CN113595554B - 一种高精度的电压-时间转换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高精度的电压‑时间转换器，包括：采样保持电路、振荡器、信号校正电路、轨对轨电压比较器，其中采样保持电路采样输入的电压信号，并保持其状态；振荡器用于产生一组方波信号和三角波信号；信号校正电路用于校正方波信号和三角波信号之间的相位，并使之相位匹配；轨对轨电压比较器用于对输入的两组信号进行全电压范围内的比较。本发明能够将输入电压信号转换为精确的时间量，从而有效地提升时间域ADC的量化精度。

Description

一种高精度的电压-时间转换器

技术领域

本发明属于时间域ADC集成电路设计领域，具体涉及一种将电压信号转换为时间信号的高精度电压-时间转换器(VTC)。

背景技术

随着半导体工艺制程的进步，模拟电路中热噪声等非理想因素并未随着工艺的提升而改善，模拟电路中运放的增益带宽、线性度等性能也随之减弱。针对半导体工艺在不断提升过程中电压域ADC性能受限等因素，时间域ADC有着分辨率高，面积小、结构简单、功耗低等优势。VTC作为时间域ADC重要组成部分，是将连续型的电压信号转换成时间信号，其转换精度决定着时间域ADC的量化精度，VTC已经成为当今研究的重点。

传统的VTC采用采样开关组合的形式，首先将电压信号采样到采样电容中，改变开关逻辑将采样电容中极板电压反相，电流源对电容充电直到超过反相器的跳变电压产生输出脉冲信号。传统的VTC虽然结构简单，但是由于会受到MOS管导通电阻非线性、电流过充等非理想因素影响，VTC存在转换精度不高等问题。

发明内容

本发明为克服现有技术存在的缺点，提出一种高精度的电压-时间转换器，以期能精准地将电压信号转换为时间域信号，从而有效地提升时间域ADC的量化精度，并克服传统的电压-时间转换器受电流过冲等非理想因素影响，输出时间波形存在严重的非线性问题。

本发明为解决技术问题采用如下技术方案：

本发明一种高精度的电压-时间转换器的特点在于，包括：采样保持电路、振荡器、信号校正电路、轨对轨电压比较器；

所述采样保持电路由开关管M7、三个辅助电容C1-C3、一个采样电容C4、三个控制MOS管M3、M8、M9、三个快速预充MOS管M0-M2以及三个辅助MOS管M4-M6组成；

所述开关管M7的源极对所输入的电压信号Vin进行采样并保持到采样电容C4中；

两个快速预充MOS管M0、M1以及两个辅助电容C1、C2组成快速电荷泵；其中，辅助电容C1、C2上极板分别连接快速预充MOS管M0和M1的漏极，快速预充MOS管M2的栅极连接快速预充MOS管M0的漏极，快速预充MOS管M0的源极与快速预充MOS管M1的栅极相连，快速预充MOS管M0的栅极与快速预充MOS管M1的源极相连，用于将辅助电容C1上的电荷快速升压到2VDD；由辅助电容C1或C2接收外部输入的逻辑控制信号k1和k2进行预充电，以控制快速预充MOS管M2的导通状态；

辅助电容C3的上下极板分别连接快速预充MOS管M2的源极和控制MOS管M3的漏极，快速预充MOS管M2和控制MOS管M3用于控制采样电容C3的电压；

由控制MOS管M8和控制MOS管M9组成反相器，辅助MOS管M5的栅极接VDD，辅助MOS管M4的源极连接快速预充MOS管M2的漏极，辅助MOS管M5的源极连接控制MOS管M8的漏极，辅助MOS管M4和辅助MOS管M5的漏极均与辅助MOS管M6、开关管M7的栅极相连，用于控制辅助MOS管M6、开关管M7的导通状态；当辅助MOS管M6导通时，开关管M7的衬底和源极短接，用于抑制开关管M7的体效应；

辅助MOS管M6管与辅助电容C3和辅助MOS管M4组成导通回路，用于保持开关管M7的栅源电压恒定以抑制其非电阻线性效应；

辅助MOS管M6的源极与输入的电压信号Vin连接，辅助MOS管M6的漏端与控制MOS管M3的漏端以及开关管M7的衬底相连接；辅助MOS管M6管导通使得辅助电容C3下极板的电压等于电压信号Vin，使得开关管M7的栅源电压保持为VDD不变；

所述开关管M7漏极的输出信号Vq作为所述轨对轨电压比较器的正相输入端的输入信号；

所述振荡器由偏置电路、使能控制模块、振荡电路和施密特触发器组成；

所述偏置电路为振荡电路提供偏置信号；

所述振荡电路在使能控制模块的控制下产生一组三角波信号Vo，并作为所述轨对轨电压比较器的反相输入端的输入信号；

所述施密特触发器将所述三角波信号Vo转换为方波信号Vout，提供给所述信号校正电路；

所述信号校正电路包括：占空比调整电路和相位校正电路；

所述占空比调整电路对所述方波信号Vout进行占空比调整，以产生方波信号Voq；

所述相位校正电路对方波信号Voq进行延时，得到方波信号Vk，并使得方波信号Vk的高电平区域段对应于三角波信号Vo的尖峰段；

所述相位校正电路根据方波信号Vk产生一对相位相反的信号k1和k2，从而为所述采样保持电路提供逻辑控制信号；

所述轨对轨电压比较器将所述采样保持电路的输出信号Vq与所述振荡器的输出信号Vo进行全电压范围内的比较，得到比较后的输出信号Ton，并作为电压-时间转换器的转换结果。

