CN109392218A - 调光装置及电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种调光装置及电力变换装置，能够利用可变电阻来调整生成控制电压的恒定电流源的控制电流，并消除指示输出电流的信号的电源电压依赖性。基准电压电路在电源电压为预定的值以上时输出恒定值的电压作为基准电压，在电源电压低于预定的值时输出与电源电压成比例的值的电压作为基准电压。偏置电流电路将基准电压变换为偏置电流而输出。偏置电流被提供给外置的恒定电流值设定电阻，生成与该电阻值对应的电压。电压被控制电流电路变换为控制电流并提供给连接于调光输入端子的调光用的可变电阻而成为控制电压。在电源电压下降的情况下，由于基准电压与控制电压以相同比率变化，所以不具有指示输出电流的AD转换器的输出信号的电源电压依赖性。

Description

调光装置及电力变换装置
技术领域
本发明涉及调光装置及电力变换装置，特别地涉及通过外部控制信号来调节作为负载连接的照明器具的光量的调光装置及具备该调光装置的电力变换装置。
背景技术
LED(Light Emitting Diode：发光二极管)照明器具或白炽灯照明器具使用具备在调节其光量时调整施加到照明器具的电流或电压的调光装置的电力变换装置。
图8是示出控制LED照明器具的以往的电力变换装置的构成例的电路图。图9是示出调光装置的特性的图，其中，(A)是示出控制电压相对于电源电压的变化的图，(B)是示出基准电压相对于电源电压的变化的图，(C)是示出占空比相对于电源电压的变化的图。
图示的电力变换装置具备：整流电路101、功率因数校正(PFC：Power FactorCorrection)电路102、DC-DC转换器103和调光装置104，在DC-DC转换器103的输出端子连接有LED照明器具105。根据该电力变换装置，整流电路101对商用电源的交流电压进行整流，功率因数校正电路102将升压后的直流电压输出。该直流电压由DC-DC转换器103变换为所期望的值的直流电压。
DC-DC转换器103是反激式的开关电源电路，具有：开关元件111、变压器112、电源控制IC(Integrated Circuit：集成电路)113、整流滤波电路114和反馈电路115。该DC-DC转换器103在开关元件111的导通期间将电力储存到变压器112，如果开关元件111切换为关断，则利用变压器112的反电动势将储存的电力输出到变压器112的次级侧。此时，在反馈电路115中，电压误差放大器Amp1检测由整流滤波电路114输出的直流输出电压。此外，在反馈电路115中，电流误差放大器Amp2检测提供给LED照明器具105的输出电流。电压误差放大器Amp1和电流误差放大器Amp2输出的误差信号经由光电耦合器PC反馈到电源控制IC 113，电源控制IC 113朝误差信号成为0的方向控制开关元件111的开关。
DC-DC转换器103输出的输出电流由调光装置104来设定。调光装置104具有：恒定电流源121、AD(Analog-to-Digital：模拟-数字)转换器122、基准电压源123、输出信号生成电路124、恒定电流源125和开关126。恒定电流源121从由变压器112的辅助绕组127和整流滤波电路128生成的电源电压VCC生成恒定电流的控制电流Icont。恒定电流源121输出的控制电流Icont经由调光装置104的控制端子Cont而提供给电容器129，并且经由二极管130提供给调光输入端子Dim。该调光输入端子Dim接收可变的直流(DC)电压或连接可变电阻作为外部控制信号Cont-sig。在接收DC电压的外部控制信号Cont-sig时，在调光装置104的控制端子Cont出现将二极管130的正向电压与接收的DC电压相加得到的控制电压Vcont。在调光输入端子Dim上连接可变电阻时，在可变电阻上流通恒定电流源121的控制电流Icont。由此，在可变电阻的两端产生与可变电阻的电阻值对应的电压。因此，在调光装置104的控制端子Cont出现将二极管130的正向电压与可变电阻的两端电压相加得到的值的控制电压Vcont。这里，如图9的(A)所示，由于恒定电流源121的控制电流Icont恒定，所以只要电源电压VCC不大幅下降则控制电压Vcont为恒定，没有变化。
在调光装置104的控制端子Cont出现的模拟的控制电压Vcont被AD转换器122基于基准电压源123的基准电压Vref而变换为数字的信号。应予说明，输入到AD转换器122的控制电压Vcont有时在AD转换器122内被分压，并将该分压值与基准电压Vref进行比较。这是由于基准电压Vref小，如果控制电压Vcont的容许输入电压范围窄，则需要精确设定控制电压Vcont，为了能够将控制电压Vcont的输入电压范围设定得宽而设置分压电路。因此，控制电压Vcont的容许输入电压的最大值变得比基准电压Vref大很多。
