CN113568461A - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

本申请发明提供一种能够使补偿负载侧的电源电压的响应速度快速化的电源装置。该电源装置用于将从DC/DC电源电路输出的输出电压供给至负载的电源供给系统中，具有：外部端子，可施加负载侧接地电位；加算部，在设定基准电压上加上施加至所述外部端子的所述负载侧接地电位；构成LPF的电阻及电容器中的至少电阻，所述LPF输入有基于所述加算部的加算结果的LPF(低通滤波器)输入电压；以及误差放大器，输入有从所述LPF输出的LPF输出电压作为基准电压，并且输入有基于所述输出电压的反馈电压；所述误差放大器包含在所述DC/DC电源电路中，基于所述误差放大器的输出来控制所述输出电压，所述电容器连接在所述负载侧接地电位上。

Description

电源装置
技术领域
本发明涉及一种电源装置。
背景技术
以往，作为将直流输入电压转换成直流输出电压的DC/DC(Direct Current/Direct Current，直流/直流)电源电路(DC/DC转换器)，存在有LDO(例如专利文献1)等线性稳压器(串联稳压器)、各种开关稳压器。
[现有技术文献]
[专利文献]
[专利文献1]日本专利特开2017-41139号公报
发明内容
[发明所要解决的问题]
在此，DC/DC电源电路中使用有电源IC(电源装置)，但电源IC(IntegratedCircuits，集成电路)侧的接地电位(电源IC侧接地电位)、与电源IC的负载侧的接地电位(负载侧接地电位)有可能不同。这是因为例如在将安装有电源IC与负载的PCB(Printedcircuit board，印刷电路板)的实体接地作为电源IC侧接地及负载侧接地使用的情况下，当实体接地流通大电流时，会由于实体接地的电阻值产生电压降。因此，例如当负载侧接地电位高于电源IC侧接地电位时，虽然电源IC的输出电压以电源IC侧接地电位基准来说达到了设定值，但在负载侧从电源IC供给的所述输出电压(电源电压)以负载侧接地电位基准来说是低于设定值的。
因此，期望向电源IC导入偏差补偿功能，并使补偿响应速度快速化，所述功能是对由于如上所述的接地电位偏差而在负载侧产生的与电源电压的设定值的偏差进行补偿。
鉴于所述情况，本发明的目的是提供一种能够使补偿负载侧的电源电压的响应速度快速化的电源装置。
[用于解决问题的技术手段]
本发明的一形态是如下电源装置(第1构成)，用于将从DC/DC电源电路输出的输出电压供给至负载的电源供给系统中，具有：
外部端子，可施加负载侧接地电位；
加算部，在设定基准电压上加上施加至所述外部端子的所述负载侧接地电位；
构成LPF(Low-Pass Filter，低通滤波器)的电阻与电容器中的至少电阻，所述LPF输入有基于所述加算部的加算结果的LPF(低通滤波器)输入电压；
及误差放大器，输入有从所述LPF输出的LPF输出电压作为基准电压，并且输入有基于所述输出电压的反馈电压；
所述误差放大器包含在所述DC/DC电源电路中，
基于所述误差放大器的输出来控制所述输出电压，
所述电容器连接在所述负载侧接地电位上。
此外，在所述第1构成中，也可为，所述加算部具有：第1电阻，具有与所述外部端子连接的第1端；
第2电阻，具有与所述第1电阻的第2端连接的第1端、及施加有基于所述设定基准电压的电压的第2端；以及
非反相放大器，输入有连接所述第1电阻与所述第2电阻的第1节点处产生的电压(第2构成)。
此外，在所述第2构成中，也可为，所述非反相放大器包含的第1运算放大器具有第1输入端及第2输入端，交替且分时地重复设为第1状态及第2状态，所述第1状态是所述第1输入端中输入有第1信号时，所述第2输入端中输入第2信号，所述第2状态是所述第2输入端中输入有所述第1信号时，所述第1输入端中输入所述第2信号，根据所述第1状态与所述第2状态，来选择所述第1运算放大器的正侧输出与负侧输出中的一个(第3构成)。
此外，在所述第1至第3构成中的任一构成中，也可为，具有配置在所述加算部的后段的固定放大器，所述固定放大器的输出为所述LPF输入电压，
所述固定放大器具有：
第2运算放大器，具有被输入所述加算部的输出的非反相输入端；
第3电阻，具有连接所述第2运算放大器的输出端的第1端、及连接所述第2运算放大器的反相输入端的第2端；以及
低电阻，具有连接所述第3电阻的第2端的第1端、及连接所述外部端子的第2端(第4构成)。
此外，在所述第4构成中，也可为，切换并选择所述加算部的输出与所述固定放大器的输出来作为所述LPF输入电压(第5构成)。
此外，在所述第1至第5构成的任一构成中，也可为，具有保护部及电源正常(powergood)部，
所述保护部具有：