本发明所述一种高精度的电压-时间转换器的特点也在于：

所述偏置电路是由三个NMOS管M10、M11、M16和两个PMOS管M12、M13组成；

由NMOS管M10和NMOS管M11管组成电流镜，用于将基准电流复制到PMOS管M12和NMOS管M16所在支路；由PMOS管M12和PMOS管M13组成的电流镜，用于将PMOS管M12的支路电流复制到PMOS管M13所在的支路；

所述使能控制模块由NMOS管M25和PMOS管M26组成；

NMOS管M25跨接在NMOS管M10的栅极与地之间，NMOS管M25的栅极接收外部输入的使能信号ENB；PMOS管M26跨接在PMOS管M12的栅极与VDD之间，PMOS管M26的栅极接入外部输入的使能信号EN；且外部输入的使能信号EN与ENB是一对逻辑相反的使能信号，用于控制振荡器的开启与关断；

所述振荡电路是由两个NMOS管M15、M16、两个PMOS管M13、M14，电容C5和与门AND组成；

与门AND的输入端接收使能信号EN与方波信号Vout；由PMOS管M14与NMOS管M15组成电流源控制开关，并接入与门AND的输出端，用于控制电流对电容C5的充电或放电，并相应输出三角波信号Vo，作为轨对轨比较器的反相输入端的输入信号；

所述施密特触发器是由四个NMOS管M19、M20、M22、M24和四个PMOS管M17、M18、M21、M23组成；

六个MOS管M17-M22控制施密特触发器的上升沿和下降沿的跳变电平；

PMOS管M23和NMOS管M24组成反相器，用于对施密特触发器的输出信号进行整形，输出方波信号Vout，并作为所述相位校正电路的输入信号。

所述占空比调整电路由脉冲缩放电路和脉冲整形电路组成；

所述脉冲缩放电路由八个MOS管M29-M36组成，并构成四个反相器INV1-INV4；

所述四个反相器INV1-INV4通过调整八个MOS管M29-M36的宽长比来调整所述方波信号Vout的上升沿和下降沿在四个反相器INV1-INV4的传输时间，以实现对方波信号Vout占空比的放缩；

所述脉冲整形电路由四个MOS管M37-M40组成，并构成两个反相器INV5-INV6；

所述两个反相器INV5-INV6通过调整四个MOS管M37-M40的宽长比来调整方波信号Voq的上升时间和下降时间，以增强方波信号Voq的驱动能力；

所述相位校正电路是由匹配延迟单元、反相器INV7和选通器TGATE组成；

所述匹配延迟单元接受所述方波信号Voq，并调整方波Voq信号与三角波信号Vo的相位差，使方波信号Voq在高电平期间包含三角波信号的尖峰段；

所述反相器INV7由NMOS管M25和PMOS管M26构成；

所述选通器TGATE由NMOS管M27和PMOS管M28构成；

所述匹配延迟单元的输出信号Vk分别接入所述反相器INV7和所述选通器TGATE，并相应产生输出信号k1和k2；通过调节所述反相器INV7和选通器TGATE的宽长比，以产生的控制信号k1和k2为一对差分信号，并作为采样保持电路的逻辑控制信号。

所述轨对轨电压比较器由偏置电路、高电平比较电路、低电平比较电路和放大电路组成；

所述偏置电路接收恒压源信号Vp，从而为所述高电平比较电路、低电平比较电路、放大电路提供恒流源偏置；

所述高电平比较电路接收所述采样保持电路的输出信号Vq和所述振荡器输出的三角波信号Vo，用于对处于高电平段时的输出信号Vq和三角波信号Vo进行比较；

所述低电平比较电路也接收所述采样保持电路的输出信号Vq和所述振荡器输出的三角波信号Vo，用于对处于低电平段时的输出信号Vq和三角波信号Vo进行比较；

所述放大电路是由电流拷贝A模块、电流拷贝B模块、电流镜、电流作差器、二级CS放大器组成；

所述电流拷贝A模块拷贝所述高电平比较电路的负载电流；

所述电流拷贝B模块拷贝所述低电平比较电路的负载电流；

所述电流镜对所述电流拷贝B模块的所拷贝的负载电流进行镜像，并传输给所述电流作差器；

所述电流作差器对所述电流拷贝A模块和电流拷贝B模块的所拷贝的负载电流进行线性处理，产生变化的电压；

所述二级CS放大器接收所述电流作差电路所产生的变化电压，并对变化电压实现二级放大，得到的输出信号Ton作为输出信号Vq和三角波信号Vo的比较结果，也作为电压-时间转换器的最终结果。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

