CN113973037A - 解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质 - Google Patents

解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质 Download PDF

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Abstract

本发明实施例提供了一种解调方法、装置及设备，解调方法包括：根据当前时刻的各个状态的无相位信息波形和当前时刻各个状态对应的实用累积相位，获取当前时刻的各个状态对应的本地理想信号；根据本地理想信号和接收信号，获取分支度量；获取调制指数误差修正路径度量，比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特；当接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。本发明实施例所提供的解调方法、装置及设备，可以提高解调性能。

Description

解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质
技术领域
本发明实施例涉及无线通信领域，尤其涉及一种解调方法、装置、设备及计算机可读存储介质。
背景技术
在无线通信领域，在信息传输过程中，发送端把信息(语音、数据)调制到载波上，发送出去；接送端通过同步、解调恢复所传送的信息。
连续相位调制(CPM continuous phase modulation)是通过载波相位携带信息的非线性调制方法，GFSK(Gauss frequency Shift Keying，高斯频移键控)是连续相位调制中的一种，是指在调制之前通过一个高斯低通滤波器来限制信号的频谱宽度的一种调制方式，对于部分设备所使用的CPM或者GFSK，比如：蓝牙，为了满足其所要求的低功耗特点，其中会使用模拟器件，这就导致其调制指数会存在一定的不确定性，而为实现上述设备的通信，标准协议规定蓝牙等的调制指数可以有一定的取值范围，这也就导致对于蓝牙这样的设备，其GFSK的调制指数存在一定的模糊性。
为了实现GFSK或者其他的CPM的调制指数存在模糊性的设备的解调，目前所使用的方法主要有差分解调、匹配滤波器组解调等，但上述解调方法的性能较低。
因此，如何提高具有调制指数范围的设备的解调性能，就成为亟需解决的技术问题。
发明内容
本发明实施例提供一种解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质，以提高具有调制指数范围的设备的解调性能。
为解决上述问题，本发明实施例提供一种解调方法，包括：
根据当前时刻各个状态的无相位信息波形和当前时刻各个所述状态对应的实用累积相位，获取当前时刻的各个所述状态对应的本地理想信号，其中，各个状态根据第一预定数量的信息比特和第一调制指数所对应的固定累积相位确定，固定累积相位根据所述第一调制指数、前一时刻的实用累积相位和前一时刻的信息比特获取，无相位信息波形根据第二调制指数、第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取，各个所述当前时刻实用累积相位根据所述第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和前一时刻的信息比特获取，第一调制指数为调制指数范围内的有理数，第二调制指数为所述调制指数范围的任何值；
根据各个所述本地理想信号和与所述本地理想信号对应的接收信号，获取各个分支路径的分支度量；
根据当前时刻各个分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特；
当所述接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
为解决上述问题，本发明实施例提供一种解调装置，包括：
本地理想信号获取单元，适于根据各个状态的无相位信息波形和当前时刻各个所述状态对应的实用累积相位，获取当前时刻的各个所述状态对应的本地理想信号，其中，各个状态根据第一预定数量的信息比特和第一调制指数所对应的固定累积相位的确定，固定累积相位根据所述第一调制指数、前一时刻的实用累积相位和前一时刻的信息比特获取，无相位信息波形根据第二调制指数、第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取，各个实用累积相位根据第所述二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特获取，第一调制指数为落入调制指数范围内的有理数，第二调制指数为调制指数范围的任何值；
分支度量获取单元，适于根据各个所述本地理想信号和与所述本地理想信号时间对应的接收信号，获取各个分支路径的分支度量；
加比选-幸存路径确定-度量记录单元，适于根据当前时刻各个分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值获取满足要求的当前时刻的幸存路径度量，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特；
状态跳转以及回溯输出单元，适于当所述接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
为解决上述问题，本发明实施例提供一种设备，包括至少一个同步器和至少一个解调器，所述同步器获取信号的初始信号并传输至所述解调器，所述解调器执行如前述任一项所述的解调方法。
为解决上述问题，本发明实施例还提供一种解调设备，包括至少一个存储器和至少一个处理器；所述存储器存储有程序，所述处理器调用所述程序，以执行如前述任一项所述的解调方法。
为解决上述问题，本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有适于解调的程序，以实现如上述任一项所述的解调方法。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：
本发明实施例所提供的解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质，其中解调方法，首先，一方面，根据设备的调制指数范围确定落入调制指数范围内的有理数，并将其作为第一调制指数，进而结合第一预定数量的当前时刻前的信息比特，确定各个状态，进一步根据第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取各个状态的无相位信息波形，另一方面，根据第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特获取实用累积相位，然后根据各个状态的无相位信息波形和各个实用累积相位，得到各个状态的当前时刻的各个本地理想信号；然后根据各个本地理想信号和接收信号获取各个分支度量；并根据各个当前时刻的分支度量和前一时刻的幸存路径的幸存路径度量或者第二预定数量的幸存分支度量二者中的一者获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，经比较，获取幸存路径度量、幸存路径和信息比特，当所述接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
这样，本发明实施例所提供的解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质，一方面利用落入调制指数范围内的有理数作为第一调制指数，并利用第一调制指数所对应的固定累积相位确定各个状态，使得具有调制指数范围的设备具有可控数量的状态，可以保证本发明实施例所提供的利用维特比算法的调制方法的可行性，同时利用第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特确定实用累积相位，使得实用累积相位与固定累积相位不同，可以减小由于固定累积相位所对应的第一调制指数所带来的较大误差；进一步地，为保证后续幸存路径确定的准确性，避免由于第二调制指数的使用，以及第二调制指数与第一调制指数的不同所带来的误差累积，根据当前时刻分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量或者第二预定数量的分支度量二者中的一者获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，并通过对调制指数误差修正路径度量的模值的比较确定各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特，提高幸存路径度量、幸存路径和信息比特确定的准确性。从而，本发明实施例所提供的解调方法，在实现具有调制指数范围的设备的信号解调的基础上，可以降低由于调制指数所造成的误差影响，提高解调性能。
附图说明
图1是本发明实施例所提供的解调方法的一流程示意图；
图2为本发明实施例所提供的解调方法的当前时刻的各个状态的一无相位信息波形的示意图；
图3为本发明实施例所提供的解调方法的获取调制指数误差修正路径度量的流程示意图；
图4为本发明实施例所提供的解调方法的获取调制指数误差修正路径度量的另一流程示意图；
图5为本发明实施例所提供的解调方法的获取调制指数误差修正路径度量的又一流程示意图；
图6为本发明实施例所提供的解调方法的发端信号无噪声的幸存路径的示意图；
图7为本发明实施例所提供的解调方法的发端信号有噪声的幸存路径的示意图；
图8为本发明实施例所提供的解调方法的发端信号有噪声的幸存路径的另一示意图；
图9是本发明实施例所提供的解调方法与匹配滤波器组方法解调性能的在采用BDR技术设备的对比图；
图10是本发明实施例所提供的解调方法对于采用BDR技术的设备不同实用调制指数下的误比特率的对比图；
图11是本发明实施例所提供的解调方法与匹配滤波器组方法解调性能的在采用LE技术设备的对比图；
图12是本发明实施例所提供的解调方法对于采用LE技术的设备不同实用调制指数下的误比特率的对比图；
图13是本发明实施例所提供的解调装置的一框图；
图14是本发明实施例提供的解调设备的一种结构框图；
图15是本发明实施例提供的解调设备另一种可选硬件设备架构。
具体实施方式
现有技术中，对调制指数为调制指数范围的设备的信息解调性能较低。
为了提高解调性能，本发明实施例提供了一种解调方法，包括：
根据各个状态的无相位信息波形和对应实用累积相位，获取当前时刻的各状态对应的本地理想信号，其中，各个状态根据第一预定数量的信息比特和第一调制指数所对应的固定累积相位确定，无相位信息波形根据第二调制指数、第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取，各个实用累积相位根据第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特获取，第一调制指数为调制指数范围内的有理数，第二调制指数为所述调制指数范围的任何值；
根据各个本地理想信号和与本地理想信号对应的接收信号，获取各个分支路径的分支度量；
根据当前时刻各个状态的分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特；
当所述接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。。