第5电阻，具有被施加所述反馈电压的第1端；
第6电阻，具有连接所述第5电阻的第2端的第1端、及连接所述外部端子的第2端；
OVD(过电压检测)用第1比较器，输入有连接所述第5电阻与所述第6电阻的第2节点处产生的电压、及第1基准电压源以所述加算部的输出为基准产生的第1基准电压；以及
UVD(低电压检测)用第2比较器，输入有所述第2节点处产生的电压、及第2基准电压源以所述加算部的输出为基准产生的第2基准电压；
所述电源正常部具有：
OR电路，输入有所述第1比较器的输出与所述第2比较器的输出；及
NMOS晶体管，具有由OR电路的输出驱动的栅极(第6构成)。
此外，在所述第1至第6构成的任一构成中，也可为，具有作为所述DC/DC电源电路的LDO(Low Dropout，低压降稳压器)(第7构成)。
此外，本发明的另一形态是一种电源供给系统，具有所述第7构成的电源装置、及负载，所述负载被供给从所述电源装置包含的LDO输出的输出电压。所述负载优选为例如MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit(单片微波集成电路))。
此外，在所述第3构成的电源装置中，也可为，所述DC/DC电源电路为开关稳压器。
[发明的效果]
根据本发明的电源装置，能够使补偿负载侧的电源电压的响应速度快速化。
附图说明
图1是表示本发明的例示性实施方式的电源供给系统的构成的图。
图2A是表示图1所示的电源IC的内部构成例的图。
图2B是表示一变化例的电源IC的内部构成的图。
图3是表示比较例的各种波形例的时序图。
图4是表示本实施方式的各种波形例的时序图。
图5是表示本发明的例示性另一实施方式的电源供给系统的构成的图。
图6是概略表示图5所示的电源IC的内部构成例的图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的例示性实施方式。
＜电源供给系统的构成＞
图1是表示本发明的例示性实施方式的电源供给系统100的构成的图。图1所示的电源供给系统100具有电源IC(电源装置)1、及负载IC50，从电源IC1向所述负载IC50供给输出电压Vout作为电源电压。
电源IC1如下所述具备LDO(Low Dropout)功能。此外，负载IC50例如是ADAS(Advanced Driver-Assistance Systems(高级驾驶辅助系统))中的RADAR(RadioDetecting and Ranging，无线电探测与测距)应用中使用的MMIC(Monolithic MicrowaveIntegrated Circuit(单片微波集成电路))。
当MMIC是负载IC50时，电源IC1要求低噪声且低电压、大电流。
电源IC1从自身的OUT端子输出输出电压，并将其供给至负载IC50。输出电压Vout作为反馈电压Vfb而被输入至电源IC1的FB端子。电源IC1如下所述在LDO中使用反馈电压Vfb来控制输出电压Vout。
此外，将作为电源IC1侧的接地电位的电源IC侧接地电位AGND施加至电源IC1的GND1端子。电源IC侧接地电位AGND、与负载IC50侧的接地电位即负载侧接地电位RGND中使用安装有电源IC1与负载IC50的PCB中设置的实体接地55。
在此，包括负载IC50在内，由于图1的记载以外的IC(例如SOC)等使得实体接地55流动大电流时，因实体接地55的电阻值而产生电压降。由此，负载侧接地电位RGND与电源IC侧接地电位AGND产生偏差。例如，实体接地55的电阻值为10mΩ，流动10A的电流时，产生0.1V的接地电位差。
像这样，由于电源IC侧接地电位AGND与负载侧接地电位RGND产生差，虽然在电源IC1侧输出电压Vout以电源IC侧接地电位AGND基准来说达到了设定值，但在负载IC50侧所供给的输出电压Vout以负载侧接地电位RGND基准来说是偏离设定值的。例如，如上所述，当负载侧接地电位RGND比电源IC侧接地电位AGND高0.1V时，虽然在电源IC1侧输出电压Vout以电源IC侧接地电位AGND基准来说为1.0－0＝1.0V已达到了设定值，但在负载IC50侧输出电压Vout以负载侧接地电位RGND基准来说为1.0－0.1＝0.9V，低于设定值。
因此，在本实施方式的电源IC1中，具有利用可施加负载侧接地电位RGND的GND2端子来感测负载侧接地电位RGND的功能。另外，在电源IC1内部，GND2端子连接在后述的高阻抗加算放大器上的，因此可抑制PCB中与GND2端子连接的配线中流动的电流，从而可抑制该配线的电压降，能够利用GND2端子来感测负载侧接地电位RGND。