1.本发明高精度电压-时间转换器的采样保持电路，克服了传统MOS管开关的导通电阻非线性、体效应等问题；一方面通过电荷泵电路将电容C3电压泵到VDD，再通过控制MOS管开关时序将开关管栅极电位钳制在Vin+VDD，开关管的栅源电压固定为VDD，因此开关管的导通电阻恒定；另一方面，通过将开关管的衬底与源极相连，减小了衬偏效应，因此开关管的阈值电压恒定。

2.本发明高精度电压-时间转换器利用信号校正电路巧妙地将三角波波峰时间与开关控制信号k1/k2高电平对应起来，减小了由于波峰时间段内由于幅值非线性而导致的比较误差，有效地提升了电压-时间转换器的转换精度。

3.本发明中振荡器并未采用传统的晶振电路来产生时钟信号，而是采用了数字逻辑电路产生时钟信号，数字时钟信号的电路简单，并且集成度高，受工艺、电源电压、温度等非理想因素影响较小，通过施密特触发器整形之后，相位噪声较低。

4.本发明中信号校正电路中占空比调整部分采用脉冲缩放电路和脉冲整形电路，巧妙地利用脉冲信号的上升沿和下降沿在反相器中传输时间的不同，控制反相器中NMOS管和PMOS管的宽长比改变上升沿和下降沿的时间间隔，产生了期望的宽长比，脉冲整形电路整形宽长比调整后的信号，增强了信号的驱动性，此结构简单，不易受工艺、电源电压、温度的影响。

5.本发明中电压比较电路采用轨对轨结构，对于传统的电压比较器，当输入电压较低或较高时存在电压比较盲区，无法实现期望的电压范围比较，采用轨对轨电压比较器有效地实现了信号在全电压域的比较，拉大了电压比较范围且降低了电压失调。

附图说明

图1是本发明的整体结构示意图；

图2是本发明的栅压自举开关示意图；

图3是本发明的振荡器结构示意图；

图4是本发明的占空比调整电路示意图；

图5是本发明的相位校正电路示意图；

图6是本发明的轨对轨电压比较器电路示意图；

图7是本发明的时序电路示意图；

图8是本发明中传统VTC的结构示意图；

图9是未采用本发明技术的VTC仿真图；

图10是采用本发明技术的VTC仿真图。

具体实施方式

本实施例中，如图1所示，一种高精度的电压-时间转换器结构，包括：

用于实现输入电压采样的采样保持电路，该电路能保证精准采样输入电压信号，并将其存储在采样电容中，在比较器量化期间对输入电压信号进行保持，该结构采用栅压自举开关减小MOS导通电阻非线性等问题；

用于产生三角波信号Vo和矩形波信号Vout的振荡器，该电路采用产生的三角波信号Vo用于与采样电压信号Vq进行比较，该电路产生的方波信号Vout作为信号校正电路的输入信号；

用于产生逻辑控制信号k1/k2的信号校正电路，该电路可以调节输入方波信号的占空比以及校正逻辑信号k1/k2与三角波信号Vo的相位关系；

用于比较采样电压信号Vq和三角波信号Vo的轨对轨电压比较器，该结构采用高/低电平比较电路可实现全量程电压比较；

如图2所示，采样保持电路由开关管M7、三个辅助电容C1-C3、一个采样电容C4、三个控制MOS管M3、M8、M9、三个快速预充MOS管M0-M2以及三个辅助MOS管M4-M6组成；

开关管M7的源极对所输入的电压信号Vin进行采样并保持到采样电容C4中；

两个快速预充MOS管M0、M1以及两个辅助电容C1、C2组成快速电荷泵；其中，辅助电容C1、C2上极板分别连接快速预充MOS管M0和M1的漏极，快速预充MOS管M2的栅极连接快速预充MOS管M0的漏极，快速预充MOS管M0的源极与快速预充MOS管M1的栅极相连，快速预充MOS管M0的栅极与快速预充MOS管M1的源极相连；由辅助电容C1或C2接收外部输入的逻辑控制信号k1和k2进行预充电，以控制快速预充MOS管M2的导通状态。在k1处于低电平、k2处于高电平期间，MOS管M5、M9导通，开关管M7栅极接地，开关管M7关断。电容C1上极板被电容C1、C2和MOS管M0、M1组成的电荷泵快速的泵到2VDD；

辅助电容C3的上下极板分别连接快速预充MOS管M2的源极和控制MOS管M3的漏极，快速预充MOS管M2和控制MOS管M3用于控制采样电容C3的电压。M2管和M3管导通时，VDD直接被加在电容C3上，电容C3上的电压变为VDD。在k1处于低电平、k2处于高电平期间，M3管截止，C3上的电荷无放电回路，故其电压VDD保持不变；

辅助MOS管M6管与辅助电容C3和辅助MOS管M4组成导通回路。辅助MOS管M6的源极与输入的电压信号Vin连接，辅助MOS管M6的漏端与控制MOS管M3的漏端以及开关管M7的衬底相连接；辅助电容C3上的电压加到M6管和开关管M7的栅端，此时M6管和M7管导通。M6管导通使得C3的下极板电压跟随输入信号的变化。由于C3上的电荷不能突变，故加到开关管M7电压为Vin+VDD，从而保证了开关管M7的栅源电压保持恒定值VDD，继而保证开关管的导通电阻恒定；