可以看出，本发明实施例所提供的解调方法，这样，本发明实施例所提供的解调方法，一方面利用落入调制指数范围内的有理数作为第一调制指数，并利用第一调制指数所对应的固定累积相位确定各个状态，使得具有调制指数范围的设备具有可控数量的状态，可以保证本发明实施例所提供的利用维特比算法的调制方法的可行性，同时利用第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特确定实用累积相位，使得实用累积相位与固定累积相位不同，可以减小由于固定累积相位所对应的第一调制指数所带来的较大误差；进一步地，为保证后续幸存路径确定的准确性，避免由于第二调制指数的使用，以及第二调制指数与第一调制指数的不同所带来的误差累积，根据当前时刻分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量或者第二预定数量的分支度量二者中的一者获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，并通过对调制指数误差修正路径度量的模值的比较确定各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特，提高幸存路径度量、幸存路径和信息比特确定的准确性。从而，本发明实施例所提供的解调方法，在实现具有调制指数范围的设备的信号解调的基础上，可以降低由于调制指数所造成的误差影响，提高解调性能。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参考图1，图1是本发明实施例所提供的解调方法的一流程示意图。
如图中所示，本发明实施例所提供的解调方法，实现调制指数的取值为调制指数范围的设备的信息解调，包括以下步骤：
步骤S10：根据各个状态的无相位信息波形和当前时刻各个所述状态对应的实用累积相位，获取当前时刻的各个所述状态对应的本地理想信号。
为了实现信息解调，首先需要获取本地理想信号。当然，本地理想信号是当前时刻对应各个状态的本地理想信号。
为此首先需要确定具体的状态和状态数量。
在本实施例中，各个状态可以根据第一预定数量的信息比特和第一调制指数所对应的固定累积相位的确定。
为方便理解，现通过以下举例说明各个状态：
第一调制指数所对应的固定累积相位可以通过以下公式计算：
Figure BDA0002601279410000071
其中：
Figure BDA0002601279410000072
--当前时刻的固定累积相位；
Figure BDA0002601279410000073
--前一时刻的固定累积相位；
hstate--第一调制指数；
In-L+1--前一时刻即将离开的比特信息；
R2π[*]--对[]中的角度值取2π的余数。
为方便计算，假设初始固定累积相位，即自定义初始相位取0，第一调制指数取值为1/3，前一时刻即将离开的比特信息Ln-L+1的取值可能为0或1，那么经过累积后，
Figure BDA0002601279410000081
的全部可能的取值为0，π/3，2π/3，π，4π/3，5π/3，共6个，而由于相位累加时的奇偶性质，可以简化为0，π/3，2π/3，总共3个固定累积相位。
假设第一预定数量为4，那么状态会根据4个信息比特和3个固定累积相位确定，由于每一个信息比特的取值可以为0或1，因此4个信息比特所带来的状态数量就有2×2×2×2＝16种，再叠加上3个固定累积相位的影响，状态数量就有16×3＝48种，比如以Sn作为状态变量表示具体的状态，可以有Sn＝(π/3，0，0，0，0)，Sn＝(π/3，0，0，0，1)，Sn＝(π/3，0，0，1，0)等等共48种。
需要说明的是，第一调制指数为落入调制指数范围内的有理数，从而可以限制状态的数量。第一调制指数的取值，可以保证本发明实施例所提供的利用维特比算法的解调方法具有较小的运算量，保证解调方法的实现。
确定各个状态后，再进一步根据第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取各个状态的无相位信息波形。
需要说明的是，第二调制指数可以为调制指数范围中的任何值，比如：对于BDR，第二调制指数可以为0.28～0.35中的任何值；对于LE，第二调制指数可以为0.45～0.55中的任何值。
为了简化运算，避免多个在解调时，多个调制指数的使用可能造成的误差，可以选择第二调制指数为第一调制指数。
另一实施例中，为了兼顾调制指数范围内的设备，提高解调的性能，第二调制指数还可以为端点性能兼顾值调制指数，从而可以兼顾调制指数范围的端点处的性能，端点性能兼顾值调制指数通常为调制指数范围中处于中部区域的值，可能靠近其中某一个端点。
为了提高解调的准确性，还可以根据待解调信号的信号头进行调制指数估计，得到估计调制指数，第二调制指数可以为估计调制指数。
为提高解调速度，具体可以预先遍历第一预定数量(L)加1个数量的信息比特，得到各个更长时间间隔(L+1个信息比特)的各个无相位信息波形，然后截取当前时刻对应的波形，得到当前时刻的各个无相位信息波形，形成无相位信息波形表，当具体解调时，仅根据具体的优选路径的第一预定数量的当前时刻前的信息比特，以及当前时刻的信息比特的取值进行查找即可。
当然，由于调制指数是一个范围，考虑到在实际解调时，可能会选择其中的某一个调制指数进行，可以预先获取并存储多个调制指数对应的各个无相位信息波形，也可以根据调制指数的偏差对波形进行相应的校正。
具体地，请参考图2，图2为本发明实施例所提供的解调方法的当前时刻的各个状态的一无相位信息波形的示意图。
图中所示，以蓝牙BDR为例，假设第一预定数量为4，选定第二调制指数为a，采样率为x时的波形。其中各个波形根据4个当前时刻前的信息比特，以及当前时刻可能的信息比特，因此，总共产生了32个无相位信息波形。
从而可以得到第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻信息比特的组合所对应的状态的无相位信息波形，根据截取过程的对应关系，就可以得到当前时刻的各个状态的无相位信息波形。
为了获取本地理想信号，除了获取各个状态的无相位信息波形，还需要获取实用累积相位，实用累积相位与当前时刻各个状态对应。
具体地，实用累积相位根据第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特获取。
可以理解的是，对于第一时刻的实用累积相位，即初始实用累积相位可以通过自定义的方式确定，即自定义初始相位。
如前，第二调制指数可以为调制指数范围内的任何值，在获取实用累积相位时所使用的第二调制指数与无相位信息波形的第二调制指数相同。
实用累积相位可以通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000091
其中：
Figure BDA0002601279410000092
--当前时刻的实用累积相位；
Figure BDA0002601279410000101
--前一时刻的实用累积相位；
huse--第二调制指数；
In-L+1--前一时刻即将离开的比特信息；
R2π[*]--对[]中的角度值取2π的余数。
可以理解的是，当第二调制指数等于第一调制指数时，实用累积相位等于固定累积相位，从而可以减少运算量。
而当实用累积相位与固定累积相位不同，即第二调制指数不同于第一调制指数，使实用累积相位与固定累积相位分离，可以选择端点性能兼顾值调制指数，或者估计调制指数作为第二调制指数，这样，一方面可以利用第一调制指数确定状态，减小状态的数量，另一方面，还可以减小由于第一调制指数偏离调制指数范围的端点所带来的误差。
得到实用累积相位和无相位信息波形后，进一步获取当前时刻的各个状态对应的本地理想信号。
具体地，可以通过以下公式获取本地理想信号：
Figure BDA0002601279410000102
其中：W(k)--当前时刻的本地理想信号的第k个采样点；
w(k)--当前时刻的无相位信息波形的第k个采样点；
θuse--实用累积相位；
j--虚数单位。
如前，当第一预定数量为4，第一调制指数为1/3时，状态数量为48个，再结合当前时刻的信息比特，所得到的本地理想信号有96个。
由于第一调制指数与第二调制指数不同，在将具体的本地理想信号与状态对应时，基于信号传输过程中的比特信息进行对应，比如：如果自定义初始相位为0，且前面9个比特信息为1，第一调制指数为a，第二调制指数为b，状态的固定累积相位为
Figure BDA0002601279410000103
对应的实用累积相位为
Figure BDA0002601279410000104
步骤S11：根据各个本地理想信号和与本地理想信号对应的接收信号，获取各个分支路径的分支度量。
得到本地理想信号后，进一步根据接收信号，获取二者的分支度量。当然接收信号为与本地理想信号时间对应的信号。
具体地，可以通过以下公式获取分支度量：
Figure BDA0002601279410000111
其中：BMn--当前时刻的分支度量；
W(k)--当前时刻的本地理想信号的第k个采样点；
R(k)--当前时刻的接收信号的第k个采样点；
Nspb--每个比特信息对应的采样数。
即在利用本地理想信号和接收信号获取分支度量时，具体利用当前时刻的本地理想信号的第k个采样点和前时刻的接收信号的第k个采样点进行获取。
容易理解的是，本文的分支路径是指从前一时刻的某个状态跳转到当前时刻的某个状态的路径，分支度量是分支路径的状态跳转信号与接收信号之间的相似程度。
可以理解的是，如果本地理想信号有96个，那么当前时刻的分支度量也有96个。
步骤S12：根据当前时刻各个状态的分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量。
得到当前时刻的分支度量后，进一步获取调制指数误差修正路径度量。
需要说明的是，本文的调制指数误差修正路径度量是指，将调制指数所带来的误差考虑在内的进行修正以后的路径度量，以及将误差考虑在内但未加处理的路径度量。
容易理解的是，当前时刻的分支度量是指从前一时刻到当前时刻对应时间的各个分支路径的分支度量，当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量是指从某个时刻截至至当前时刻对应时间的调制指数误差修正路径度量。
其中当前时刻各个状态的分支度量与前一时刻的幸存路径的幸存路径度量或者第二预定数量的幸存分支度量二者中的一者的对应关系，基于状态跳转规则确定。
具体地，从第n时刻跳转到第n+1时刻时，第n时刻的各个状态用Sn表示，第n+1时刻的各个状态用Sn+1表示，状态跳转规则可以为：
Sn→Sn+1，
即：
Figure BDA0002601279410000121
其中，In--新状态新进来的信号比特；
In-L+1--旧状态即将离开的信号比特；
Figure BDA0002601279410000122
--旧状态的固定累积相位；
Figure BDA0002601279410000123
--新状态的固定累积相位。
为方便说明状态跳转，现举例如下：
对于第n时刻的某个状态，表示为(π/3，1，0，0，1)，经状态跳转后，可能变成为第n+1时刻的其中一个状态，可以表示为(2π/3，0，0，1，1)，那么连接第n时刻的状态(π/3，1，0，0，1)与第n+1时刻的状态(2π/3，0，0，1，1)的路径即为分支路径，而到达第n时刻的状态(π/3，1，0，0，1)之前的优选路径即为到达第n时刻的状态(π/3，1，0，0，1)的幸存路径，即前一时刻的幸存路径。
那么对于第n+1时刻的某个状态，总能找到是从第n时刻的某两个状态跳转得到，进而可以获取对应第n+1时刻的某个状态的第n时刻的两个状态的幸存路径和两个分支路路径。
进而对于第n+1时刻的各个状态，也可以找到跳转前的分别与其对应的各个状态，并获取各个状态的幸存路径，以及实现当前时刻的分支路径和前一时刻的幸存路径之间的路径延续关系。
按照状态跳转规则，前一时刻某两个状态，会分别沿各自路径跳转至当前时刻的同一个状态，即两个分支路径对应一个状态，当当前时刻的分支度量有96个时，所得到的调制指数误差修正路径度量有96个，而状态有48个，因此每个状态对应两个调制指数误差修正路径度量。