并且，在电源IC1中，使用感测到的负载侧接地电位RGND来补偿输出电压Vout，从而控制负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout与设定值一致。例如，在所述示例中，电源IC1感测到0.1V的负载侧接地电位RGND，作为输出电压Vout，输出在设定值1.0V上加上0.1V的负载侧接地电位RGND所得的1.1V。由此，负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout为1.1V－0.1V＝1.0V，达到了设定值。电源IC1具有这种远程感测功能。
＜电源IC的构成＞
图2A是表示电源IC1的内部构成例的图。图2A所示的电源IC1是半导体装置，在1个芯片上集成了LDO5、逻辑部6、电压设定部7、DAC(D/A转换器)8、加算放大器11、固定放大器12、LPF(低通滤波器)13用电阻R13、保护部18、电源正常部21、内部电压产生部24。
此外，电源IC1中，作为用于与外部建立电连接的外部端子，具有IN端子、OUT端子、FB端子、PG端子、GND1端子、GND2端子、BIAS端子、VREG15端子、SSNR端子、VSET0端子、及VSET1端子。
LDO5是一种线性稳压器，使施加至IN端子的输入电压Vin降压，并从OUT端子输出输出电压Vout。例如，当输入电压Vin＝1.3V时，输出电压Vout为1V左右。
LDO5具有误差放大器2、NMOS晶体管3、OCP(过电流保护)部4。误差放大器2的非反相输入端(+)输入有从后述LPF13输出的LPF输出电压Vssnr。误差放大器2的反相输入端(－)输入有施加至FB端子的反馈电压Vfb。误差放大器2的输出端连接于NMOS晶体管3的栅极。NMOS晶体管3的漏极连接于从外部施加有输入电压Vin的IN端子。NMOS晶体管3的源极连接于OUT端子。
输出电压Vout作为反馈电压Vfb被输入至误差放大器2，误差放大器2驱动NMOS晶体管3的栅极，以使反馈电压Vfb与作为基准电压的LPF输出电压Vssnr一致。由此，LDO5将从OUT端子输出的输出电压Vout控制为与LPF输出电压Vssnr一致。关于作为基准电压的LPF输出电压Vssnr的产生方法，将在下文叙述。
内部电压产生部24是使外部施加至BIAS端子的偏压电压Vbias降压而产生内部电压V15的电路。
内部电压产生部24具有误差放大器22、PMOS晶体管23。误差放大器22的反相输入端(－)被施加有根据带隙基准产生的基准电压Vref。误差放大器22的非反相输入端(+)连接有VREG15端子。PMOS晶体管23的栅极连接于误差放大器22的输出端。PMOS晶体管23的源极连接于BIAS端子。PMOS晶体管23的漏极连接于VREG15端子。
误差放大器22驱动PMOS晶体管23的栅极，以使VREG15端子的端子电压即内部电压V15与基准电压Vref一致。例如，若偏压电压Vbias＝5V、基准电压Vref＝1.5V，则产生1.5V的内部电压V15。
作为所述LDO5包含的误差放大器2的电源电压，使用偏压电压Vbias，以驱动NMOS晶体管3的栅极。
电压设定部7是根据施加至VSET0端子及VSET1端子的电压的组合，来设定后述设定基准电压REF的电压值的电路。例如，当对VSET0端子、VSET1端子分别施加接地电位、内部电压V15、及偏压电压Vbias中的任一个时，可设定的电压值为3×3＝9种。
逻辑部6向DAC8中输出与电压设定部7的指令相应的数字指令信号。DAC8对输入的数字指令信号进行D/A转换，输出作为模拟信号的设定基准电压REF。DAC8使用内部电压V15作为电源电压，输出位于接地电位(电源IC侧接地电位AGND)与内部电压V15之间的电压。设定基准电压REF被输入至加算放大器11。
加算放大器11具有缓冲器9、运算放大器10、分压电阻R1、R2、电阻R11、R12。设定基准电压REF经由缓冲器9被施加至分压电阻R2的一端。分压电阻R2的另一端通过节点N1连接于分压电阻R1的一端。分压电阻R1的另一端连接于GND2端子。如上所述，GND2端子被施加负载侧接地电位RGND(图1)。
节点N1连接于运算放大器10的非反相输入端(+)。运算放大器10的输出端连接于电阻R11的一端。电阻R11的另一端通过节点N2连接于电阻R12的一端。电阻R12的另一端被施加接地电位(电源IC侧接地电位AGND)。节点N2连接于运算放大器10的反相输入端(－)。
运算放大器10与电阻R11、R12构成非反相放大器A。电阻R11与R12的电阻值若相同(例如100kΩ)，则非反相放大器A的放大率为2倍。并且，分压电阻R1与R2的电阻值若也相同(例如100kΩ)，则将运算放大器10(加算放大器11)的输出设为第1放大器输出电压Vamp1时，下式成立。