由控制MOS管M8和控制MOS管M9组成反相器，辅助MOS管M5的栅极接VDD，辅助MOS管M4的源极连接快速预充MOS管M2的漏极，辅助MOS管M5的源极连接控制MOS管M8的漏极，辅助MOS管M4和辅助MOS管M5的漏极均与辅助MOS管M6、开关管M7的栅极相连，用于控制辅助MOS管M6、开关管M7的导通状态；M7管衬底接至电容C3的下极板，M6管导通时，则M7管的衬底与源极短接，减小开关管M7的衬偏效应。

开关管M7漏极的输出信号Vq作为轨对轨电压比较器的正相输入端的输入信号；

如图3所示，振荡器由偏置电路、使能控制模块、振荡电路和施密特触发器组成；

偏置电路是由三个NMOS管M10、M11、M16和两个PMOS管M12、M13组成，用于为振荡电路提供偏置信号。基准电流源Iref通过M10管和M11管组成的电流镜，被复制到M12管支路和M16管支路上。复制到M16管支路的电流产生恒流源I1；M12管和M13管组成的电流镜将M12管的电流复制到M13管支路上，产生恒流源I2；M13管支路电流源I1和M16管支路电流源I2分别为振荡器的电容提供恒定的充电和放电电流；

使能控制模块由NMOS管M25和PMOS管M26组成。M26管源极和漏极分别跨接在VDD和M13管栅极，M26管栅极接EN，M25管漏极和源极分别跨接在M11管栅极和GND，栅极接ENB。EN和ENB是一对逻辑相反的信号，EN为高电平，ENB为低电平时，偏置电路启动，振荡器正常工作；EN为低电平，ENB为高电平时，偏置电路关断，振荡器停止工作；

振荡电路是由两个NMOS管M15、M16、两个PMOS管M13、M14，电容C5和与门AND组成，用于在使能控制模块的控制下产生一组三角波信号Vo，并作为轨对轨电压比较器的反相输入端的输入信号。与门AND的输入端接收使能信号EN与方波信号Vout；由PMOS管M14与NMOS管M15组成电流源控制开关，并接入与门AND的输出端，用于控制电流对电容C5的充电或放电，并相应输出三角波信号Vo，作为轨对轨比较器的反相输入端的输入信号；电路正常工作时，EN信号为高电平，若Vout信号为低电平，EN信号与Vout信号通过与门AND控制M14管导通，M15管关断，恒流源I1对电容C5充电，产生一个上升的斜坡信号；

施密特触发器是由四个NMOS管M19、M20、M22、M24和四个PMOS管M17、M18、M21、M23组成，用于将三角波信号Vo转换为方波信号Vout，提供给信号校正电路；

六个MOS管M17-M22控制施密特触发器的上升沿和下降沿的跳变电平。当斜坡信号Vo上升到施密特触发器的跳变电平时，施密特触发器输出Vout为高电平。由于EN信号和Vout信号均为高电平，经与门AND输出高电平，控制M15管导通，M14管关断，恒流源I2对电容C5放电，产生一个下降的斜坡信号。当斜坡信号Vo下降到施密特触发器的跳变电平时，施密特触发器输出Vout为低电平，以此振荡循环产生振荡信号Vo和Vout。

施密特触发器的工作原理是：若Vo为高电平，M19管和M20管导通并输出低电平，M21管栅极为低电平，M21管导通，M18管漏极接低电平，用于控制施密特触发器的下降沿跳变电平，随后经过反相器，Vout输出高电平。若Vo为低电平，M17管和M18管导通并输出高电平，M22管栅极为高电平，M22管导通，M20管漏极接高电平，用于控制施密特触发器的上升沿跳变电平，随后经过反相器，Vout输出低电平。PMOS管M23和NMOS管M24组成反相器，用于对施密特触发器的输出信号Vout进行整形。

信号校正电路包括：占空比调整电路和相位校正电路；如图4所示，占空比调整电路由脉冲缩放电路、脉冲整形电路组成；用于对方波信号Vout进行占空比调整，以产生方波信号Voq；

脉冲缩放电路由八个MOS管M29-M36组成，并构成四个反相器INV1-INV4，

四个反相器INV1-INV4通过调整八个MOS管M29-M36的宽长比来调整方波信号Vout的上升沿和下降沿在四个反相器INV1-INV4的传输时间，以实现对方波信号Vout占空比的放缩；其中，MOS管M29、M30组成反相器INV1，设置M29管的宽长比远小于M30管的宽长比，则第一级反相器输出波形的下降时间大于上升时间，输出矩形波占空比变小；同理，MOS管M31、M32组成反相器INV2，设置M31管的宽长比远大于M32管的宽长比，则第二级反相器输出波形的下降时间小于上升时间，输出矩形占空比变小；MOS管M33、M34组成反相器INV3，设置M33管的宽长比远小M34管的宽长比，则第三级反相器输出波形的下降时间大于上升时间，输出矩形波占空比变小；MOS管M35、M36组成反相器INV4，设置M35管的宽长比远大M36管的宽长比，则第四级反相器输出波形的下降时间小于上升时间，输出矩形占空比变小。初始状态时，Vout是占空比为50％的方波信号，经过四级反相器的脉冲缩放，得到占空比为20％的脉冲信号；