在一种具体实施方式中，请参考图3，图3为本发明实施例所提供的解调方法的获取调制指数误差修正路径度量的流程示意图。
步骤S120：根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻分支路径和前一时刻的各个幸存路径。
结合当前时刻的各个状态，以及状态跳转规则，获取与当前时刻的各个状态对应的分支路径，即前一时刻的某个状态跳转至当前时刻的某个状态的路径，以及前一时刻的各个幸存路径。
具体地，基于前述的状态跳转规则，实现当前时刻的分支路径和前一时刻的幸存路径之间的路径延续关系，在此不再赘述。
步骤S121：获取各个幸存路径上靠近当前时刻的第二预定数量的各个幸存分支度量，得到各个临近分支度量。
然后分别沿各个幸存路径依次向前，获取第二预定数量的各个幸存分支度量，当然，第二预定数量是指每个幸存路径上均需要获取第二预定数量的幸存分支度量，并将其称为临近分支度量。
步骤S122：按照各个幸存路径和和与其对应的分支路径，获取当前时刻的分支度量以及各个临近分支度量的和，得到当前时刻各个状态的调制指数误差修正路径度量。
然后，按照幸存路径，获取到达第n时刻的各个临近分支度量的和，并根据状态跳转规则，得到沿各个幸存路径继续延伸的从第n时刻的状态跳转至第n+1时刻的状态的分支路径，进而得到各个分支路径所对应得分支度量，并加上分支度量，得到第n+1时刻各个状态的调制指数误差修正路径度量。
具体地，任何一个状态的调制指数误差修正路径度量均可以通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000131
其中：PMn--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
lseg--第二预定数量；
BMk--临近分支度量中的时刻k对应的分支度量；
BMn--当前时刻(时刻n)的分支度量。
当然，上述公式中，各个临近分支度量所对应的幸存路径与当前时刻的分支度量之间具有不同时刻的状态跳转路径延伸关系，对于当前时刻的任何一个状态，均按照上述公式获取当前时刻的调制指数误差修正路径度量，进而可以得到各个状态的当前时刻的调制指数误差修正路径度量，并且当前时刻的每个状态均有两个调制指数误差修正路径度量。
可以看出，在获取调制指数误差修正路径度量时，仅利用了靠近当前时刻的各个幸存分支度量和当前时刻的分支度量，获取各个状态的调制指数误差修正路径度量，从而可以减小由于时间延长所导致早期的本地理想信号与接收信号之间的偏差不断累加而变得越来越大情况的发生，提高调制指数误差修正路径度量的准确性，进而实现提高调解性能。
在另一种具体实施方式中，请参考图4，图4为本发明实施例所提供的解调方法的获取调制指数误差修正路径度量的另一流程示意图。
如图中所示，本发明实施例所提供的解调方法，为了获取调制指数误差修正路径度量，包括以下步骤：
步骤S120‘：根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻分支路径和前一时刻的各个幸存路径，以及各个幸存路径的幸存路径度量。
具体获取各个幸存路径和分支路径的方式请参考图3所示步骤S120的描述，在此不再赘述。
得到幸存路径后，即可根据幸存路径，获取与其对应的幸存路径度量。
容易理解的是，幸存路径度量为基于前一时刻的调制指数误差修正路径度量的获取、比较和选择得到的，为方便后一时刻的获取，在前一时刻得到以后，可以将其进行存储。
步骤S121‘：对各个幸存路径度量进行影响衰减，得到各个衰减路径度量。
得到幸存路径度量后，为了减小前一时刻的幸存路径度量对当前时刻的调制指数误差修正路径度量的误差影响，可以对其进行衰减，得到各个衰减路径度量。
具体地，可以通过将幸存路径度量乘以一个小于1的衰减因子进行衰减，得到各个衰减路径度量。
在一种具体实施方式中，为了便于硬件实现，衰减因子可以通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000151
其中，η--衰减因子；
m--正整数。
m可以为任何一个正整数，比如1、2、3等等，通过上述公式获取衰减因子，可以简化衰减因子的获取逻辑，同时还可以减少调制指数误差修正路径度量获取时的计算量。
步骤S122‘：按照各个幸存路径和与其对应的分支路径，获取当前时刻的分支度量和衰减路径度量的和，得到当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量。
对于当前时刻的某个状态，结合幸存路径和状态跳转规则，得到到达某状态的各个分支路径以及状态跳转前的各个幸存路径，然后将相互延续对应的幸存路径的衰减路径度量与各个分支路径的分支度量相加，得到当前时刻某个状态的调制指数误差修正路径度量，直至得到完成当前时刻的全部状态的调制指数误差修正路径度量。
具体地，调制指数误差修正路径度量通过以下公式获取：
PMn＝η·PMn-1+BMn
其中：PMn--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
PMn-1--前一时刻的幸存路径的幸存路径度量；
η--衰减因子；
BMn--当前时刻的分支度量。
容易理解的是，上述公式适用于当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量的获取，但前一时刻的幸存路径的幸存路径度量所对应的幸存路径和当前时刻的分支度量所对应的分支路径之间具有路径延伸对应关系。
对于当前时刻的任何一个状态，均按照上述公式获取当前时刻的调制指数误差修正路径度量，进而可以得到各个状态的当前时刻的调制指数误差修正路径度量，并且当前时刻的每个状态均有两个调制指数误差修正路径度量。
可以看出，在获取调制指数误差修正路径度量时，将幸存路径度量乘以一个小于1的衰减因子进行衰减，可以减小由于时间延长所导致早期的本地理想信号与接收信号之间的偏差不断累加而变得越来越大情况的发生，提高调制指数误差修正路径度量的准确性，进而实现提高调解性能，并且，在获取调制指数误差修正路径度量时，只需要获取前一时刻的幸存路径度量和当前时刻的分支度量，运算过程相对简单。
在另一种具体实施方式中，请参考图5，图5为本发明实施例所提供的解调方法的获取调制指数误差修正路径度量的又一流程示意图。
如图中所示，本发明实施例所提供的解调方法，为了获取调制指数误差修正路径度量，包括以下步骤：
步骤S120“：根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻的分支路径和前一时刻的各个幸存路径，并获取各个前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量以及各个前一时刻的幸存路径的幸存路径度量。
具体获取各个幸存路径和分支路径的方式请参考图3所示步骤S120的描述，在此不再赘述。
得到幸存路径后，进一步沿各个幸存路径，获取每一个幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量以及幸存路径度量。
步骤S121“：根据幸存路径和分支路径的延伸关系确定延伸路径，获取位于同一延伸路径上的第二预定数量的幸存分支度量和当前时刻的分支度量的度量和以及所述度量和的模值。
然后将具有延伸关系的前一时刻的幸存路径和当前时刻的分支路径确定为延伸路径，得到各个延伸路径。
获取位于同一延伸路径上的第二预定数量的幸存分支度量和当前时刻的分支度量的度量和以及所述度量和的模值，进一步，获取位于同一延伸路径上的第二预定数量的幸存分支度量和当前时刻的分支度量的度量和，进而获取所述度量和的模值。
具体地，度量和模值通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000171
其中：tempn--度量和模值；
BMk--时刻k对应的分支度量；
lseg--第二预定数量。
在另一种具体实施方式中，度量和模值还可以通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000172
其中：tempn--度量和模值；
BMk--时刻k对应的分支度量；
lseg--第二预定数量。
步骤122“：获取各个同一延伸路径上的所述度量和的模值以及所述前一时刻的幸存路径的幸存路径度量的和，得到各个当前时刻的调制指数误差修正路径度量。
得到各个度量和模值后，进一步获取各个调制指数误差修正路径度量。
具体地，调制指数误差修正路径度量可以通过以下公式获取：
PMn＝PMn-1+tempn
其中：PMn--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
PMn-1--前一时刻的幸存路径度量；
tempn--度量和的模值。
这样，在获取调制指数误差修正路径度量时，利用度量和模值进一步计算调制指数误差修正路径度量，可以减小由于时间延长所导致早期的本地理想信号与接收信号之间的偏差不断累加而变得越来越大情况的发生，提高调制指数误差修正路径度量的准确性，进而实现提高调解性能。
步骤S13：比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特。
得到各个调制指数误差修正路径度量后，比较进入(跳转至)当前时刻同一状态的各个调制指数误差修正路径度量，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特。
在一种具体实施方式中，可以选择跳转至当前时刻同一状态的各个调制指数误差修正路径度量中最大的调制指数误差修正路径度量，具体地，可以基于比较判断的输出为0或者1，确定幸存路径、幸存路径度量以及信息比特。比如如果A路径的调制指数误差修正路径度量的模值大于B路径的调制指数误差修正路径度量的模值，输出为0，否则输出为1，那么当接收到0时，确定A路径为幸存路径，A路径的调制指数误差修正路径度量为幸存路径度量，A路径的当前时刻的信息比特为该状态确定获取的信息比特。
容易理解的是，从前一时刻跳转至当前当前时刻同一状态的分支路径为两个，经过比较，得到满足要求的分支路径叠加前一时刻的幸存路径作为幸存路径。
为了方便下一时刻的幸存路径的确定以及后续步骤的执行，在一种具体实施方式中，在得到当前时刻的幸存路径后，还可以记录当前时刻的各个状态的幸存路径所对应的幸存分支度量和当前时刻的各个状态的幸存路径度量二者中的至少一者，以便下一时刻可以方便地获取到。
当然，基于获取调制指数误差修正路径度量的方式的不同，可以选择记录当前时刻的各个状态的幸存分支度量或者当前时刻的各个状态的幸存路径度量，或者二者同时记录，当然，容易理解的是，当利用幸存分支度量获取调制指数误差修正路径度量时，至少需要记录当前时刻的各个状态的幸存分支度量；当利用幸存路径度量获取调制指数误差修正路径度量时，即可以记录当前时刻的各个状态的幸存分支度量，也可以记录当前时刻的各个状态的幸存路径度量，但后者可以减小运算量，提高解调效率。
步骤S14：判断所述接收信号是否为结尾信号，若是，执行步骤S18，若否执行步骤S15和步骤S16。
得到幸存路径和当前时刻的信息比特后，确定接收信号是否为结尾信息，如果不是结尾信号，则需进行后续信号的处理，则执行步骤S15和步骤S16，判断是否满足回溯要求，以及跳转至下一状态；如果是结尾信息，则说明信号包中的信号均已经发送完毕，则无需进行下一时刻信号的处理，仅需要将已经得到幸存路径的信号输出，即执行步骤S18。
步骤S15：跳转至下一时刻的各个所述状态，并将下一时刻作为新的当前时刻，执行步骤S10。
当然状态跳转的规则可以参考前述关于状态跳转规则的描述，在此不再赘述。
步骤S16：判断是否达到预定回溯要求，若是，则执行步骤S17。