((REF－RGND)/2+RGND)×2＝Vamp1 (1)
根据所述(1)式，得出
Vamp1＝REF+RGND (2)。
像这样，加算放大器11在设定基准电压REF上加上感测到的负载侧接地电位RGND。
第1放大器输出电压Vamp1被输入至固定放大器12，并被输入至开关SW。固定放大器12具有运算放大器121、电阻R3、R4。运算放大器121的非反相输入端(+)输入有第1放大器输出电压Vamp1。运算放大器12的输出端经由开关SW而连接于电阻R3的一端。电阻R3的另一端通过节点N3连接于电阻R4的一端。电阻R4的另一端连接于被施加负载侧接地电位RGND的GND2端子。节点N3连接于运算放大器121的反相输入端(－)。
运算放大器121与电阻R3、R4构成作为非反相放大器的固定放大器12。在此，由于运算放大器121的虚短路，节点N3的电压＝Vamp1。
当通过开关SW选择运算放大器121的输出侧时，若将运算放大器121的输出设为第2放大器输出电压Vamp2，则下式成立。
((Vamp2－Vamp1)/R3)×R4+RGND＝Vamp1 (3)
在此，将(2)式代入到(3)式，电阻R3、R4的电阻值的比为R3：R4＝1.5：1.0时，得出下述(4)式。即，固定放大器12具有2.5倍的放大率(固定倍率)。
Vamp2＝2.5×REF+RGND (4)
由此，当通过开关SW选择运算放大器121(固定放大器12)侧时(第1选择状态)，作为后述LPF13的输入的LPF输入电压LPFIN＝Vamp2。另一方面，当通过开关SW选择Vamp1侧时(第2选择状态)，LPFIN＝Vamp1。
在所述第2选择状态的情况下，设定基准电压REF被设定为与负载侧接地电位RGND基准的输出电压Vout的设定值相同的值。例如，当所述设定值＝1.0V时，设定REF＝1.0V。
另一方面，在所述第1选择状态的情况下，设定基准电压REF被设定为所述设定值的1/2.5的值。例如，当所述设定值＝3.0V时，设定REF＝1.2V。此外，可将所述设定值的最大值设为例如3.3V，设定基准电压REF不超过内部电压V15＝1.5V。另外，如果所述设定值需要高于3.3V时，将固定放大器12的放大率设为高于2.5倍的值即可。
LPF输入电压LPFIN被输入至LPF13。LPF13包括电容器C13及电阻R13。更具体来说，电阻R13的一端被施加LPF输入电压LPFIN。电阻R13的另一端通过节点N4连接于SSNR端子。SSNR端子连接于电容器C13的一端。电容器C13的另一端被施加负载侧接地电位RGND。
像这样，在图2A的构成中，电容器C13配置在电源IC1的外部，但当需要增大电容时也可以将电容器C13内置于电源IC1。
通过LPF13对LPF输入电压LPFIN进行过滤，在SSNR端子(节点N4)产生LPF输出电压Vssnr。通过将LPF13配置在加算放大器11的后段，能够去除加算放大器11产生的噪声。
从LPF13输出的LPF输出电压Vssnr如上所述作为基准电压被施加至LDO5的误差放大器2，因此输出电压Vout被控制得与LPF输出电压Vssnr一致。
像这样，在本实施方式中，即使负载侧接地电位RGND与电源IC侧接地电位AGND产生偏差，通过电源IC1感测负载侧接地电位RGND，通过加算放大器11在设定基准电压REF上加上感测到的负载侧接地电位RGND，也能补偿负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout使其与设定值一致。
例如，如上所述在设定基准电压REF＝1.0V的情况下，当相对于电源IC侧接地电位AGND＝0V而负载侧接地电位RGND＝0.1V时，若为第2选择状态，则通过加算放大器11得到Vamp1＝1.0+0.1＝1.1V，LPFIN＝Vamp1，控制输出电压Vout＝1.1V。由此，负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout＝1.1－0.1＝1.0V，与设定值一致。
此外，例如如上所述在设定基准电压REF＝1.2V的情况下，当相对于电源IC侧接地电位AGND＝0V而负载侧接地电位RGND＝0.1V时，若为第1选择状态，则通过加算放大器11及固定放大器12得到Vamp2＝2.5×1.2+0.1＝3.1V，LPFIN＝Vamp2，控制输出电压Vout＝3.1V。由此，负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout＝3.1－0.1＝3.0V，与设定值一致。
另外，固定放大器12及开关SW并非必须设置。当不设置时，加算放大器11的输出直接变成LPF输入电压LPFIN。