这里，基准电压源123使用齐纳二极管从调光装置104的电源电压VCC生成基准电压Vref。基准电压Vref为了不受电源电压VCC的波动的影响而通常设定为比电源电压VCC足够小的值，如图9的(B)所示，只要电源电压VCC不大幅下降，则基准电压Vref为恒定。即便如此，在电源电压VCC受电源电压VCC的波动的影响，而下降为比齐纳二极管的齐纳电压低的情况下，也已知避免该情况的方法(例如，参照专利文献1)。根据该专利文献1，如果电源电压下降为比齐纳二极管的齐纳电压低，则向基准电压产生电路的低电压侧的分压电阻流入补充电流。由此，低电压侧的分压电阻的电压增加了由补充电流引起的电压降的部分，抑制基准电压的下降。
AD转换器122的输出信号被输入到输出信号生成电路124，并变换为具有与控制端子Cont的控制电压Vcont的值对应的占空比的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号。开关126被输出信号生成电路124的PWM信号控制为导通/关断，对恒定电流源125输出的恒定电流Iout进行脉冲宽度调制而提供给反馈电路115。此时，如图9的(C)所示，控制端子Cont的控制电压Vcont和占空比具有如果控制电压Vcont高则占空比大，如果控制电压Vcont低则占空比小的关系。并且，如果电源电压VCC逐渐下降，则能够将占空比保持为恒定的范围随着控制电压Vcont变高而变窄。
在反馈电路115中，脉冲宽度调制后的恒定电流Iout经由光电耦合器和低通滤波器而提供给输入电流误差放大器Amp2的基准信号的非反相输入端子(+)。由此，电流误差放大器Amp2的基准信号设定为与由可变的DC电压或可变电阻设定的控制电压Vcont对应的电压值。其结果是提供给LED照明器具105的输出电流被电源控制IC 113控制为与控制电压Vcont对应的电流，LED照明器具105被调节为与控制电压Vcont对应的亮度。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2010-20481号公报
发明内容
技术问题
在以往的电力变换装置中，在作为外部控制信号Cont-sig而连接可变电阻时，控制电压Vcont通过在可变电阻流通控制电流Icont而生成。在此情况下，在可变电阻的值最大时，期望能够将LED照明器具105的亮度调节为100％。但是，在可变电阻的值小的情况下，即使将可变电阻的值设为最大，也无法将LED照明器具105的亮度调节为100％。相反地，在可变电阻的值大的情况下，存在将可变电阻的值调整为最大之前LED照明器具105的亮度达到100％这样的问题。
此外，恒定电流源121的控制电流Icont具有依赖于调光装置104的电源电压VCC而变化的特性。例如，在将可变电阻的值设置得小而将LED照明器具105的亮度设定得暗的情况下，DC-DC转换器103以降低提供给LED照明器具105的输出电流的方式进行控制。此时，由于输送到变压器112的辅助绕组127的电流也同样降低，所以电源电压VCC也降低。
如果电源电压VCC下降而成为控制电压Vcont以下，则由于恒定电流源121没有升压功能，所以控制电压Vcont无法成为电源电压VCC以上，控制电压Vcont与电源电压VCC一同下降。于是，存在输出信号生成电路124所输出的PWM信号的占空比变得比原来的占空比小，即，输出电流下降而使照明器具的光量变得比设定的光量小的问题。
本发明是鉴于这样的情况而完成的，其目的在于提供一种能够抑制由电源电压VCC的下降引起的输出电流的下降的调光装置及电力变换装置。
技术方案
在本发明中，为了解决上述课题，提供一种调光装置，具备：基准电压电路、偏置电流电路、控制电流电路、AD转换器、输出信号生成电路、恒定电流源和开关。根据该调光装置，基准电压电路在电源电压为预定的值以上时输出恒定值的基准电压，在电源电压低于预定的值时输出与电源电压成比例的值的基准电压。偏置电流电路将基准电压变换为偏置电流。控制电流电路将通过向外置的电阻提供偏置电流而生成的电压变换为控制电流。AD转换器基于基准电压而将通过向外置的可变电阻提供控制电流而生成的控制电压变换为数字信号。输出信号生成电路，根据数字信号生成具有与可变电阻的调整比率对应的占空比的占空比信号。恒定电流源，输出恒定电流。并且，开关连接于恒定电流源，并根据占空比信号进行导通/关断。
