例を示す概略図である。

Claims (16)

1. 電圧制御発振器により出力された主信号から選択された周波数Ｆ_ＬＯを有すると共に基本周波数Ｆ_ＶＣＯおよびその高調波を含む局部発振器信号を生成する電子装置であって、選択された因数Ｎにより信号の周波数を分割するため設けられた分周手段と、信号における選択されたＭ次の高調波を選択するため設けられたフィルタ手段と、を備えると共に、前記分周手段およびフィルタ手段は、Ｍ×Ｆ_ＶＣＯ／Ｎと等しい選択された周波数Ｆ_ＬＯをもつ前記局部発振器信号を出力することと共通して前記主信号を処理するため設けられていることを特徴とする電子装置。
2. 前記分周手段は、前記基本周波数Ｆ_ＶＣＯをＮ＝Ｎ１×Ｎ２である因数Ｎ１により分割するため、および、Ｆ_ＶＣＯ／Ｎ１と等しい第１の基本周波数およびその高調波を有する第１の中間信号を出力するため、設けられた第１の分周器を備えることを特徴とする請求項１に記載の電子装置。
3. 前記フィルタ手段は、第２の中間信号を出力するために、前記第１の中間信号のＭ次の高調波のより低い周波数以下に広がる帯域に存在する前記第１の中間信号の周波数を除去［suppress］するために設けられる帯域除去［cut］フィルタを備えることを特徴とする請求項２に記載の電子装置。
4. 前記フィルタ手段は、第３の中間信号を出力するために、前記第１の中間信号のＭ次の高調波の中間の周波数に等しい、第２の中間周波数を中心とした帯域内に存在する前記第２の中間信号の周波数を通過させるために設けられる帯域通過フィルタを備えることを特徴とする請求項３に記載の電子装置。
5. 前記分周手段は、前記選択された周波数Ｆ_ＬＯをもつ前記局部発振器信号を出力するために、前記第３の中間信号の周波数をＮ＝Ｎ１×Ｎ２である因数Ｎ２により分割するために設けられた第２の分周器を備えることを特徴とする請求項４に記載の電子装置。
6. 前記フィルタ手段は、第１の中間信号を出力するために、そのＭ次の高調波のより低い周波数以下に広がる帯域に存在する前記主信号の周波数を除去［suppress］するために設けられる帯域除去［cut］フィルタを備えることを特徴とする項１に記載の電子装置。
7. 前記フィルタ手段は、第２の中間信号を出力するために、前記主信号のＭ次の高調波の中間の周波数に等しい、第１の中間周波数を中心とした帯域内に存在する前記第１の中間信号の周波数を通過させるために設けられる帯域通過フィルタを備えることを特徴とする請求項６に記載の電子装置。
8. 前記分周手段は、前記選択された周波数Ｆ_ＬＯをもつ前記局部発振器信号を出力するために、前記第２の中間信号の周波数を因数Ｎにより分割するために設けられていることを特徴とする請求項７に記載の電子装置。
9. 前記帯域除去フィルタと前記帯域通過フィルタとの間に挿入されると共に、前記第１または前記第２の中間信号を増幅するために設けられる増幅手段をさらに備えることを特徴とする請求項３ないし８の何れかに記載の電子装置。
10. 前記電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、方形波形を有する主信号を生成するために設けられていることを特徴とする請求項１ないし９の何れかに記載の電子装置。
11. Ｍは、整数３，５および７を含むグループの中で選択されることを特徴とする請求項１ないし１０の何れかに記載の電子装置。
12. Ｍは、３に等しいことを特徴とする請求項１１に記載の電子装置。
13. Ｎは、整数２，４，および８を含むグループの中で選択されることを特徴とする請求項１ないし１２の何れかに記載の電子装置。
14. Ｎは、４に等しいことを特徴とする請求項１３に記載の電子装置。
15. 集積回路（ＩＣ）の少なくとも一部を構成することを特徴とする請求項１ないし１５の何れかに記載の電子装置。
16. 送信回路および受信回路を備える通信設備用のトランシーバであって、請求項１ないし１５の何れかに記載された電子装置を備え、前記送信回路および前記受信回路を駆動するために意図されたことを特徴とするトランシーバ。

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