＜在加算放大器中应用LPF时的问题＞
假设将LPF配置在加算放大器的前段，则无法去除加算放大器产生的噪声，因此需要像本实施方式那样将LPF配置在加算放大器的后段。但是，将连接于例如LPF13的电容器C13的接地电位仅设为电源IC侧接地电位AGND时，会产生如下问题。
当负载侧接地电位RGND发生变化时加算放大器11的响应动作速度快，因此加算放大器11可快速进行负载侧接地电位RGND的加算。即，负载侧接地电位RGND的变化快速反映在LPF输入电压LPFIN中。但是，若将电容器C13连接于电源IC侧接地电位AGND，则需要对电容器C13进行充电以使LPF输出电压Vssnr达到LPF输入电压LPFIN。由此，LPF输出电压Vssnr的响应速度变慢，在充电期间，负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout会偏离设定值。
因此，本实施方式中，如图2A所示，电容器C13连接于负载侧接地电位RGND。由此，当LPF输入电压LPFIN因负载侧接地电位RGND的变化而变化时，连接于电容器C13的负载侧接地电位RGND发生变化，因此只要维持电容器C13的两端间电压即可。由此，无需对电容器C13充电，LPF输出电压Vssnr的响应速度变得快速。因此，负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout被实时地控制为与设定值一致。
关于此种问题，使用图3及图4所示的时序图进行例示性说明。另外，在此表示开关SW选择第2选择状态的情况，且设定基准电压REF＝1.0V。
图3是将电容器C13连接于电源IC侧接地电位AGND时(比较例)的各种波形例。图3及图4中，从上往下依次表示负载侧接地电位RGND、LPF输入电压LPFIN、LPF输出电压Vssnr、及电容器C13的两端间电压Vc13。
如图3所示，在时序t31，负载侧接地电位RGND从0V步进变化至0.1V时，LPF输入电压LPFIN(＝Vamp1)通过加算放大器11而从1.0V步进地变化至1.1V。但是，由于电容器C13上连接有电源IC侧接地电位AGND，要对电容器C13充电，需要使LPF输出电压Vssnr及电容器C13的两端间电压Vc13从1.0V变化至1.1V。因此，如图3所示，LPF输出电压Vssnr的响应速度变慢，在LPF输出电压Vssnr达到所需的1.1V之前，负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout偏离设定值1.0V。
另一方面，图4是将电容器C13连接于负载侧接地电位RGND时(本实施方式)的各种波形例。图4中，与图3同样地，在时序t41，负载侧接地电位RGND从0V步进地变化至0.1V时，LPF输入电压LPFIN(＝Vamp1)通过加算放大器11而从1.0V步进地变化至1.1V。本实施方式中，由于连接于电容器C13的负载侧接地电位RGND从0V步进地变化至0.1V，因此如图4所示，可将电容器C13的两端间电压Vc13维持为1.0V的同时，使LPF输出电压Vssnr从1.0V步进地变化至1.1V。即，无需对电容器C13充电，LPF输出电压Vssnr的响应速度变得快速，可将负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout实时地控制设定值1.0V。
像这样，根据本实施方式，可同时实现感测负载侧接地电位RGND的远程感测功能与低噪声特性，并且能够大幅改善负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout对于负载侧接地电位RGND的变动的响应性能。
＜关于电源正常部＞
如图2A所示，保护部18具有比较器14、比较器15、可变基准电压源16、17、及分压电阻R5、R6。
分压电阻R5的一端连接于FB端子。分压电阻R5的另一端通过节点N5连接于电阻R6的一端。电阻R6的另一端连接于GND2端子。即，节点N5处产生的电压是通过分压电阻R5、R6将反馈电压Vfb与负载侧接地电位RGND之间的电压分压后的电压。节点N5连接于OVD(过电压检测)用比较器14的非反相输入端(+)，并且连接于UVD(低电压检测)用比较器15的反相输入端(－)。
比较器14的反相输入端(－)被施加可变基准电压源16以Vamp1为基准产生的基准电压Ref14。基准电压Ref14是高于Vamp1的电压。比较器15的非反相输入端(+)被施加可变基准电压源17以Vamp1为基准产生的基准电压Ref15。基准电压Ref15是低于Vamp1的电压。