脉冲整形电路由四个MOS管M37-M40组成，并构成两个反相器INV5-INV6。两个反相器INV5-INV6通过调整四个MOS管M37-M40的宽长比来调整方波信号Voq的上升时间和下降时间，以增强方波信号Voq的驱动能力；其中，脉冲整形电路中M37管和M38管组成第五级反相器INV5，M39管和M40管组成第六级反相器INV6。由于脉冲缩放电路输出波形的上升沿和下降沿的时间可能不同，通过脉冲整形电路将不规则波形整形成方波，增强输出信号Voq的驱动能力。

如图5所示，相位校正电路由匹配延时单元，反相器INV7和选通器TGATE三部分组成；用于对方波信号Voq进行延时，得到方波信号Vk，并使得方波信号Vk的高电平区域段对应于三角波信号Vo的尖峰段；并根据方波信号Vk产生一对相位相反的信号k1和k2，从而为采样保持电路提供逻辑控制信号；

匹配延时单元由若干个延时单元组成，并接受方波信号Voq，通过调整方波Voq信号与三角波信号Vo的相位差，使方波信号Voq在高电平期间包含三角波信号的尖峰段，消除振荡器生成的三角波尖峰线性度差的影响；

反相器INV7由NMOS管M25和PMOS管M26构成；

选通器TGATE由NMOS管M27和PMOS管M28构成；

匹配延迟单元的输出信号Vk分别接入反相器INV7和选通器TGATE，并相应产生输出信号k1和k2。控制反相器和传输门中NMOS管和PMOS管的宽长比，使反相器和传输门的延迟一致，以保证输出信号k1和k2相位相反。

如图6所示，具体实施中，轨对轨电压比较器由偏置电路、高电平比较电路、放大电路和低电平比较电路组成；用于将采样保持电路的输出信号Vq与振荡器的输出信号Vo进行全电压范围内的比较，得到比较后的输出信号Ton，并作为电压-时间转换器的转换结果。

偏置电路PMOS管MP1接收电流偏置电路的Vp信号，通过PMOS管MP1与MP2和MP9，MN2构成两路电流镜为高电平比较电路、低电平比较电路、放大电路产生恒流源偏置；NMOS管MN2与偏置电路NMOS管MN1构成电流镜；

高电平比较电路接收采样保持电路的输出信号Vq和振荡器输出的三角波信号Vo，用于对处于高电平段时的输出信号Vq和三角波信号Vo进行比较。NMOS管MN2作为高电平比较电路的尾电流源，从而为高电平比较电流提供恒定的电流偏置；NMOS管MN3和MN4作为高电平比较电路的输入对管，连接时间预处理电路的输出信号Vq和Vo；PMOS管MP3和MP4作为高电平比较电路的负载管，PMOS管MP3与MP5，MP4与MP6组合成两组电流镜结构，MP5管和MP6管漏极分别连接MP3管和MP4管的漏极，构成正反馈网络，提高高电平比较电路的比较速度；

低电平比较电路也接收采样保持电路的输出信号Vq和振荡器输出的三角波信号Vo，用于对处于低电平段时的输出信号Vq和三角波信号Vo进行比较。PMOS管MP9作为低电平比较电路的尾电流源，从而为低电平比较电路提供恒定的电流偏置；PMOS管MP10和MP11作为低电平比较电路的输入对管，连接时间预处理电路的输出信号Vq和Vo；NMOS管MN13和MN14作为低电平比较电路的负载管，NMOS管MN13与MN15，MN14与MN16组合成两组电流镜结构，MN15管和MN16管漏极分别连接MN13管和MN14管的漏极，构成正反馈网络，提高低电平比较电路的比较速度；

放大电路是由电流拷贝A模块、电流拷贝B模块、电流镜、电流作差器、二级CS放大器组成。PMOS管MP3和MP4分别与MP7和MP8构成电流镜结构，即电流拷贝A模块，拷贝高电平比较电路两端支路电流，通过MP7管和MP8管镜像至电流作差器中；NMOS管MN14和MN15分别与MN17和MN18构成电流镜结构，即电流拷贝B模块，拷贝低电平比较电路两端支路电流，通过MP13管和MP15管镜像至电流作差器中进行线性处理，产生变化的电压；当MN6管漏端电压变化经过PMOS管MN7组成的二级CS放大器，放大高/低电平比较电路的比较结果，输出比较结果Ton，也作为电压-时间转换器的最终结果。