此外，本发明提供一种电力变换装置，具备：变压器；开关元件，与变压器的初级绕组串联连接，并在两端施加有直流电压；电源控制电路，控制开关元件的开关；整流滤波电路，连接于变压器的次级绕组；反馈电路，具有检测从整流滤波电路输出的电压和电流而将其反馈到电源控制电路的电压误差放大器和电流误差放大器；以及调光装置，设定电压误差放大器或电流误差放大器的可变的基准电压源。根据该电力变换装置，调光装置具有：基准电压电路，在由变压器的辅助绕组生成的电源电压为预定的值以上时输出恒定值的基准电压，在电源电压低于预定的值时输出与电源电压成比例的值的基准电压；偏置电流电路，将基准电压变换为偏置电流；外置的电阻，被提供偏置电流；控制电流电路，将通过被提供偏置电流而在外置的电阻上产生的电压变换为控制电流而输出；外置的可变电阻，通过被提供控制电流而产生可变的控制电压；AD转换器，基于基准电压而将控制电压变换为数字信号；输出信号生成电路，根据数字信号生成具有与可变电阻的调整比率对应的占空比的占空比信号；恒定电流源，输出恒定电流；以及开关，连接于恒定电流源，通过根据占空比信号进行导通/关断，从而输出在电压误差放大器或电流误差放大器的可变的基准电压源设定与可变电阻的调整比率对应的信号的设定信号。
技术效果
上述构成的调光装置及电力变换装置具有如下优点：通过具备将由外置的电阻生成的电压降变换为控制电流的控制电流电路，从而能够通过改变外置的电阻的电阻值来任意改变提供给可变电阻的控制电流的值。此外，通过具备在电源电压为预定的值以上时输出恒定值的基准电压，在电源电压低于预定的值时输出与电源电压成比例的值的基准电压的基准电压电路，从而能够抑制输出电流的电源电压依赖性。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式的电力变换装置的构成例的电路图。
图2是示出电力变换装置的反馈电路和调光装置的构成例的电路图。
图3是示出调光装置的基准电压电路的构成例的电路图。
图4是示出调光装置的偏置电流电路的构成例的电路图。
图5是示出调光装置的AD转换器的图。
图6是示出调光装置的输出信号生成电路的构成例的电路图。
图7是示出调光装置的特性的图，其中，(A)是示出控制电压相对于电源电压的变化的图，(B)是示出基准电压相对于电源电压的变化的图，(C)是示出占空比相对于电源电压的变化的图。
图8是示出控制LED照明器具的以往的电力变换装置的构成例的电路图。
图9是示出调光装置的特性的图，其中，(A)是示出控制电压相对于电源电压的变化的图，(B)是示出基准电压相对于电源电压的变化的图，(C)是示出占空比相对于电源电压的变化的图。
符号说明
11：交流输入端子，12：扼流线圈，13：X电容器，14：扼流线圈，15：二极管桥，16：功率因数校正电路，17：电容器，18：变压器，18a：初级绕组，18b：次级绕组，18c、18d：辅助绕组，19：开关元件，20：电流检测电阻，21：二极管，22：电容器，23：反馈电路，24：直流输出端子，24a、24b、24c：线，25：负载，26：二极管，27：电阻，28：电容器，29：调光装置，30：电容器，31：二极管，32：恒定电流值设定电阻，33：电源控制IC，34：二极管，35：电阻，36：电容器，37a：发光二极管，37b：光电晶体管，41、42：运算放大器，43、44：电阻，45：光电耦合器，45a：发光二极管，45b：光电晶体管，46、47：电阻，49：二极管，50、51：电阻，52：电流检测电阻，53：二极管，54、55：电阻，56：电容器，61：基准电压电路，62：偏置电流电路，63：控制电流电路，64：AD转换器，65：输出信号生成电路，66、67：恒定电流源，68：开关，71：齐纳二极管，72：运算放大器，73、74、75：电阻，76：运算放大器，77：MOS晶体管，78：电阻，79、80：MOS晶体管，81：运算放大器，82：MOS晶体管，83：电阻，84、85：MOS晶体管，91：计数器，92：数据一致电路，93：RS触发器，AND：与电路，Cont：控制端子，Dim：调光输入端子，Rs：电阻连接端子，Vref：输出端子，XNOR0～XNORm：异或非电路
具体实施方式
以下，以将本发明应用到用于LED照明器具的电力变换装置的情况为例参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。应予说明，在以下说明中，端子名及该端子处的电压、信号等有时使用相同符号。