电源正常部21具有OR电路19、NMOS晶体管20。OR电路19被输入比较器14的输出与比较器15的输出。OR电路19的输出被施加至NMOS晶体管20的栅极。NMOS晶体管20的源极连接于GND1端子。GND1端子被施加电源IC侧接地电位AGND。NMOS晶体管20的漏极连接于PG端子。
由此，当比较器14检测到负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout的过电压时，或者比较器15检测到负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout的低电压时，OR电路19的输出变成高电平，NMOS晶体管20变成接通状态，PG端子的端子电压变成接地电位(电源IC侧接地电位AGND)。在此情况下，PG端子的端子电压表现出异常状态。
在此，如上所述，假设电容器C13连接有电源IC侧接地电位AGND的情况下，由于负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout的响应延迟，因此比较器15有可能检测到低电压，在此情况下PG端子的端子电压表现出异常状态。另一方面，像本实施方式那样在电容器C13连接负载侧接地电位RGND时，由于负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout的响应变得快速，因此能够抑制PG端子的端子电压表现出异常状态。
＜电源IC的变化例＞
所述分压电阻R2与分压电阻R1构成电阻分压，分压电阻R2的电阻值是重要的参数。利用R2R阶梯方式等构成DAC8时，DAC8的输出阻抗为固定值，不依赖其输出电压值。通过将该固定值设为分压电阻R2的电阻值，而不再需要缓冲器9。
因此，也可以将电源IC1的内部构成设为图2B所示的不设置缓冲器9的构成。图2B所示的电源IC1中，使DAC8的输出端连接于运算放大器10的非反相输入端(+)。由于不设置缓冲器9，因此可减小电路面积、电路电流、及偏移误差。
＜开关稳压器中的应用＞
本发明的实施方式的电源IC并不限于应用在线性稳压器中，也可以应用在开关稳压器中。图5是表示将电源IC应用于开关稳压器时作为一个示例的电源供给系统200的图。
图5所示的电源IC30作为一个示例应用于降压型开关稳压器(DC/DC转换器)。电源IC30具有OUT端子。OUT端子在外部连接电感L30的一端。电感L30的另一端连接于输出电容器C30的一端。电源IC30通过开关内置于自身的晶体管(未图示)，使施加至IN端子的输入电压Vin降压，并在输出电容器C30的一端产生输出电压Vout。产生的输出电压Vout被供给至负载IC50。
负载IC50例如是SOC等。SOC(System On Chip)是设计成在一个芯片上除了集成微电脑功能外还集成应用功能等，从而协作以作为系统发挥功能的产品。
图5中，通过分压电阻Ra、Rb对输出电压Vout分压所产生的反馈电压Vfb被施加至电源IC30的FB端子。更具体来说，产生输出电压Vout的输出电容器C30的一端连接于分压电阻Ra的一端。分压电阻Ra的另一端通过节点N30连接于分压电阻Rb的一端。分压电阻Rb的另一端连接于负载侧接地电位RGND。反馈电压Vfb产生于节点N30。另外，分压电阻Ra、Rb并不限于外接在图5所示电源IC30上，也可以内置在图5所示电源IC30中。电源IC30中，使用反馈电压Vfb例如进行PWM控制，控制输出电压Vout。
此外，在图5所示的构成中，与所述图1同样地，电源IC侧接地电位AGND被施加至电源IC30的GND1端子。此外，与图1同样地，为了感测负载侧接地电位RGND，电源IC30具有被施加负载侧接地电位RGND的GND2端子。另外，图5中，与图1同样地表示了实体接地55。
像这样，与所述实施方式同样地，电源IC30具有负载侧接地电位RGND的远程感测功能，因此即使负载侧接地电位RGND偏离电源IC侧接地电位AGND时，也能补偿输出电压Vout，将负载侧接地电位RGND基准下的输出电压Vout控制为设定值。
图6是概略表示电源IC30的内部构成例的图。如图6所示，电源IC30具有DAC31、加算放大器34、误差放大器36、PWM比较器37、斜率产生部38、触发器39、驱动器40。LPF35具有电阻R35及电容器C35。电容器C35可以外接在电源IC30上，也可以内置在电源IC30中。即，电源IC30至少具有电阻R35与电容器C35中的电阻R35。
另外，在图6中，还表示了外接在电源IC30上的分压电阻Ra、Rb、电阻Rc、及电容器Cc。
包括DAC31、加算放大器34、及LPF35的构成用于产生作为输入至误差放大器36的基准电压的LPF输出电压Vssnr，相当于所述图2A所示的DAC8、加算放大器11、及LPF13，因此在此省略详细说明，仅描述主要特征。