如果达到预定回溯要求，则进行回溯，执行步骤S17。
在一种具体实施方式中，预定回溯要求可以为预定回溯深度，比如，设定回溯深度为10，当接收信号为第1个时刻的信息比特时，由于未满足预定回溯要求，则不执行步骤S17，仅执行步骤S15，而当接收信号为第11个时刻的信息比特时，按照回溯深度为10进行回溯，可知已经满足回溯要求，则执行步骤S17。
当然，在其他实施方式中，也可以设定其他的回溯要求，满足预定回溯要求时，执行步骤S17。
步骤S17：回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
当满足预定回溯要求时，任选一个当前时刻的各个状态的幸存路径，进行回溯，进而可以输出对应回溯时刻的信息比特。
可以理解的是，本文所述的对应回溯时刻是指根据预定回溯要求，与当前时刻对应的回溯时刻。
比如：当接收信号为第11个时刻的信息比特时，按照回溯深度为10进行回溯，则对应回溯时刻为第1时刻，即输出第1个时刻的信息比特，当接收信号为第12个时刻的信息比特时，按照回溯深度为10进行回溯，则对应回溯时刻为第2时刻，输出第2个时刻的信息比特。
如果信号包中的信号在还包含具体信息的信号之后还有其他信号辅助进行解调，那么可以其他信号实现回溯，满足具体信息的信号的输出。
当然，为了与尾部信号的处理方式保持一致，并方便处理，还可以选择当前时刻的各个状态的幸存路径度量最大的幸存路径进行回溯。
在另一种具体实施方式中，当信号包中的信号仅包含具体信息的信号，即结尾信号也是需要进行解调，实现信号的获取，但无法满足前述的回溯要求，为此，本发明实施例所提供的回溯方法还可以包括：
步骤S18：回溯当前时刻的各个状态的幸存路径度量最大的幸存路径，输出所述对应回溯时刻之后到所述结尾信号的信息比特序列。
如果接收信号为结尾信号，无法通过回溯的方式实现当前信号的输出，在此情况下，通过比较当前时刻的各个状态的幸存路径度量，获取幸存路径度量最大的幸存路径，进而通过回溯当前时刻的幸存路径度量最大的幸存路径，获取从对应回溯时刻之后的信号至结尾信号的信息比特序列，得到全部信号的解调信号。
请参考图6-图8，图6为本发明实施例所提供的解调方法的发端信号无噪声的幸存路径的示意图，图7为本发明实施例所提供的解调方法的发端信号有噪声的幸存路径的示意图，图8为本发明实施例所提供的解调方法的发端信号有噪声的幸存路径的另一示意图。
如图中所示，横坐标为时间t，表示随着时间的推移，即解调过程中的各个时刻，纵坐标为相位信息phase，各个线条即为不同情况下的相位，*标志线为接收信号的相位(即真实的相位)，其调制指数h＝0.28；·标志线为本地使用调制指数huse＝0.28预计恢复出的信号的相位(即以调制指数为0.28，采用本发明实施例提供的解调方法获取的)，此信号仅作为对比，与接收信号之间的差别是是否经过滤波器等。
图6和图7中，Ο标志线、□标志线和实心■标志线为本地使用调制指数huse＝0.35预计恢复的信号的相位(即以调制指数为0.35，采用本发明实施例提供的解调方法获取的)，其中，□标志线为候选路径，其中实心■标志线为最佳候选路径。但对比两图中的*标志线，图6中未加噪声，图7中叠加了噪声。
根据图6可以看出，实心■标志线与·标志线的波形变化完全相同，可以看出，在噪声较低时，接收信号的真实调制指数h=0.28，而利用本发明实施例提供的解调方法进行解调时，即使所使用的调制指数kuse＝0.35，依然能够正确解调，并且，还可以看出随着时间的推移，幸存路径会仅剩一条，且为的正确路径。
由图7可以看出，在椭圆区域标识的部分，实心■标志线与·标志线的波形变化不同，也就是在叠加噪声的情况下，接收信号的真实调制指数h＝0.28，而利用本发明实施例提供的解调方法进行解调时，如果所使用的调制指数huse＝0.35，会出现部分解调错误的情况。
再参考图8，图8中，Ο标志线、□标志线和实心■标志线为本地使用调制指数huse＝0.315预计恢复的信号的相位(即以调制指数为0.315，采用本发明实施例提供的解调方法获取的)，其中，□标志线为候选路径，其中实心■标志线为最佳候选路径。可以看出，实心■标志线与·标志线的波形变化完全相同，可以看出，在较大噪声时，接收信号的真实调制指数h＝0.28，而利用本发明实施例提供的解调方法进行解调时，即使所使用的调制指数huse＝0.315，依然能够正确解调。
为了说明本发明实施例所提供的解调方法的性能，现以仿真性能图进行说明，请参考图9和图10，图9是本发明实施例所提供的解调方法与匹配滤波器组方法解调性能的在采用BDR技术设备的对比图；图10是本发明实施例所提供的解调方法对于采用BDR技术的设备不同实用调制指数下的误比特率的对比图。
如图中所示，横坐标为信噪比，越向右越大，纵坐标为误比特率，越向上越大。
如图9所示，可以看出，在相同的信噪比，且解调调制指数与接收信号的调制指数相同的情况下，本发明实施例所提供的解调方法的误比特率均小于匹配滤波器组方法的误比特率，具有较好的性能。
如图10所示，可以看出，本发明实施例所提供的解调方法，对于BDR，当实用调制指数选择0.3时，整体误比特率较低，在小于0.1的数量级内，并且随着信噪比的增大，误比特率逐渐下降。
请参考图11和图12，图11是本发明实施例所提供的解调方法与匹配滤波器组方法解调性能的在采用LE技术设备的对比图；图12是本发明实施例所提供的解调方法对于采用LE技术的设备不同实用调制指数下的误比特率的对比图。
如图11所示，可以看出，对于采用LE技术的设备，在相同的信噪比，且解调调制指数与接收信号的调制指数相同的情况下，本发明实施例所提供的解调方法的误比特率均小于匹配滤波器组方法的误比特率，具有较好的性能。
如图12所示，可以看出，对于采用LE技术的设备，本发明实施例所提供的解调方法，当实用调制指数选择0.5时，整体误比特率较低，在小于0.1的数量级内，并且随着信噪比的增大，误比特率逐渐下降。
可以看出，本发明实施例所提供的解调方法，一方面利用落入调制指数范围内的有理数作为第一调制指数，并利用第一调制指数所对应的固定累积相位确定各个状态，使得具有调制指数范围的设备具有可控数量的状态，可以保证本发明实施例所提供的利用维特比算法的调制方法的可行性，同时利用第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特确定实用累积相位，使得实用累积相位与固定累积相位不同，可以减小由于固定累积相位所对应的第一调制指数所带来的较大误差；进一步地，为保证后续幸存路径确定的准确性，避免由于第二调制指数的使用，以及第二调制指数与第一调制指数的不同所带来的误差累积，根据当前时刻分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量或者第二预定数量的分支度量二者中的一者获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，并通过对调制指数误差修正路径度量的模值的比较确定各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特，提高幸存路径度量、幸存路径和信息比特确定的准确性。从而，本发明实施例所提供的解调方法，在实现具有调制指数范围的设备的信号解调的基础上，可以降低由于调制指数所造成的误差影响，提高解调性能。
下面对本发明实施例提供的解调装置进行介绍，下文描述的解调装置可以认为是，电子设备(如：蓝牙)为实现本发明实施例提供的解调方法所需设置的功能模块架构或者硬件设备。下文描述的解调装置的内容，可分别与上文描述的解调方法的内容相互对应参照。
图13是本发明实施例所提供的解调装置的一框图，参考图13，该解调装置包括：
本地理想信号获取单元100，适于根据各个状态的无相位信息波形和对应实用累积相位，获取当前时刻的各状态对应的本地理想信号，其中，各个状态根据第一预定数量的信息比特和第一调制指数所对应的固定累积相位确定，固定累积相位根据所述第一调制指数、前一时刻的实用累积相位和前一时刻的信息比特获取，无相位信息波形根据第二调制指数、第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取，各个实用累积相位根据所述第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特获取，第一调制指数为调制指数范围内的有理数，第二调制指数为调制指数范围的任何值；
分支度量获取单元110，适于根据各个所述本地理想信号和与所述本地理想信号对应的接收信号，获取各个分支度量；
加比选-幸存路径确定-度量记录单元120，适于根据当前时刻各个分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特；
状态跳转以及回溯输出单元130，适于当所述接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
可以理解的是，上述各个单元，既可以为程序为实现前述解调方法的所对应的功能模块，也可以为能够实现各个功能的硬件芯片或者硬件芯片区域。
为了实现信息解调，首先需要本地理想信号获取单元100获取对应各个状态的本地理想信号。
为此首先需要确定具体的状态，在本实施例中，各个状态可以根据第一预定数量的信息比特和第一调制指数所对应的固定累积相位的确定。
为方便理解，现通过以下举例说明各个状态：
第一调制指数所对应的固定累积相位可以通过以下公式计算：
Figure BDA0002601279410000241
其中：
Figure BDA0002601279410000242
--当前时刻的固定累积相位；
Figure BDA0002601279410000243
--前一时刻的固定累积相位；
hstate--第一调制指数；
In-L+1--前一时刻即将离开的比特信息；
R2π[*]--对[]中的角度值取2π的余数。
为方便计算，初始固定累积相位，即自定义初始相位可以取0，假设第一调制指数为1/3，前一时刻即将离开的比特信息In-L+1的取值可能为0或1，那么经过累积后，
Figure BDA0002601279410000244
的全部可能的取值为0，π/3，2π/3，π，4π/3，5π/3，共6个，而由于相位累加时的奇偶性质，可以简化为0，π/3，2π/3，总共3个固定累积相位。
假设第一预定数量为4，那么状态会根据4个信息比特和3个固定累积相位确定，由于每一个信息比特的取值可以为0或1，因此4个信息比特所带来的状态数量就有2×2×2×2＝16种，再叠加上3个固定累积相位的影响，状态数量就有16×3＝48种，比如以Sn作为状态变量表示具体的状态，可以有Sn＝(π/3，0，0，0，0)，Sn＝(π/3，0，0，0，1)，Sn＝(π/3，0，0，1，0)等等共48种。
需要说明的是，第一调制指数为落入调制指数范围内的有理数，从而可以限制状态的数量。第一调制指数的取值，可以保证本发明实施例所提供的利用维特比算法的解调方法具有较小的运算量，保证解调方法的实现。
确定各个状态后，再进一步根据第二调制指数、第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取无相位信息波形。
需要说明的是，第二调制指数可以为调制指数范围中的任何值，比如：对于BDR，第二调制指数可以为0.28～0.35中的任何值；对于LE，第二调制指数可以为0.45～0.55中的任何值。
为了简化运算，避免多个在解调时，多个调制指数的使用可能造成的误差，可以选择第二调制指数为第一调制指数。
为了兼顾调制指数范围内的设备，提高解调的性能，第二调制指数还可以为端点性能兼顾值调制指数，从而可以兼顾调制指数范围的端点处的性能，端点性能兼顾值调制指数通常为调制指数范围中处于中部区域的值，可能靠近其中某一个端点。
为了提高解调的准确性，还可以根据待解调信号的信号头进行调制指数估计，得到估计调制指数，第二调制指数可以为估计调制指数。