图1是示出本发明的实施方式的电力变换装置的构成例的电路图，图2是示出电力变换装置的反馈电路和调光装置的构成例的电路图。图3是示出调光装置的基准电压电路的构成例的电路图，图4是示出调光装置的偏置电流电路的构成例的电路图，图5是示出调光装置的AD转换器的图，图6是示出调光装置的输出信号生成电路的构成例的电路图。图7是示出调光装置的特性的图，其中，(A)是示出控制电压相对于电源电压的变化的图，(B)是示出基准电压相对于电源电压的变化的图，(C)是示出占空比相对于电源电压的变化的图。
如图1所示，电力变换装置具有与商用的交流电源连接的交流输入端子11，在该交流输入端子11连接有构成噪声滤波器的扼流线圈12、X电容器13和扼流线圈14。在扼流线圈14连接有对通过了噪声滤波器的交流电压进行全波整流的二极管桥15。
在二极管桥15连接有功率因数校正电路16。功率因数校正电路16是改善在开关动作中由于连接感性负载或容性负载而电流相位相对于电压相位偏移的情况下下降的功率因数的电路。该功率因数校正电路16通过对从二极管桥15输出的整流电压进行升压整流，从而以高压输出恒定的直流电压。
在功率因数校正电路16的输出端子连接有向进行开关动作的电路提供稳定的能量并且降低由开关动作引起的开关噪声的电容器17。在电容器17并联连接有变压器18的初级绕组18a、开关元件19和电流检测电阻20的串联电路。开关元件19在这里使用MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管，以下称为MOS晶体管)。
在变压器18的次级绕组18b连接有由二极管21和电容器22构成的整流滤波电路，电容器22的两端的端子经由反馈电路23而与直流输出端子24连接。在该直流输出端子24连接有作为LED照明器具的负载25。
变压器18在其次级侧还具有辅助绕组18c，在该辅助绕组18c连接有由二极管26、电阻27和电容器28构成的整流滤波电路。电容器28的两端的端子与调光装置29连接，在调光装置29的输入端子连接有电容器30。电容器30的一个端子与二极管31的阳极连接，二极管31的阴极与电容器30的另一个端子连接于接收外部控制信号Cont-sig的调光输入端子Dim。外部控制信号Cont-sig为DC电压或可变电阻。调光装置29还与能够设定在调光输入端子Dim流通的恒定电流的电流值的恒定电流值设定电阻32的一个端子连接，恒定电流值设定电阻32的另一个端子接地。调光装置29的输出端子与反馈电路23连接。
开关元件19的栅极连接于电源控制IC(电源控制电路)33的输出端子。电源控制IC33通过由变压器18的初级侧的辅助绕组18d和整流滤波电路构成的电源电路来供电，该整流滤波电路由二极管34、电阻35和电容器36构成。
电源控制IC 33连接于开关元件19的源极与电流检测电阻20的连接点，且内置的过电流保护功能监视在电流检测电阻20的两端出现的电压。过电流保护功能在检测到与在开关元件19流通有预定值以上的过电流的情况相当的电压时，停止由开关元件19进行的开关动作而保护开关元件19不受过电流损害。
电源控制IC 33还通过光电耦合器与反馈电路23连接。即，在反馈电路23设置发光二极管37a，在电源控制IC 33设置光电晶体管37b。发光二极管37a与光电晶体管37b构成光电耦合器。由此，反馈电路23能够检测提供给负载25的输出电压和输出电流而将其反馈到电源控制IC 33。电源控制IC 33基于从反馈电路反馈来的信号，对开关元件19进行开关控制以使输出电压或输出电流成为由外部控制信号Cont-sig指示的值。
接下来，参照图2～图6对电力变换装置的反馈电路23和调光装置29的具体构成例进行说明。
反馈电路23具有运算放大器41、42。运算放大器41的反相输入端子连接于由电阻43、44构成的分压电路的输出端子。电阻43的一个端子与连接于直流输出端子24的正极端子的线24a连接，电阻43的另一个端子与运算放大器41的反相输入端子和电阻44的一个端子连接。电阻44的另一个端子与连接于直流输出端子24的负极端子的线24b连接。由此，在运算放大器41的反相输入端子施加有与输出电压Vo成比例的电压。
另一方面，运算放大器41的非反相输入端子连接于由电阻46、47得到的固定的基准电压源。电阻46的一个端子连接于电压Vref1的线，电阻46的另一个端子连接于运算放大器41的非反相输入端子和电阻47的一个端子，电阻47的另一个端子连接于线24b。
运算放大器41的输出端子连接于二极管49的阴极。这里，运算放大器41、电阻43、44、46、47和二极管49构成检测所期望的输出电压与实际的输出电压Vo之间的误差的电压误差放大器。