如图7所示，使能信号EN在电路正常工作时，始终保持为高电平。通过振荡器可以产生三角波信号Vo以及方波信号Vout，方波信号Vout经过占空比调整电路、相位校正电路，实现k1高电平区间与三角波波峰区间匹配。假设输入电压信号Vin为正弦波信号，在k1信号下降沿对输入电压信号进行采样，采样信号Vq被保持在采样电容之中，随后采样信号Vq与三角波信号Vo进行比较。若Vq大于Vo，则输出信号Ton为高电平；反之，若Vq小于Vo，则信号Ton为低电平，最后实现电压-时间转换的功能。

接下来将对本发明的高精度电压-时间转换器电路各模块的功能和工作原理进行描述。

采样保持开关的工作原理：利用电荷泵电路将开关管的栅源电压固定为VDD，使其导通电阻恒定；以及利用将开关管的衬底与源极相连，减小其衬偏效应。从而，开关管的源极对所输入的电压信号进行精准地采样并保持到采样电容中；

具体地，设置电容C1与C2的值一样为2pF，设置MOS管M0、M1宽长比为3/0.06，设置M2管宽长比为M0管的5倍，当k1为低电平，C1上极板的电荷被电容C1、C2和MOS管M0、M1组成的快速电荷泵快速泵到2VDD，VDD的电压被直接加在C3上；设置电容C3约为寄生电容10倍为8pF；设置开关管M7的宽长比为50/0.06，以提高采样保持开关的响应速度；

振荡器的工作原理：内部的使能电路控制着振荡器的工作状态，在振荡器正常工作时，振荡器的输出方波信号与外部输入使能信号共同控制电流源开关，从而控制着恒定的电流源对电容充放电，以产生三角波信号，三角波信号经施密特触发器的触发跳变生成方波信号，后继续作用于电流源的控制开关上，以此往复工作实现振荡循环。从而振荡器产生具有周期性的三角波信号和方波信号。

具体地，输入基准电流源通过M10管和M11管组成的电流镜1：1复制到M12管，1：3复制到M16管支路上，产生恒定电流I1；M12管和M13管组成的电流镜将M12管支路上的电流1：3复制到M13管支路上，产生恒定电流I2。M25管和M26管作为开关管控制偏置电路运行，设置M25管宽长比为5/0.06，M26管宽长比为8/0.06。

调节施密特触发器的MOS管M17、M18、M21的宽长比，改变施密特触发器的下降沿跳变电平，调节施密特触发器的MOS管M19、M20、M22的宽长比，改变施密特触发器的上升沿跳变电平。具体地，设置MOS管M17、M18、M21、M22宽长比为2/0.06，MOS管M19、M20宽长比为1.2/0.06。

占空比调整电路的工作原理是：通过改变反相器中MOS管宽长比，调整波形的上升沿和下降沿传输时间，改变脉冲信号的脉冲宽度，实现波形k1/k2占空比调节。

具体地，设置INV1中M29管宽长比为0.5/1，M30管宽长比为4/0.06，INV1输出波形的上升沿时间快于下降沿；设置INV2中M31管宽长比为3/0.06，M32管宽长比为0.5/1，INV2输出波形的上升沿时间慢于下降沿；设置INV3中M33管宽长比为0.5/1，M34管宽长比为8/0.06，INV3输出波形的上升沿时间快于下降沿；设置INV4中M35管宽长比为6/0.06，M36管宽长比为0.5/1，INV4输出波形的上升沿时间慢于下降沿。调节反相器中NMOS管和PMOS管的宽长比，以调整k1和k2信号的占空比。设置INV5中M37管宽长比为2/0.06，M38管宽长比为4/0.06；设置INV6中M39管宽长比为4/0.06，M40管宽长比为8/0.06，INV5和INV6构成驱动器，增强输出信号的驱动能力。

相位校正电路的工作原理：匹配延时单元将输出的控制信号k1和k2的高电平区间与三角波波峰相匹配，可以避免采样保持电压Vq与三角波波峰进行比较，提高VTC转换线性度。

具体地，设置M25管宽长比为4/0.06，M26管宽长比为8/0.06，M27管宽长比为6/0.06，M28管宽长比为3/0.06。

轨对轨电压比较器电路的工作原理：采用高电平和低电平双比较模式，在Vo信号和Vq信号处于低电平段时，低电平比较电路占主导；在Vo信号和Vq信号处于高电平段时，高电平比较电路占主导，实现对输入信号全电压段比较，产生比较输出信号Ton。此外，轨对轨电压比较电路具有失调低，响应速度快的特点。

具体地，设置MOS管MP1、MP2、MP16宽长比相等，为3/0.06；设置MP9管宽长比是MP1管宽长比的5倍；设置MOS管MP3、MP4、MP7、MP8宽长比相等，为9/0.06；设置MOS管MP5、MP6宽长比相等；设置MP5管宽长比是MP3管宽长比3倍；设置MOS管MP10、MP7宽长比2/0.06；设置MOS管MN8、MN9、MN13、MN12宽长比相等，为9/0.06；设置MOS管MN10、MN11宽长比相等；设置MN10管宽长比是MN8管宽长比3倍。