为提高解调速度，具体可以预先遍历在第二调制指数下，第一预定数量(L)+1个信息比特，得到各个更长时间间隔(L+1个信息比特)的各个无相位信息波形，然后截取当前时刻对应的波形，得到当前时刻的各个无相位信息波形，，形成无相位信息波形表，当具体解调时，仅根据具体的优选路径的第一预定数量的当前时刻前的信息比特，以及当前时刻的信息比特的取值进行查找即可。
当然，由于调制指数是一个范围，考虑到在实际解调时，可能会选择其中的某一个调制指数进行，可以预先获取并存储多个调制指数对应的各个无相位信息波形，也可以根据调制指数的偏差对波形进行相应的校正。
从而可以得到对应当前第一预定数量的当前时刻前的信息比特所对应的状态的无相位信息波形。
为了获取本地理想信号，除了获取各个状态的无相位信息波形，本地理想信号获取单元100，还需要获取实用累积相位。
具体地，实用累积相位根据第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特获取。
可以理解的是，对于第一时刻的实用累积相位，即初始实用累积相位可以通过自定义的方式确定。
如前，第二调制指数可以为调制指数范围内的任何值，在获取实用累积相位时所使用的第二调制指数与无相位信息波形的第二调制指数相同。
实用累积相位可以通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000261
其中：
Figure BDA0002601279410000262
--当前时刻的实用累积相位；
Figure BDA0002601279410000263
--前一时刻的实用累积相位；
huse--第二调制指数；
In-L+1--前一时刻即将离开的比特信息；
R2π[*]--对[]中的角度值取2π的余数。
可以理解的是，当第二调制指数等于第一调制指数时，实用累积相位等于固定累积相位，从而可以减少运算量。
而当实用累积相位与固定累积相位不同，即第二调制指数不同于第一调制指数，使实用累积相位与固定累积相位分离，可以选择端点性能兼顾值调制指数，或者估计调制指数作为第二调制指数，这样，一方面可以利用第一调制指数确定状态，减小状态的数量，另一方面，还可以避免由于第一调制指数偏离一个调制指数范围的端点所带来的误差，实用累积相位值对应的第二调制指数和接收信号本身的调制指数的误差可以很小，本地理想信号与接收信号的累积误差效应会大大减小，两者之间的相似程度会大大增加。
得到实用累积相位和无相位信息波形，进一步获取当前时刻的各个状态对应的本地理想信号。
具体地，可以通过以下公式获取本地理想信号：
Figure BDA0002601279410000271
其中：W(k)--当前时刻的本地理想信号的第k个采样点；
w(k)--当前时刻的无相位信息波形的第k个采样点；
θuse--实用累积相位；
j—虚数单位。
如前，当第一预定数量为4，第一调制指数为1/3时，状态数量为48个，再叠加上当前时刻的信息比特，所得到的本地理想信号有96个。
得到本地理想信号后，分支度量获取单元110根据接收信号，获取二者的分支度量。当然接收信号为与本地理想信号时间对应的信号。
具体地，可以通过以下公式获取分支度量：
Figure BDA0002601279410000272
其中：BMn--当前时刻的分支度量
W(k)--当前时刻的本地理想信号的第k个采样点；
R(k)--当前时刻的接收信号的第k个采样点；
Nspb--每个比特信息对应的采样数。
可以理解的是，如果本地理想信号有96个，那么当前时刻的分支度量有96个。
得到当前时刻的分支度量后，加比选-幸存路径确定-度量记录单元120进一步获取调制指数误差修正路径度量。
需要说明的是，本文的调制指数误差修正路径度量是指，将调制指数所带来的误差考虑在内的进行修正以后的路径度量，以及将误差考虑在内但未加处理的路径度量。
如前例子，当当前时刻的分支度量有96个时，所得到的调制指数误差修正路径度量有96个，而状态有48个，因此每个状态对应两个调制指数误差修正路径度量。
在一种具体实施方式中，加比选-幸存路径确定-度量记录单元120，适于根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻分支路径和前一时刻的各个幸存路径；获取各个幸存路径上靠近当前时刻的第二预定数量的各个幸存分支度量，得到各个临近分支度量；按照各个幸存路径和与其对应的分支路径，获取当前时刻的分支度量以及各个临近分支度量的和，得到当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量。
结合当前时刻的各个状态，以及状态跳转规则，获取与当前时刻的各个状态对应的分支路径，即前一时刻的某个状态跳转至当前时刻的某个状态的路径，以及前一时刻的各个幸存路径，最终获取当前时刻的分支路径和前一时刻的幸存路径之间的路径延续关系。
然后分别沿各个幸存路径依次向前，获取第二预定数量的各个幸存分支度量，当然，第二预定数量是指每个幸存路径上均需要获取第二预定数量的幸存分支度量，并将其称为临近分支度量。
按照幸存路径，获取到达第n时刻的各个临近分支度量的和，并根据状态跳转规则，得到沿各个幸存路径继续延伸的从第n时刻的状态跳转至第n+1时刻的状态的分支路径，进而得到各个分支路径所对应得分支度量，并加上分支度量，得到第n+1时刻各个状态的调制指数误差修正路径度量。
具体地，任何一个状态的调制指数误差修正路径度量均可以通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000281
其中：PMn--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
lseg--第二预定数量；
BMk--临近分支度量中的时刻k对应的分支度量；
BMn--当前时刻(n时刻)的分支度量。
当然，上述公式中，各个临近分支度量所对应的幸存路径与当前时刻的分支度量之间具有不同时刻的状态跳转路径延伸关系，对于当前时刻的任何一个状态，均按照上述公式获取当前时刻的调制指数误差修正路径度量，进而可以得到各个状态的当前时刻的调制指数误差修正路径度量，并且当前时刻的每个状态均有两个调制指数误差修正路径度量。
可以看出，本实施例中，在获取调制指数误差修正路径度量时，仅利用了靠近当前时刻的各个幸存分支度量和当前时刻的分支度量，获取各个状态的调制指数误差修正路径度量，从而可以减小由于时间延长所导致早期的本地理想信号与接收信号之间的偏差不断累加而变得越来越大情况的发生，提高调制指数误差修正路径度量的准确性，进而实现提高调解性能。
在另一种具体实施方式中，加比选-幸存路径确定-度量记录单元120，适于根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻分支路径和前一时刻的各个幸存路径，以及各个幸存路径的幸存路径度量；对各个幸存路径度量进行影响衰减，得到各个衰减路径度量；按照各个幸存路径和与其对应的分支路径，获取当前时刻的分支度量和衰减路径度量的和，得到当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量。
具体获取各个幸存路径和分支路径的方式前述的描述，在此不再赘述。
得到幸存路径后，即可根据幸存路径，获取与其对应的幸存路径度量。
容易理解的是，幸存路径度量为基于前一时刻的调制指数误差修正路径度量的获取、比较和选择得到的，为方便后一时刻的获取，在前一时刻得到以后，可以将其进行存储。
得到幸存路径度量后，为了减小前一时刻的幸存路径度量对当前时刻的调制指数误差修正路径度量的误差影响，可以对其进行衰减，得到各个衰减路径度量。
具体地，可以通过将幸存路径度量乘以一个小于1的衰减因子进行衰减，得到各个衰减路径度量。
在一种具体实施方式中，为了便于硬件实现，衰减因子可以通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000301
其中，η--衰减因子；
m--正整数。
m可以为任何一个正整数，比如1、2、3等等，通过上述公式获取衰减因子，可以简化衰减因子的获取逻辑，同时还可以减少调制指数误差修正路径度量获取时的计算量。
对于当前时刻的某个状态，结合幸存路径和状态跳转规则，得到到达某状态的各个分支路径以及状态跳转前的各个幸存路径，然后将相互延续的幸存路径的衰减路径度量与各个分支路径的分支度量相加，得到当前时刻某个状态的调制指数误差修正路径度量，直至得到完成当前时刻的全部状态的调制指数误差修正路径度量。
具体地，调制指数误差修正路径度量通过以下公式获取：
PMn＝η·PMn-1+BMn
其中：PMn--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
PMn-1--前一时刻的幸存路径的幸存路径度量；
η--衰减因子；
BMn--当前时刻的分支度量。
容易理解的是，上述公式适用于当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量的获取，但前一时刻的幸存路径的幸存路径度量所对应的幸存路径和当前时刻的分支度量所对应的分支路径之间具有路径延伸对应关系。
对于当前时刻的任何一个状态，均按照上述公式获取当前时刻的调制指数误差修正路径度量，进而可以得到各个状态的当前时刻的调制指数误差修正路径度量，并且当前时刻的每个状态均有两个调制指数误差修正路径度量。
可以看出，本实施例，在获取调制指数误差修正路径度量时，将幸存路径度量乘以一个小于1的衰减因子进行衰减，可以减小由于时间延长所导致早期的本地理想信号与接收信号之间的偏差不断累加而变得越来越大情况的发生，提高调制指数误差修正路径度量的准确性，进而实现提高调解性能，并且，在获取调制指数误差修正路径度量时，只需要获取前一时刻的幸存路径度量和当前时刻的分支度量，运算过程相对简单。
在另一种具体实施方式中，加比选-幸存路径确定-度量记录单元120，适于根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻的分支路径和前一时刻的各个幸存路径，并获取各个前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量以及各个前一时刻的幸存路径的幸存路径度量；根据幸存路径和分支路径的延伸关系确定延伸路径，获取位于同一延伸路径上的第二预定数量的幸存分支度量和当前时刻的分支度量的度量和以及所述度量和的模值；获取各个同一延伸路径上的所述度量和的模值以及所述前一时刻的幸存路径的幸存路径度量的和，得到各个当前时刻的调制指数误差修正路径度量。
具体获取各个幸存路径和分支路径的方式，在此不再赘述。
得到幸存路径后，进一步沿各个幸存路径，获取每一个幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量以及幸存路径度量。
然后将具有延伸关系的前一时刻的幸存路径和当前时刻的分支路径确定为延伸路径，得到各个延伸路径。
获取位于同一延伸路径上的第二预定数量的幸存分支度量和当前时刻的分支度量的度量和以及所述度量和的模值，进一步，获取位于同一延伸路径上的第二预定数量的幸存分支度量和当前时刻的分支度量的度量和，进而获取所述度量和的模值。
具体地，度量和模值通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000321
其中：tempn--度量和模值；
BMk--时刻k对应的分支度量；
lseg--第二预定数量。
在另一种具体实施方式中，度量和模值还可以通过以下公式获取：
Figure BDA0002601279410000322
其中：tempn--度量和模值；
BMk--时刻k对应的分支度量；
lseg--第二预定数量。