运算放大器42的非反相输入端子与由光电耦合器45的光电晶体管45b、电阻50、51、55、电流检测电阻52和电容器56构成的可变的基准电压源连接。光电耦合器45的光电晶体管45b的集电极连接于电压Vref2的线，光电晶体管45b的发射极连接于电阻55的一个端子。电阻55的另一个端子连接于与该电阻55构成低通滤波器的电容器56的一个端子，电容器56的另一个端子与连接于整流滤波电路的电容器22的负极端子的线24c连接。电阻55与电容器56的连接点连接于电阻50的一个端子，电阻50的另一个端子连接于运算放大器42的非反相输入端子和电阻51的一个端子。电阻51的另一个端子连接于线24c。电阻51的另一个端子还连接于电流检测电阻52的一个端子，电流检测电阻52的另一个端子连接于运算放大器42的反相输入端子和线24b。
运算放大器42的输出端子连接于二极管53的阴极。这里，运算放大器42、光电耦合器45的光电晶体管45b、电阻50、51、55、电流检测电阻52、电容器56和二极管53构成检测所期望的输出电流与实际的输出电流Io之间的误差的电流误差放大器。
电压误差放大器的二极管49的阳极和电流误差放大器的二极管53的阳极连接于将误差信号反馈到电源控制IC 33的光电耦合器的发光二极管37a的阴极。发光二极管37a的阳极连接于电阻54的一个端子，电阻54的另一个端子连接于直流输出端子24的正极端子的线24a。
根据该反馈电路23，运算放大器41将对输出电压Vo进行分压得到的电压与对基准电压源的电压Vref1进行分压得到的电压进行比较，并输出表示比较电压的误差的信号。这里，在对输出电压Vo进行分压得到的电压比对基准电压源的电压Vref1进行分压得到的电压低时，运算放大器41输出正的误差信号。此时，由于发光二极管37a的阴极的电位上升，所以在发光二极管37a流通的电流下降，该电流信息被反馈到电源控制IC 33。在此情况下，电源控制IC 33朝使输出电压Vo变高的方向对开关元件19进行开关控制。
相反地，在对输出电压Vo进行分压得到的电压比对基准电压源的电压Vref1进行分压得到的电压高时，运算放大器41输出负的误差信号。此时，由于发光二极管37a的阴极的电位下降，所以在发光二极管37a流通的电流增大，该电流信息被反馈到电源控制IC 33。在此情况下，电源控制IC 33朝使输出电压Vo变低的方向对开关元件19进行开关控制。
对于电流误差放大器的动作，如果将与整流滤波电路的电容器22的负极端子连接的线24c的电位作为基准来考虑，则较易理解。运算放大器42将由输出电流Io引起的电流检测电阻52的电压降与可变的基准电压源的电压进行比较，并输出表示比较电压的误差的信号。此时，可变的基准电压源的电压被设定为具有与从调光装置29输出的输出信号PWM-sig对应的值的设定信号。光电耦合器45的发光二极管45a所接收的输出信号PWM-sig为PWM信号，由于光电晶体管45b按照该PWM信号而导通/关断，所以光电晶体管45b提供给电阻55的电压也成为PWM的波形。该PWM波形被由电阻55和电容器56构成的低通滤波器平均化，且该平均化得到的电压被由电阻50、51构成的分压电路分压，作为被设定的基准电压源的电压而输入到运算放大器42的非反相输入端子。由输出电流Io引起的电流检测电阻52的电压降被输入到运算放大器42的反相输入端子，与基准电压源的电压进行比较。
在电流检测电阻52的电压降比可变的基准电压源的电压低时，运算放大器42输出正的误差信号。此时，由于发光二极管37a的阴极的电位上升，所以在发光二极管37a流通的电流下降，该电流信息被反馈到电源控制IC 33。在此情况下，电源控制IC 33朝增大输出电流Io的方向对开关元件19进行开关控制。
相反地，在电流检测电阻52的电压降比可变的基准电压源的电压高时，运算放大器42输出负的误差信号。此时，由于发光二极管37a的阴极的电位下降，所以在发光二极管37a流通的电流增大，该电流信息被反馈到电源控制IC 33。在此情况下，电源控制IC 33朝减小输出电流Io的方向对开关元件19进行开关控制。
这里，可变的基准电压源的电压是由调光装置29设定的值，因此，最终输出电流Io被调整为使电流检测电阻52的电压降成为由调光装置29设定的值。
应予说明，位于运算放大器41的输出端子的二极管49和位于运算放大器42的输出端子的二极管53是线或连接的。此外，基于运算放大器41的电压误差放大器被构成为稳态的输出高于电流误差放大器的输出。因此，在通常状态下，将构成电流误差放大器的运算放大器42的输出优先而使在发光二极管37a流通的电流的值变化。
调光装置29具备：基准电压电路61、偏置电流电路62、控制电流电路63、AD转换器64、输出信号生成电路65、恒定电流源66、67和开关68。