加算放大器34具有缓冲器32、分压电阻R31、R32、开关S1～S3、运算放大器33、电阻R33、R34。缓冲器32的输出端连接于电阻R31的一端。电阻R31的另一端通过节点N31连接于电阻R32的一端。电阻R32的另一端连接于GND2端子(图5)。即，电阻R32的另一端被施加负载侧接地电位RGND。
开关S1选择节点N31的电压(第1信号)、与连接电阻R33、R34的节点N32的电压(第2信号)中的任一个，并使其输入至运算放大器33的非反相输入端(+)。开关S2选择节点N31的电压、与节点N32的电压中的任一个，并使其输入至运算放大器33的反相输入端(－)。开关S3选择并输出运算放大器33的正侧输出(+)与负侧输出(－)中的任一个。所选择的输出被施加至电阻R33的一端。
当开关S1选择节点N31的电压时，开关S2选择节点N32的电压(第1选择样式)。当开关S1选择节点N32的电压时，开关S2选择节点N31的电压(第2选择样式)。开关S3根据所述两个选择样式来切换正侧输出与负侧输出。例如，在第1选择样式时选择正侧输出，在第2选择样式时选择负侧输出。
如上所述的第1选择样式与第2选择样式分时且交替地进行切换。由此，开关S3的输出正负交替地产生运算放大器33的偏移，但平均来说偏移可大体为0。像这样，加算放大器34具有偏移主动消除功能。
但，为了去除如上所述的偏移的正负交替所产生的涟波，在加算放大器34的后段配置LPF35。所述涟波例如若为1MHz，则LPF35的截止频率为低于1MHz的值。由此，开关S3的输出作为LPF输入电压LPFIN而被输入至LPF35。
由于开关稳压器的噪声非常多，因此一般来说大多不会设置LPF，但本实施方式中，需要设置LPF以去除如上所述设置偏移主动消除功能所产生的涟波。由此，产生将具有与所述图2A的实施方式相同的远程感测功能的加算放大器与LPF组合时的问题，因此本实施方式中，LPF35的电容器C35上连接的并非电源IC侧接地电位AGND而是负载侧接地电位RGND。
由此，与所述实施方式同样地，当负载侧接地电位RGND急剧变化时，即使LPF输入电压LPFIN因加算放大器34而急剧变化，也无需对电容器C35充电，从而可使LPF输出电压Vssnr的响应速度快速化。
以此方式产生的LPF输出电压Vssnr被输入至误差放大器36的非反相输入端(+)。误差放大器36的反相输入端(－)被输入反馈电压Vfb。误差放大器36的输出作为误差信号Err而被输入至PWM比较器37的反相输入端(－)。另外，连接于误差放大器36的输出端的电阻Rc与电容器Cc用于补偿相位。
PWM比较器37的非反相输入端(+)被输入斜率产生部38所产生的锯齿波状的斜率信号Slp。PWM比较器37的输出被输入至触发器39的复位端子。触发器39的设置端子被输入时钟信号Clk。触发器39的Q端子的输出被输入至驱动器40。
通过这种构成，利用Clk来规定频率，通过比较斜率信号Slp与误差信号Err来决定占空，从而进行PWM控制。驱动器40对未图示的开关用晶体管进行开关驱动。
例如，若为非同步整流型DC/DC转换器，则对配置在被施加输入电压Vin(图5)的IN端子与OUT端子之间的晶体管进行开关驱动。OUT端子与接地电位之间配置有二极管。
此外，例如若为同步整流型DC/DC转换器，则对配置在被施加输入电压Vin(图5)的IN端子与OUT端子之间的高侧晶体管、及配置在OUT端子与接地电位之间的低侧晶体管进行开关驱动。
像这样，通过PWM控制来进行开关控制以使反馈电压Vfb与作为基准电压的LPF输出电压Vssnr一致，来控制输出电压Vout。LPF输出电压Vssnr如上所述为REF+RGND，控制Vfb＝REF+RGND，因此，
Vout＝(REF+RGND－RGND)/Rb×(Ra+Rb)+RGND
＝REF×(Ra+Rb)/Rb+RGND。
因此，在负载侧接地电位RGND基准下，Vout＝REF×(Ra+Rb)/Rb，能够将Vout控制为不依赖于RGND的设定值。
＜其它＞
以上对本发明的实施方式进行了说明，但是在不脱离本发明主旨的范围内，实施方式能够进行各种变化。
例如，应用电源IC的开关稳压器并不限于降压型，也可以是升压型或升降压型，并且不限于非绝缘型，也可以是绝缘型。
[工业上的可利用性]
本发明可利用于各种DC/DC转换器。
[符号的说明]
1 电源IC
2 误差放大器
3 NMOS晶体管
4 OCP部
5 LDO
6 逻辑部
7 电压设定部
8 DAC
9 缓冲器
10 运算放大器
11 加算放大器
12 固定放大器
121 运算放大器
13 LPF
14 比较器
15 比较器
16 可变基准电压源
17 可变基准电压源
18 保护部