得到各个度量和模值后，进一步获取各个调制指数误差修正路径度量。
具体地，调制指数误差修正路径度量可以通过以下公式获取：
PMn＝PMn-1+tempn
其中：PMn--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
PMn-1--前一时刻的幸存路径度量；
tempn--度量和的模值。
这样，在获取调制指数误差修正路径度量时，利用度量和模值进一步计算调制指数误差修正路径度量，可以减小由于时间延长所导致早期的本地理想信号与接收信号之间的偏差不断累加而变得越来越大情况的发生，提高调制指数误差修正路径度量的准确性，进而实现提高调解性能。
得到调制指数误差修正路径度量后，加比选-幸存路径确定-度量记录单元120再比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特。
得到各个调制指数误差修正路径度量后，比较进入(跳转至)当前时刻同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特。
在一种具体实施方式中，可以选择跳转至当前时刻同一状态的各个调制指数误差修正路径度量中最大的调制指数误差修正路径度量，具体地，可以基于比较判断的输出为0或者1，确定幸存路径、幸存路径度量以及信息比特。比如如果A路径的调制指数误差修正路径度量的模值大于B路径的调制指数误差修正路径度量的模值，输出为0，否则输出为1，那么当接收到0时，确定A路径为幸存路径，A路径的调制指数误差修正路径度量为幸存路径度量，A路径的当前时刻的信息比特为该状态确定获取的信息比特。
容易理解的是，从前一时刻跳转至当前当前时刻同一状态的分支路径为两个，经过比较，得到满足要求的分支路径叠加前一时刻的幸存路径作为幸存路径。
为了方便下一时刻的幸存路径的确定以及后续步骤的执行，在一种具体实施方式中，在得到当前时刻的幸存路径后，还可以记录当前时刻的各个状态的幸存路径所对应的幸存分支度量和当前时刻的各个状态的幸存路径度量二者中的至少一者，以便下一时刻可以方便地获取到。
当然，基于获取调制指数误差修正路径度量的方式的不同，可以选择记录当前时刻的各个状态的幸存分支度量或者当前时刻的各个状态的幸存路径度量，或者二者同时记录，当然，当利用幸存分支度量获取调制指数误差修正路径度量时，至少需要记录当前时刻的各个状态的幸存分支度量；当利用幸存路径度量获取调制指数误差修正路径度量时，即可以记录当前时刻的各个状态的幸存分支度量，也可以记录当前时刻的各个状态的幸存路径度量，但后者可以减小运算量，提高解调效率。
状态跳转以及回溯输出单元130，适于当所述接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。。
得到幸存路径和当前时刻的信息比特后，确定接收信号是否为结尾信息，如果不是结尾信号，需进行后续信号的处理，则判断是否满足回溯要求，以及跳转至下一状态；如果是结尾信息，则说明当前信号包中的信号均已经发送完毕，则无需进行下一时刻信号的处理，仅需要将已经得到幸存路径的信号输出。
可以参考前述关于状态跳转规则的描述，在此不再赘述。
如果达到预定回溯要求，则进行回溯，在一种具体实施方式中，预定回溯要求可以为预定回溯深度，比如，设定回溯深度为10，当接收信号为第1个时刻的信息比特时，由于未满足预定回溯要求，则不回溯，而当接收信号为第11个时刻的信息比特时，按照回溯深度为10进行回溯，可知已经满足回溯要求，则任选一个当前时刻的各个状态的幸存路径，进行回溯，进而可以输出对应回溯时刻的信息比特。
可以理解的是，本文所述的对应回溯时刻是指根据预定回溯要求，与当前时刻对应的回溯时刻。
比如：当接收信号为第11个时刻的信息比特时，按照回溯深度为10进行回溯，则对应回溯时刻为第1时刻，即输出第1个时刻的信息比特，当接收信号为第12个时刻的信息比特时，按照回溯深度为10进行回溯，则对应回溯时刻为第2时刻，输出第2个时刻的信息比特。
如果信号包中的信号在还包含具体信息的信号之后还有其他信号辅助进行解调，那么可以其他信号实现回溯，满足具体信息的信号的输出。
当然，为了与尾部信号的处理方式保持一致，并方便处理，还可以选择当前时刻的各个状态的幸存路径度量最大的幸存路径进行回溯。
在另一种具体实施方式中，当信号包中的信号仅包含具体信息的信号，即结尾信号也是需要进行解调，实现信号的获取，但无法满足前述的回溯要求，为此，本发明实施例所提供的回溯装置的状态跳转以及回溯输出单元130，还适于：
回溯当前时刻的各个状态的幸存路径度量最大的幸存路径，输出所述对应回溯时刻之后到所述结尾信号的信息比特序列。
如果接收信号为结尾信号，无法通过回溯的方式实现当前信号的输出，在此情况下，通过比较当前时刻的各个状态的幸存路径度量，获取幸存路径度量最大的幸存路径，进而通过回溯当前时刻的幸存路径度量最大的幸存路径，获取从对应回溯时刻之后的信号至结尾信号的信息比特序列，得到全部信号的解调信号。
这样，本发明实施例所提供的解调装置，一方面利用落入调制指数范围内的有理数作为第一调制指数，并利用第一调制指数所对应的固定累积相位确定各个状态，使得具有调制指数范围的设备具有可控数量的状态，可以保证本发明实施例所提供的利用维特比算法的调制方法的可行性，同时利用第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特确定实用累积相位，使得实用累积相位与固定累积相位不同，可以减小由于固定累积相位所对应的第一调制指数所带来的较大误差；进一步地，为保证后续幸存路径确定的准确性，避免由于第二调制指数的使用，以及第二调制指数与第一调制指数的不同所带来的误差累积，根据当前时刻分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量或者第二预定数量的分支度量二者中的一者获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，并通过对调制指数误差修正路径度量的模值的比较确定各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特，提高幸存路径度量、幸存路径和信息比特确定的准确性。从而，本发明实施例所提供的解调方法，在实现具有调制指数范围的设备的信号解调的基础上，可以降低由于调制指数所造成的误差影响，提高解调性能。
当然，本发明实施例还提供一种设备，本发明实施例所提供的解调设备可以包括同步器200和解调器210，同步器200适于获取信号的初始信号，得到接收信号并将接收信号传输至解调器210，解调器210执行前述的解调方法，得到解调信息。容易理解的是，解调器210中包括能够实现前述各个功能的硬件芯片或者硬件芯片区域。
在一种具体实施方式中，所述解调设备可以为蓝牙。
在另一种具体实施方式中，本发明实施例提供的解调设备还可以通过程序形式装载上述的程序模块架构，以实现本发明实施例提供的解调方法，从而实现仿真测试等需要；该硬件设备可以应用于具体数据处理能力的电子设备，该电子设备可以为：例如终端设备或服务器设备。
可选的，图15示出了本发明实施例提供的设备一种可选硬件设备架构，可以包括：至少一个存储器3和至少一个处理器1；存储器存储有程序，处理器调用程序，以执行前述的解调方法，另外，至少一个通信接口2和至少一个通信总线4；处理器1和存储器3可以位于同一电子设备，例如处理器1和存储器3可以位于服务器设备或者终端设备；处理器1和存储器3也可以位于不同的电子设备。
作为本发明实施例公开内容的一种可选实现，存储器3可以存储程序，处理器1可调用程序，以执行本发明上述实施例提供的解调方法。
本发明实施例中，电子设备可以是能够进行信号解调的平板电脑、笔记本电脑等设备。
在本发明实施例中，处理器1、通信接口2、存储器3、通信总线4的数量为至少一个，且处理器1、通信接口2、存储器3通过通信总线4完成相互间的通信；显然，图15所示的处理器1、通信接口2、存储器3和通信总线4的通信连接示意仅是可选的一种方式；
可选的，通信接口2可以为通信模块的接口，如GSM模块的接口；
处理器1可能是中央处理器CPU，或者是特定集成电路ASIC(ApplicationSpecific Integrated Circuit)，或者是被配置成实施本发明实施例的一个或多个集成电路。
存储器3可能包含高速RAM存储器，也可能还包括非易失性存储器(non-volatilememory)，例如至少一个磁盘存储器。
需要说明的是，上述的设备还可以包括与本发明实施例公开内容可能并不是必需的其他器件(未示出)；鉴于这些其他器件对于理解本发明实施例公开内容可能并不是必需，本发明实施例对此不进行逐一介绍。
本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，当该指令被处理器执行时可以实现如上解调方法。
本发明实施例所提供的解调设备以及计算机可读存储介质，当进行信号解调时，一方面利用落入调制指数范围内的有理数作为第一调制指数，并利用第一调制指数所对应的固定累积相位确定各个状态，使得具有调制指数范围的设备具有可控数量的状态，可以保证本发明实施例所提供的利用维特比算法的调制方法的可行性，同时利用第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特确定实用累积相位，使得实用累积相位与固定累积相位不同，可以减小由于固定累积相位所对应的第一调制指数所带来的较大误差；进一步地，为保证后续幸存路径确定的准确性，避免由于第二调制指数的使用，以及第二调制指数与第一调制指数的不同所带来的误差累积，根据当前时刻分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量或者第二预定数量的分支度量二者中的一者获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，并通过对调制指数误差修正路径度量的模值的比较确定各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特，提高幸存路径度量、幸存路径和信息比特确定的准确性。从而，本发明实施例所提供的解调方法，在实现具有调制指数范围的设备的信号解调的基础上，可以降低由于调制指数所造成的误差影响，提高解调性能。。
上述本发明的实施方式是本发明的元件和特征的组合。除非另外提及，否则元件或特征可被视为选择性的。各个元件或特征可在不与其它元件或特征组合的情况下实践。另外，本发明的实施方式可通过组合部分元件和/或特征来构造。本发明的实施方式中所描述的操作顺序可重新排列。任一实施方式的一些构造可被包括在另一实施方式中，并且可用另一实施方式的对应构造代替。对于本领域技术人员而言明显的是，所附权利要求中彼此没有明确引用关系的权利要求可组合成本发明的实施方式，或者可在提交本申请之后的修改中作为新的权利要求包括。
本发明的实施方式可通过例如硬件、固件、软件或其组合的各种手段来实现。在硬件配置方式中，根据本发明示例性实施方式的方法可通过一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。
在固件或软件配置方式中，本发明的实施方式可以模块、过程、功能等形式实现。软件代码可存储在存储器单元中并由处理器执行。存储器单元位于处理器的内部或外部，并可经由各种己知手段向处理器发送数据以及从处理器接收数据。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
虽然本发明实施例披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种变动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (27)

1.一种解调方法，其特征在于，包括：