调光装置29的输入端子连接于二极管31的阳极，二极管31的阴极连接于调光输入端子Dim。二极管31用于防止从调光输入端子Dim向调光装置29流入无法预料的电流。这是由于有时外部控制信号Cont-sig是利用与调光装置29的电源为不同电源的装置生成的，在此情况下，存在变得比调光装置29的电源电压VCC高的情况。此外，与调光装置29的输入端子连接的电容器30用于滤除外来噪声。
如图3所示，基准电压电路61具有：齐纳二极管71、运算放大器72、电阻73、74、75。齐纳二极管71的阴极连接于电阻73的一个端子，电阻73的另一个端子连接于调光装置29的电源电压VCC的线，齐纳二极管71的阳极接地。电阻73与齐纳二极管71的连接点连接于运算放大器72的非反相输入端子，运算放大器72的反相输入端子连接于运算放大器72的输出端子。运算放大器72的输出端子连接于电阻74的一个端子，电阻74的另一个端子连接于电阻75的一个端子和该基准电压电路61的输出端子Vref，电阻75的另一个端子接地。应予说明，在该实施方式中，示出了一个齐纳二极管71，但可以根据需要构成为将多个齐纳二极管串联连接。此外，在想要输出的基准电压Vref与齐纳二极管71的齐纳电压相等的情况下，不需要连接于运算放大器72的输出端子的由电阻74、75构成的分压电路。
这样，如果调光装置29的电源电压VCC为齐纳二极管71的齐纳电压以上，则基准电压电路61使用齐纳二极管71根据调光装置29的电源电压VCC生成恒定的电压(即，齐纳二极管71的齐纳电压)，并利用基于运算放大器72的电压跟随电路将该恒定的电压与齐纳二极管71的电路分离。电压跟随电路输出的恒定的电压被由电阻74、75构成的分压电路进行分压，成为所期望的值的基准电压Vref。该基准电压Vref作为基准电压提供给偏置电流电路62和AD转换器64。
另外，该基准电压电路61在调光装置29的电源电压VCC低于齐纳二极管71的齐纳电压的情况下，将与该电源电压VCC成比例的可变的电压作为基准电压Vref输出。作为一例，在没有由电阻74、75构成的分压电路，且齐纳二极管71的齐纳电压为10.5V时，该基准电压电路61在调光装置29的电源电压VCC为10.5伏(V)以上时输出10.5V的基准电压Vref，在电源电压VCC低于10.5V时输出与电源电压VCC成比例的基准电压Vref。
偏置电流电路62如图4所示具备：运算放大器76、MOS晶体管77、电阻78、MOS晶体管79、80。
在运算放大器76中，在其非反相输入端子施加有从基准电压电路61输出的基准电压Vref，输出端子连接于MOS晶体管77的栅极。MOS晶体管77的源极连接于运算放大器76的反相输入端子和电阻78的一个端子，电阻78的另一个端子接地。该运算放大器76、MOS晶体管77和电阻78构成将基准电压Vref变换为电流的跨导放大器。
MOS晶体管77的漏极连接于MOS晶体管79的漏极和栅极，MOS晶体管79的源极连接于调光装置29的电源电压VCC的线。MOS晶体管79的漏极和栅极还连接于MOS晶体管80的栅极，MOS晶体管80的源极连接于调光装置29的电源电压VCC的线。由此，该MOS晶体管79、80构成电流镜电路。并且，MOS晶体管80的漏极构成该偏置电流电路62的输出端子。
这里，该偏置电流电路62利用跨导放大器将基准电压Vref变换为电流，并输出利用电流镜电路将变换得到的电流按比例缩放后的偏置电流Irs。
即，由于运算放大器76的非反相输入端子和反相输入端子处于虚拟短路状态，所以如果在运算放大器76的非反相输入端子施加有基准电压Vref，则运算放大器76的反相输入端子的电位也成为基准电压Vref。由此，会在电阻78的一个端子施加有基准电压Vref，因此在MOS晶体管77和电阻78流通有由电阻78的电阻值和基准电压Vref确定的恒定的电流。该恒定的电流被电流镜电路按比例缩放，将该按比例缩放得到的偏置电流Irs从偏置电流电路62的输出端子输出。该偏置电流电路62的输出端子连接于调光装置29的控制电流电路63和电阻连接端子Rs。
如图2所示，在电阻连接端子Rs连接有恒定电流值设定电阻32。通过在该恒定电流值设定电阻32流通偏置电流Irs，从而在恒定电流值设定电阻32的两端产生电压Vrs，并将该电压Vrs输入到控制电流电路63。应予说明，该恒定电流值设定电阻32用于在将可变电阻连接于调光输入端子Dim时能够使在该可变电阻流通的控制电流Icont根据可变电阻的电阻值而可变。
控制电流电路63具有与图4所示的偏置电流电路62的构成相同的构成。即，控制电流电路63具备：构成跨导放大器的运算放大器81、MOS晶体管82和电阻83以及构成电流镜电路的MOS晶体管84、85。