比较器最终产生一个脉冲输出信号Ton，Ton的脉冲宽度表征输入电压的大小。输入电压Vq越大，Ton脉冲宽度越宽；输入电压Vq越小，Ton脉冲宽度越窄。

本发明在实现三角波幅值可调的同时，利用栅压自举开关、占空比调整电路和相位校正电路，可以有效提高电压-时间域转换精度。因此本发明更适用于高精度量化的时间域ADC。

接下来将对本发明的高精度电压-时间转换器电路仿真结果进行描述。另外，对图8所示的未应用本发明所用技术的电压-时间转换器也进行了相同条件下的仿真，以对照说明，从而体现本发明所用技术的优势。仿真时，图8所示的电压-时间转换器电路与本发明仿真环境和电路工艺均被设置为相同条件。

使用CadenceSpectre仿真器，电源电压为1.2V，设定输入电压信号Vin为频率1MHz，峰峰值为400mV的正弦波信号，设定未采用本发明技术的电压-时间转换器电路的采样保持控制信号方波信号发生器产生。

采用本发明技术产生的三角波信号在上升和下降的中间阶段均保持着良好的线性度。如图9，未采用本发明技术的VTC在电流源对电容充电过程中，受到恒流源PMOS管M43漏端升压影响，充电电流不稳定，随着M43管的漏极电压抬高而电流降低，导致对电容充电产生严重的非线性，最终影响整体电压-时间转换器的转换精度。

本发明技术中用于比较的三角波信号为环形振荡器产生，在设计中三角波尖峰存在着非线性，但通过将采样信号k1的高电平脉冲段覆盖三角波尖峰处。如图10，当三角波为尖峰段时，VTC处于采样阶段，三角波为斜波段时，VTC处于转换阶段，有效地降低三角波尖峰段非线性影响，相比于未采用本发明技术的VTC提升整体的转换精度。

本发明提出的高精度电压-时间转换器可以用于时间域ADC中，有效地提升了时间域ADC的量化精度。

Claims (4)

1.一种高精度的电压-时间转换器，其特征在于，包括：采样保持电路、振荡器、信号校正电路、轨对轨电压比较器；

所述采样保持电路由开关管M7、三个辅助电容C1-C3、一个采样电容C4、三个控制MOS管M3、M8、M9、三个快速预充MOS管M0-M2以及三个辅助MOS管M4-M6组成；

所述开关管M7的源极对所输入的电压信号Vin进行采样并保持到采样电容C4中；

两个快速预充MOS管M0、M1以及两个辅助电容C1、C2组成快速电荷泵；其中，辅助电容C1、C2上极板分别连接快速预充MOS管M0和M1的漏极，快速预充MOS管M2的栅极连接快速预充MOS管M0的漏极，快速预充MOS管M0的源极与快速预充MOS管M1的栅极相连，快速预充MOS管M0的栅极与快速预充MOS管M1的源极相连，用于将辅助电容C1上的电荷快速升压到2VDD；由辅助电容C1或C2接收外部输入的逻辑控制信号k1和k2进行预充电，以控制快速预充MOS管M2的导通状态；

辅助电容C3的上下极板分别连接快速预充MOS管M2的源极和控制MOS管M3的漏极，快速预充MOS管M2和控制MOS管M3用于控制采样电容C3的电压；

由控制MOS管M8和控制MOS管M9组成反相器，辅助MOS管M5的栅极接VDD，辅助MOS管M4的源极连接快速预充MOS管M2的漏极，辅助MOS管M5的源极连接控制MOS管M8的漏极，辅助MOS管M4和辅助MOS管M5的漏极均与辅助MOS管M6、开关管M7的栅极相连，用于控制辅助MOS管M6、开关管M7的导通状态；当辅助MOS管M6导通时，开关管M7的衬底和源极短接，用于抑制开关管M7的体效应；

辅助MOS管M6管与辅助电容C3和辅助MOS管M4组成导通回路，用于保持开关管M7的栅源电压恒定以抑制其非电阻线性效应；

辅助MOS管M6的源极与输入的电压信号Vin连接，辅助MOS管M6的漏端与控制MOS管M3的漏端以及开关管M7的衬底相连接；辅助MOS管M6管导通使得辅助电容C3下极板的电压等于电压信号Vin，使得开关管M7的栅源电压保持为VDD不变；

所述开关管M7漏极的输出信号Vq作为所述轨对轨电压比较器的正相输入端的输入信号；

所述振荡器由偏置电路、使能控制模块、振荡电路和施密特触发器组成；

所述偏置电路为振荡电路提供偏置信号；

所述振荡电路在使能控制模块的控制下产生一组三角波信号Vo，并作为所述轨对轨电压比较器的反相输入端的输入信号；

所述施密特触发器将所述三角波信号Vo转换为方波信号Vout，提供给所述信号校正电路；

所述信号校正电路包括：占空比调整电路和相位校正电路；

所述占空比调整电路对所述方波信号Vout进行占空比调整，以产生方波信号Voq；

所述相位校正电路对方波信号Voq进行延时，得到方波信号Vk，并使得方波信号Vk的高电平区域段对应于三角波信号Vo的尖峰段；

所述相位校正电路根据方波信号Vk产生一对相位相反的信号k1和k2，从而为所述采样保持电路提供逻辑控制信号；

所述轨对轨电压比较器将所述采样保持电路的输出信号Vq与所述振荡器的输出信号Vo进行全电压范围内的比较，得到比较后的输出信号Ton，并作为电压-时间转换器的转换结果。