根据当前时刻各个状态的无相位信息波形和当前时刻各个所述状态对应的实用累积相位，获取当前时刻的各个所述状态对应的本地理想信号，其中，各个状态根据第一预定数量的信息比特和第一调制指数所对应的固定累积相位确定，固定累积相位根据所述第一调制指数、前一时刻的实用累积相位和前一时刻的信息比特获取，无相位信息波形根据第二调制指数、第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取，各个所述当前时刻实用累积相位根据所述第二调制指数、前一时刻的实用累积相位和前一时刻的信息比特获取，第一调制指数为调制指数范围内的有理数，第二调制指数为所述调制指数范围的任何值；
根据各个所述本地理想信号和与所述本地理想信号对应的接收信号，获取各个分支路径的分支度量；
根据当前时刻各个分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特；
当所述接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
2.如权利要求1的解调方法，其特征在于，所述根据当前时刻各个状态的分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量的步骤包括：
根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻分支路径和前一时刻的各个幸存路径；
获取各个幸存路径上靠近当前时刻的第二预定数量的各个幸存分支度量，得到各个临近分支度量；
按照各个幸存路径和与其对应的分支路径，获取当前时刻的分支度量以及各个临近分支度量的和，得到当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量。
3.如权利要求2的解调方法，其特征在于，调制指数误差修正路径度量通过以下公式获取：
Figure FDA0002601279400000021
其中：PMn′--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
lseg--第二预定数量；
BMk--临近分支度量中的时刻k对应的分支度量；
BMn--当前时刻(n时刻)的分支度量。
4.如权利要求1的解调方法，其特征在于，所述根据当前时刻各个状态的分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量的步骤包括：
根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻分支路径和前一时刻的各个幸存路径，以及各个幸存路径的幸存路径度量；
对各个幸存路径度量进行影响衰减，得到各个衰减路径度量；
按照各个幸存路径和与其对应的分支路径，获取当前时刻的分支度量和衰减路径度量的和，得到当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量。
5.如权利要求4的解调方法，其特征在于，所述调制指数误差修正路径度量通过以下公式获取：
PMn＝η·PMn-1+BMn
其中：PMn′--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
PMn-1--前一时刻幸存路径的幸存路径度量；
η--衰减因子；
BMn--当前时刻的分支度量。
6.如权利要求5的解调方法，其特征在于，衰减因子通过以下公式获取：
Figure FDA0002601279400000031
其中，η--衰减因子；
m--正整数。
7.如权利要求1的解调方法，其特征在于，所述根据当前时刻各个状态的分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量的步骤包括：
根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻的分支路径和前一时刻的各个幸存路径，并获取各个前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量以及各个前一时刻的幸存路径的幸存路径度量；
根据幸存路径和分支路径的延伸关系确定延伸路径，获取位于同一延伸路径上的第二预定数量的幸存分支度量和当前时刻的分支度量的度量和以及所述度量和的模值；
获取各个同一延伸路径上的所述度量和的模值以及所述前一时刻的幸存路径的幸存路径度量的和，得到各个当前时刻的调制指数误差修正路径度量。
8.如权利要求7的解调方法，其特征在于，调制指数误差修正路径度量通过以下公式获取：
PMn＝PMn-1+tempn
其中：PMn′--当前时刻的调制指数误差修正路径度量；
PMn-1--前一时刻的幸存路径度量；
tempn--度量和的模值。
9.如权利要求8的解调方法，其特征在于，所述度量和模值通过以下公式获取：
Figure FDA0002601279400000041
其中：tempn--度量和模值；
BMk--时刻k对应的分支度量；
lseg--第二预定数量。
10.如权利要求8的解调方法，其特征在于，所述度量和模值通过以下公式获取：
Figure FDA0002601279400000042
其中：tempn--度量和模值；
BMk--时刻k对应的分支度量；
lseg--第二预定数量。
11.如权利要求1-10任一项所述的解调方法，其特征在于，还包括：
当所述接收信号为结尾信号时，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径度量最大的幸存路径，输出所述对应回溯时刻之后到所述结尾信号的信息比特序列。
12.如权利要求1-10任一项所述的解调方法，其特征在于，所述回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特包括：
回溯当前时刻的各个状态的幸存路径度量最大的幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
13.如权利要求1-10任一项的解调方法，其特征在于，第二调制指数包括端点性能兼顾值调制指数、第一调制指数或根据信号头估计得到的估计调制指数。
14.如权利要求1-10任一项的解调方法，其特征在于，所述获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特的步骤之后还包括：
记录当前时刻的各个状态的幸存路径所对应的幸存分支度量和当前时刻的各个状态的幸存路径度量二者中的至少一者。
15.如权利要求1-10任一项的解调方法，其特征在于，本地理想信号通过以下公式获取：
Figure FDA0002601279400000051
其中：W(k)--当前时刻的本地理想信号的第k个采样点；
w(k)--当前时刻的无相位信息波形的第k个采样点；
θuse--实用累积相位；
j--虚数单位
16.如权利要求1-10任一项的解调方法，其特征在于，分支度量通过以下公式获取：
Figure FDA0002601279400000052
其中：BMn--当前时刻的分支度量；
W(k)--当前时刻的本地理想信号的第k个采样点；
R(k)--当前时刻的接收信号的第k个采样点；
Nspb--每个比特信息对应的采样数。
17.一种解调装置，其特征在于，包括：
本地理想信号获取单元，适于根据各个状态的无相位信息波形和当前时刻各个所述状态对应的实用累积相位，获取当前时刻的各个所述状态对应的本地理想信号，其中，各个状态根据第一预定数量的信息比特和第一调制指数所对应的固定累积相位的确定，固定累积相位根据所述第一调制指数、前一时刻的实用累积相位和前一时刻的信息比特获取，无相位信息波形根据第二调制指数、第一预定数量的当前时刻前的信息比特和当前时刻的信息比特获取，各个实用累积相位根据第所述二调制指数、前一时刻的实用累积相位和当前时刻的信息比特获取，第一调制指数为落入调制指数范围内的有理数，第二调制指数为调制指数范围的任何值；
分支度量获取单元，适于根据各个所述本地理想信号和与所述本地理想信号时间对应的接收信号，获取各个分支路径的分支度量；
加比选-幸存路径确定-度量记录单元，适于根据当前时刻各个分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，比较进入同一状态的各个调制指数误差修正路径度量的模值获取满足要求的当前时刻的幸存路径度量，获取满足要求的当前时刻的各个状态的幸存路径度量、幸存路径和信息比特；
状态跳转以及回溯输出单元，适于当所述接收信号为非结尾信号时，跳转至下一时刻的各个状态，直至达到回溯预定要求，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
18.如权利要求17的解调装置，其特征在于，所述加比选-幸存路径确定-度量记录单元，适于根据当前时刻各个状态的分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，包括：
根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻分支路径和前一时刻的各个幸存路径；
获取各个幸存路径上靠近当前时刻的第二预定数量的各个幸存分支度量，得到各个临近分支度量；
按照各个幸存路径和与其对应的分支路径，获取当前时刻的分支度量以及各个临近分支度量的和，得到当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量。
19.如权利要求17的解调装置，其特征在于，所述加比选-幸存路径确定-度量记录单元，适于根据当前时刻各个状态的分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，包括：
根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻分支路径和前一时刻的各个幸存路径，以及各个幸存路径的幸存路径度量；
对各个幸存路径度量进行影响衰减，得到各个衰减路径度量；
按照各个幸存路径和与其对应的分支路径，获取当前时刻的分支度量和衰减路径度量的和，得到当前时刻的各个状态的调制指数误差修正路径度量。
20.如权利要求17的解调装置，其特征在于，所述加比选-幸存路径确定-度量记录单元，适于根据当前时刻各个状态的分支度量，以及前一时刻的幸存路径的幸存路径度量和前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量二者中的至少一者，获取当前时刻的各个调制指数误差修正路径度量，包括：
根据当前时刻各个状态以及状态跳转规则，获取当前时刻各个状态的当前时刻的分支路径和前一时刻的各个幸存路径，并获取各个前一时刻的幸存路径的第二预定数量的幸存分支度量以及各个前一时刻的幸存路径的幸存路径度量；
根据幸存路径和分支路径的延伸关系确定延伸路径，获取位于同一延伸路径上的第二预定数量的幸存分支度量和当前时刻的分支度量的度量和以及所述度量和的模值；
获取各个同一延伸路径上的所述度量和的模值以及所述前一时刻的幸存路径的幸存路径度量的和，得到各个当前时刻的调制指数误差修正路径度量。
21.如权利要求17-20任一项所述的解调装置，其特征在于，状态跳转以及回溯输出单元，还适于当所述接收信号为结尾信号时，回溯当前时刻的各个状态的幸存路径度量最大的幸存路径，输出所述对应回溯时刻之后到所述结尾信号的信息比特序列。
22.如权利要求17-20任一项所述的解调装置，其特征在于，状态跳转以及回溯输出单元，适于回溯当前时刻的各个状态的幸存路径中的任何一个幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特包括：
回溯当前时刻的各个状态的幸存路径度量最大的幸存路径，输出对应回溯时刻的信息比特。