在运算放大器81的非反相输入端子施加有由恒定电流值设定电阻32生成的电压Vrs，运算放大器81的输出端子连接于MOS晶体管82的栅极。MOS晶体管82的源极连接于运算放大器81的反相输入端子和电阻83的一个端子，电阻83的另一个端子接地。
MOS晶体管82的漏极连接于MOS晶体管84的漏极和栅极，MOS晶体管84的源极连接于调光装置29的电源电压VCC的线。MOS晶体管84的漏极和栅极还连接于MOS晶体管85的栅极，MOS晶体管85的源极连接于调光装置29的电源电压VCC的线。MOS晶体管85的漏极连接于调光装置29的控制端子Cont。
由此，该控制电流电路63利用跨导放大器将电压Vrs变换为电流，并输出利用电流镜电路将变换得到的电流按比例缩放后的输出电流Icont1。
该控制电流电路63输出的输出电流Icont1与恒定电流源66输出的输出电流Icont0相加，成为控制电流Icont而提供给调光装置29的控制端子Cont。应予说明，恒定电流源66的输出电流Icont0用于在将可变电阻连接于调光输入端子Dim的情况下，即使在恒定电流值设定电阻32的电阻值为零(将电阻连接端子Rs接地)而使输出电流Icont1成为零时，也从控制端子Cont输出电流而生成控制电压Vcont。
如图5所示，AD转换器64接收由基于DC电压的施加或可变电阻的电压降的模拟的外部控制信号Cont-sig生成的电压Vcont和基准电压Vref，并将电压Vcont(或其分压)相对于基准电压Vref的比率变换为数字信号。该AD转换器64的分辨率设为(m+1)比特，因此，AD转换器64输出利用(m+1)比特来表示电压Vcont的数字信号AD-data-0～AD-data-m。
如图6所示，输出信号生成电路65具有：(m+1)比特的计数器91、数据一致电路92和RS触发器93。该输出信号生成电路65生成具有与AD转换器64检测到的DC电压或可变电阻的调整比率(实际应用的可变电阻的电阻值相对于可变电阻的最大电阻值的比率)相同的占空比的输出信号PWM-sig。其中，该输出信号PWM-sig的频率(第一频率)设为与在反馈电路23中由电阻55和电容器56构成的低通滤波器对应的频率(在图示的例子中为1kHz)。
计数器91具有(m+1)个D触发器，在各个D触发器的数据输入端子连接有自身的XQ输出端子。此外，在第二级以后的各个D触发器的时钟端子(负逻辑)连接有前一级的D触发器的Q输出端子。在该计数器91中，输入有2^(m+1)kHz的频率(第二频率)的时钟信号，并输入有1kHz的复位信号。
数据一致电路92将由AD转换器64输出的数字信号AD-data-0～AD-data-m与计数器91的各个D触发器的输出信号进行比较，仅在两者的全部比特相同时输出H电平的一致信号。这里，该数据一致电路92对于各比特的比较使用异或非电路XNOR0～XNORm，对于所有的异或非电路XNOR0～XNORm的输出是否为H电平(所有的异或非电路XNOR0～XNORm的输入是否都一致)的判断使用与电路AND。
就RS触发器93而言，在其置位输入端子输入有作为计数器91的复位信号的1kHz的脉冲信号，在其复位输入端子输入有数据一致电路92的输出信号。因此，RS触发器93在每次被输入1kHz的脉冲信号时输出H电平的信号，该H电平持续到计数器91的计数值与读取的占空比的数据一致为止。由此，输出信号生成电路65输出与外部控制信号Cont-sig所指示的可变电阻的调整比率相当的占空比的信号。例如，在可变电阻设定了100％的调光时，输出信号生成电路65输出占空比为100％的脉冲信号，在可变电阻设定了80％的调光时，输出信号生成电路65输出占空比为80％的脉冲信号。
返回图2，调光装置29还具有输出恒定电流Iout的恒定电流源67。该恒定电流源67的输出端子经由开关68而连接于反馈电路23的光电耦合器45。开关68被输出信号生成电路65所输出的信号控制为导通/关断。因此，调光装置29输出表示通过开关68来对恒定电流Iout进行脉冲宽度调制而得到的输出信号PWM-sig，即，可变电阻的调整比率的电流信号。在反馈电路23中，通过该电流信号来调整电流误差放大器用来与相当于输出电流Io的电压进行比较的可变的基准电压源的基准电压，并将输出电流Io的目标输出电流值设定为与可变电阻的调整比率相当的值。
接下来，对以上的构成的调光装置29的动作进行说明。应予说明，由于在作为外部控制信号Cont-sig而将可变的DC电压施加到调光输入端子Dim的情况下，没有任何问题，所以，这里对连接可变电阻而进行调光的情况进行说明。