2.如权利要求1所述一种高精度的电压-时间转换器，其特征在于：

所述偏置电路是由三个NMOS管M10、M11、M16和两个PMOS管M12、M13组成；

由NMOS管M10和NMOS管M11管组成电流镜，用于将基准电流复制到PMOS管M12和NMOS管M16所在支路；由PMOS管M12和PMOS管M13组成的电流镜，用于将PMOS管M12的支路电流复制到PMOS管M13所在的支路；

所述使能控制模块由NMOS管M25和PMOS管M26组成；

NMOS管M25跨接在NMOS管M10的栅极与地之间，NMOS管M25的栅极接收外部输入的使能信号ENB；PMOS管M26跨接在PMOS管M12的栅极与VDD之间，PMOS管M26的栅极接入外部输入的使能信号EN；且外部输入的使能信号EN与ENB是一对逻辑相反的使能信号，用于控制振荡器的开启与关断；

所述振荡电路是由两个NMOS管M15、M16、两个PMOS管M13、M14，电容C5和与门AND组成；

与门AND的输入端接收使能信号EN与方波信号Vout；由PMOS管M14与NMOS管M15组成电流源控制开关，并接入与门AND的输出端，用于控制电流对电容C5的充电或放电，并相应输出三角波信号Vo，作为轨对轨比较器的反相输入端的输入信号；

所述施密特触发器是由四个NMOS管M19、M20、M22、M24和四个PMOS管M17、M18、M21、M23组成；

六个MOS管M17-M22控制施密特触发器的上升沿和下降沿的跳变电平；

PMOS管M23和NMOS管M24组成反相器，用于对施密特触发器的输出信号进行整形，输出方波信号Vout，并作为所述相位校正电路的输入信号。

3.如权利要求1所述的一种高精度电压-时间转换器，其特征在于：

所述占空比调整电路由脉冲缩放电路和脉冲整形电路组成；

所述脉冲缩放电路由八个MOS管M29-M36组成，并构成四个反相器INV1-INV4；

所述四个反相器INV1-INV4通过调整八个MOS管M29-M36的宽长比来调整所述方波信号Vout的上升沿和下降沿在四个反相器INV1-INV4的传输时间，以实现对方波信号Vout占空比的放缩；

所述脉冲整形电路由四个MOS管M37-M40组成，并构成两个反相器INV5-INV6；

所述两个反相器INV5-INV6通过调整四个MOS管M37-M40的宽长比来调整方波信号Voq的上升时间和下降时间，以增强方波信号Voq的驱动能力；

所述相位校正电路是由匹配延迟单元、反相器INV7和选通器TGATE组成；

所述匹配延迟单元接受所述方波信号Voq，并调整方波Voq信号与三角波信号Vo的相位差，使方波信号Voq在高电平期间包含三角波信号的尖峰段；

所述反相器INV7由NMOS管M25和PMOS管M26构成；

所述选通器TGATE由NMOS管M27和PMOS管M28构成；

所述匹配延迟单元的输出信号Vk分别接入所述反相器INV7和所述选通器TGATE，并相应产生输出信号k1和k2；通过调节所述反相器INV7和选通器TGATE的宽长比，以产生的控制信号k1和k2为一对差分信号，并作为采样保持电路的逻辑控制信号。

4.如权利要求1所述的一种高精度电压-时间转换器，其特征在于：

所述轨对轨电压比较器由偏置电路、高电平比较电路、低电平比较电路和放大电路组成；

所述偏置电路接收恒压源信号Vp，从而为所述高电平比较电路、低电平比较电路、放大电路提供恒流源偏置；

所述高电平比较电路接收所述采样保持电路的输出信号Vq和所述振荡器输出的三角波信号Vo，用于对处于高电平段时的输出信号Vq和三角波信号Vo进行比较；

所述低电平比较电路也接收所述采样保持电路的输出信号Vq和所述振荡器输出的三角波信号Vo，用于对处于低电平段时的输出信号Vq和三角波信号Vo进行比较；

所述放大电路是由电流拷贝A模块、电流拷贝B模块、电流镜、电流作差器、二级CS放大器组成；

所述电流拷贝A模块拷贝所述高电平比较电路的负载电流；

所述电流拷贝B模块拷贝所述低电平比较电路的负载电流；

所述电流镜对所述电流拷贝B模块的所拷贝的负载电流进行镜像，并传输给所述电流作差器；

所述电流作差器对所述电流拷贝A模块和电流拷贝B模块的所拷贝的负载电流进行线性处理，产生变化的电压；

所述二级CS放大器接收所述电流作差电路所产生的变化电压，并对变化电压实现二级放大，得到的输出信号Ton作为输出信号Vq和三角波信号Vo的比较结果，也作为电压-时间转换器的最终结果。

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