23.如权利要求17-20任一项的解调装置，其特征在于，第二调制指数包括端点性能兼顾值调制指数、第一调制指数或根据信号头估计得到的估计调制指数。
24.一种解调设备，其特征在于，包括同步器和解调器，所述同步器获取信号的初始信号，得到接收信号，并将接收信号传输至所述解调器，所述解调器执行如权利要求1-16任一项所述的解调方法。
25.如权利要求24所述的解调设备，其特征在于，所述解调设备包括蓝牙。
26.一种解调设备，其特征在于，包括至少一个存储器和至少一个处理器；所述存储器存储有程序，所述处理器调用所述程序，以执行如权利要求1-16任一项所述的解调方法。
27.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有适于解调的程序，以实现如权利要求1-16任一项所述的解调方法。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113973037A (zh) * 2020-07-24 2022-01-25 晶晨半导体(上海)股份有限公司 解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质
EP3965384A1 (en) * 2020-09-07 2022-03-09 RivieraWaves Method for decoding an rf signal bearing a sequence of symbols modulated by cpm and associated decoder

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1176722A (zh) * 1995-12-29 1998-03-18 摩托罗拉公司 对编码的信号进行译码的方法和装置
JP2005294898A (ja) * 2004-03-31 2005-10-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd ビタビ復号方法、復号化装置、移動局無線装置、基地局無線装置および移動通信システム
GB201403211D0 (en) * 2014-02-24 2014-04-09 Neul Ltd Low complexity GMSK receiver for fast varying channels and narrow bandwidth channels
CN108881088A (zh) * 2018-08-01 2018-11-23 上海华虹集成电路有限责任公司 一种卷积编码的gfsk信号的联合解调和译码方法

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2546011B1 (fr) * 1983-05-09 1986-02-21 Vallet Robert Procede de demodulation non-coherente d'un signal module lineairement a energie par symbole constante et demodulateur pour la mise en oeuvre dudit procede
US6233290B1 (en) * 1995-04-13 2001-05-15 California Institute Of Technology Method for noncoherent coded modulation
IT1292066B1 (it) * 1997-06-03 1999-01-25 Italtel Spa Ricevitore non coerente a stima di sequenza per modulazioni numeriche lineari
US6477208B1 (en) * 1997-10-30 2002-11-05 Comtier Composite trellis system and method
US5974091A (en) * 1997-10-30 1999-10-26 Communication Network Systems Composite trellis system and method
DE10038681A1 (de) * 2000-08-08 2002-02-21 Infineon Technologies Ag Demodulationsverfahren und Demodulator für CPFSK-modulierte Signale
US7120207B2 (en) * 2001-12-31 2006-10-10 Nokia Corporation Transmission method and radio receiver
US20060291592A1 (en) * 2004-10-15 2006-12-28 Perrins Erik S Multi-symbol noncoherent CPM detector
US8194692B2 (en) * 2004-11-22 2012-06-05 Via Technologies, Inc. Apparatus with and a method for a dynamic interface protocol
CA2545950C (en) * 2005-05-06 2013-10-01 Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry Through The Communications Research Centre Canada Iterative non-coherent cpm decoder
US7532676B2 (en) * 2005-10-20 2009-05-12 Trellis Phase Communications, Lp Single sideband and quadrature multiplexed continuous phase modulation
US7609614B2 (en) * 2005-10-20 2009-10-27 Trellis Phase Communications, Lp Uplink modulation and receiver structures for asymmetric OFDMA systems
US7831892B2 (en) * 2007-01-20 2010-11-09 Harris Corporation Generic, reduced state, maximum likelihood decoder
JP4922242B2 (ja) * 2008-06-05 2012-04-25 パナソニック株式会社 符号化装置、符号化方法、及びビタビ復号装置
US8483323B2 (en) * 2009-09-11 2013-07-09 Amlogic Co., Ltd. Methods and apparatuses for channel estimation of OFDM systems to combat multipath fading
US8081013B1 (en) * 2010-07-13 2011-12-20 Amlogic Co., Ltd. Digital phase and frequency detector
US8959419B1 (en) * 2011-12-20 2015-02-17 Marvell International Ltd. Viterbi architecture for BDR/BLE
US9049480B2 (en) * 2013-09-30 2015-06-02 Amlogic Co., Ltd. Methods and systems for demapping a multi-carrier signal
US9049090B2 (en) * 2013-09-30 2015-06-02 Amlogic Co., Ltd. Methods and systems for fine timing synchronization
US9299669B2 (en) * 2014-01-23 2016-03-29 Amlogic Co., Ltd. Electrostatic discharge device gate biasing for a transmitter
US20170180171A1 (en) * 2015-12-18 2017-06-22 Qualcomm Incorporated Frequency synchronization of convolutionally coded gfsk signals
CN109831398B (zh) * 2018-12-29 2021-11-26 晶晨半导体(上海)股份有限公司 一种串行数据接收器的多级均衡器增益的自动调整方法
CN109818606B (zh) * 2018-12-29 2023-03-28 晶晨半导体(上海)股份有限公司 一种高速判决器
CN109729404B (zh) * 2019-01-15 2021-06-04 晶晨半导体(上海)股份有限公司 一种基于嵌入式的播放器的同步调制方法
US10924311B1 (en) * 2020-05-15 2021-02-16 Dialog Semiconductor B.V. Multi-standard BCPM demodulator using Viterbi algorithm
CN113973037A (zh) * 2020-07-24 2022-01-25 晶晨半导体(上海)股份有限公司 解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质
CN113973038A (zh) * 2020-07-24 2022-01-25 晶晨半导体(上海)股份有限公司 编码信号解调方法、装置、设备以及计算机可读存储介质

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1176722A (zh) * 1995-12-29 1998-03-18 摩托罗拉公司 对编码的信号进行译码的方法和装置
JP2005294898A (ja) * 2004-03-31 2005-10-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd ビタビ復号方法、復号化装置、移動局無線装置、基地局無線装置および移動通信システム
GB201403211D0 (en) * 2014-02-24 2014-04-09 Neul Ltd Low complexity GMSK receiver for fast varying channels and narrow bandwidth channels
CN104869088A (zh) * 2014-02-24 2015-08-26 钮勒有限公司 用于快速变化信道和窄带宽信道的低复杂性gmsk接收机
CN108881088A (zh) * 2018-08-01 2018-11-23 上海华虹集成电路有限责任公司 一种卷积编码的gfsk信号的联合解调和译码方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
陈飞;窦高奇;高俊;万志毅;: "基于倾斜相位的CPM信号调制解调设计", 通信技术, no. 05, 10 May 2015 (2015-05-10) *

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