19 OR电路
20 NMOS晶体管
21 电源正常部
22 误差放大器
23 PMOS晶体管
24 内部电压产生部
30 电源IC
31 DAC
32 缓冲器
33 运算放大器
34 加算放大器
35 LPF
36 误差放大器
37 PWM比较器
38 斜率产生部
39 触发器
40 驱动器
50 负载IC
55 实体接地
100 电源供给系统
200 电源供给系统
A 非反相放大器
AGND 电源IC侧接地电位
RGND 负载侧接地电位
C13 电容器
C30 输出电容器
C35 电容器
Cc 电容器
L30 电感
R1、R2 分压电阻
R11、R12 电阻
R13 电阻
R3、R4 电阻
R31、R32 分压电阻
R33、R34 电阻
R35 电阻
R5、R6 分压电阻
Ra、Rb 分压电阻
Rc 电阻
S1～S3 开关
SW 开关。

Claims (10)

1.一种电源装置，用于将从DC/DC电源电路输出的输出电压供给至负载的电源供给系统中，具有：
外部端子，能够被施加负载侧接地电位；
加算部，在设定基准电压上加上施加至所述外部端子的所述负载侧接地电位；
构成LPF的电阻与电容器中的至少电阻，所述LPF中输入有基于所述加算部的加算结果的LPF(低通滤波器)输入电压；及
误差放大器，其中输入有从所述LPF输出的LPF输出电压作为基准电压，并且输入有基于所述输出电压的反馈电压；
所述误差放大器包含在所述DC/DC电源电路中，
基于所述误差放大器的输出来控制所述输出电压，
所述电容器连接在所述负载侧接地电位上。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，所述加算部具有：
第1电阻，具有与所述外部端子连接的第1端；
第2电阻，具有与所述第1电阻的第2端连接的第1端、及被施加基于所述设定基准电压的电压的第2端；以及
非反相放大器，被输入在连接所述第1电阻与所述第2电阻的第1节点处产生的电压。
3.根据权利要求2所述的电源装置，其中，所述非反相放大器包含的第1运算放大器具有第1输入端及第2输入端，
交替且分时地重复设为第1状态及第2状态，所述第1状态是所述第1输入端中输入第1信号时，所述第2输入端中输入第2信号，所述第2状态是所述第2输入端中输入所述第1信号时，所述第1输入端中输入所述第2信号，
根据所述第1状态与所述第2状态，来选择所述第1运算放大器的正侧输出与负侧输出中的一个。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电源装置，其具有配置在所述加算部的后段的固定放大器，
所述固定放大器的输出为所述LPF输入电压，
所述固定放大器具有：
第2运算放大器，具有被输入所述加算部的输出的非反相输入端；
第3电阻，具有连接所述第2运算放大器的输出端的第1端、及连接所述第2运算放大器的反相输入端的第2端；以及
第4端子，具有连接所述第3电阻的第2端的第1端、及连接所述外部端子的第2端。
5.根据权利要求4所述的电源装置，其可切换并选择所述加算部的输出与所述固定放大器的输出来作为所述LPF输入电压。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电源装置，其具有保护部、及电源正常部，
所述保护部具有：
第5电阻，具有被施加所述反馈电压的第1端；
第6电阻，具有连接所述第5电阻的第2端的第1端、及连接所述外部端子的第2端；
OVD(过电压检测)用第1比较器，输入有连接所述第5电阻与所述第6电阻的第2节点处产生的电压、及第1基准电压源以所述加算部的输出为基准产生的第1基准电压；以及
UVD(低电压检测)用第2比较器，输入有所述第2节点处产生的电压、及第2基准电压源以所述加算部的输出为基准产生的第2基准电压；
所述电源正常部具有：
OR电路，输入有所述第1比较器的输出及所述第2比较器的输出；及
NMOS晶体管，具有由OR电路的输出驱动的栅极。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电源装置，其具有作为所述DC/DC电源电路的LDO(Low Dropout)。
8.一种电源供给系统，具有：权利要求7所述的电源装置；及负载，被供给从所述电源装置包含的LDO输出的输出电压。
9.根据权利要求8所述的电源供给系统，其中，所述负载是MMIC(MonolithicMicrowaveIntegrated Circuit(单片微波集成电路))。
10.根据权利要求3所述的电源装置，其中，所述DC/DC电源电路是开关稳压器。
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