首先，针对连接于调光输入端子Dim的可变电阻根据其最大电阻值而使负载25的LED照明器具的调光范围变化的情况，设为能够根据可变电阻的电阻值来调整控制电流Icont。这是通过在调光装置29外置恒定电流值设定电阻32，并能够根据可变电阻的最大电阻值任意地调整该恒定电流值设定电阻32的电阻值而实现的。根据该构成，通过在最大电阻值大的情况下将控制电流Icont的值设置得小，在最大电阻值小的情况下将控制电流Icont的值设置得大，从而无论可变电阻的最大电阻值如何，都能够使产生的电压Vcont的最大值接近AD转换器64的容许最大输入电压。
即，在调光装置29的电源电压VCC为基准电压电路61的齐纳二极管71的齐纳电压以上时，偏置电流电路62输出恒定的偏置电流Irs。因此，如果改变恒定电流值设定电阻32的电阻值，则因电压Vrs的值被改变而使控制电流电路63输出的输出电流Icont1改变，如图7的(A)所示，控制电流Icont和控制电压Vcont在某一范围改变。其结果是不会出现以下情况：可变电阻的值小而即使将可变电阻的值设为最大也无法将LED照明器具的亮度设为100％的情况，或者可变电阻的值大而在将可变电阻的值设为最大之前LED照明器具的亮度就达到100％的情况。
接下来，如果调光装置29的电源电压VCC变得比基准电压电路61的齐纳二极管71的齐纳电压低，则如作为齐纳电压为10.5V的情况下的例子的图7的(B)所示，基准电压电路61输出随着电源电压VCC的下降而下降的基准电压Vref。如果基准电压Vref下降，则如图7的(A)所示，控制电流Icont和控制电压Vcont也逐渐下降。此时，AD转换器64被输入有分别以相同比率下降的基准电压Vref和控制电压Vcont，因此，与电源电压VCC的变化无关，AD转换器64输出直接反映可变电阻的电阻值的数字信号。基准电压Vref和控制电流Icont(控制电压Vcont)的这样的关系直到电源电压VCC成为极低的某一值为止不会变化，因此，如图7的(C)所示，不具有控制电流Icont的电源电压依赖性，将输出信号生成电路65输出的信号的占空比保持恒定的范围宽。
以上，对本发明的优选实施方式进行了说明，但是本发明并不限于该特定的实施方式。例如，说明了上述的电力变换装置作为调整LED照明器具的亮度的装置的情况，但是也能够同样适用于调整白炽灯照明器具的亮度的装置。在此情况下，白炽灯照明器具的亮度调整是电压控制，因此以使在反馈电路23进行的基于输出信号PWM-sig的基准电压的设定在电压误差放大器一侧进行的方式构成电流误差放大器和电压误差放大器。

Claims (6)

1.一种调光装置，其特征在于，具备：
基准电压电路，在电源电压为预定的值以上时输出恒定值的基准电压，在所述电源电压低于所述预定的值时输出与所述电源电压成比例的值的基准电压；
偏置电流电路，将所述基准电压变换为偏置电流；
控制电流电路，将通过向外置的电阻提供所述偏置电流而生成的电压变换为控制电流；
AD转换器，基于所述基准电压而将通过向外置的可变电阻提供所述控制电流而生成的控制电压变换为数字信号；
输出信号生成电路，根据所述数字信号生成具有与所述可变电阻的调整比率对应的占空比的占空比信号；
第一恒定电流源，输出第一恒定电流；以及
开关，连接于所述第一恒定电流源，并根据所述占空比信号进行导通/关断。
2.根据权利要求1所述的调光装置，其特征在于，
所述基准电压电路具有：
第一电阻，其一个端子被施加所述电源电压；
齐纳二极管，其阴极连接于所述第一电阻的另一个端子，阳极接地，齐纳电压为所述预定的值；以及
电压跟随电路，其输入端子连接于所述第一电阻与所述齐纳二极管的阴极的连接点。
3.根据权利要求1所述的调光装置，其特征在于，
所述偏置电流电路具有：
运算放大器，其非反相输入端子被施加所述基准电压；
第一晶体管，其栅极连接有所述运算放大器的输出端子；
第二电阻，其一个端子上连接有所述第一晶体管的源极和所述运算放大器的反相输入端子，另一个端子接地；
第二晶体管，其漏极和栅极连接于所述第一晶体管的漏极，源极被施加所述电源电压；以及
第三晶体管，其栅极连接于所述第二晶体管的栅极，源极被施加所述电源电压，并从漏极输出所述偏置电流。
4.根据权利要求1所述的调光装置，其特征在于，
所述输出信号生成电路具有：
计数器，接收比所述占空比信号的第一频率高的第二频率的时钟信号而对其进行计数，并根据所述第一频率的信号而复位；
数据一致电路，将所述计数器的计数值与所述数字信号的值进行比较，在所述计数器的计数值与所述数字信号的值一致时，输出一致信号；以及
触发器，通过接收到所述第一频率的信号而置位，接收到所述一致信号而复位，从而输出所述占空比信号。
5.根据权利要求1所述的调光装置，其特征在于，
所述调光装置还具备第二恒定电流源，所述第二恒定电流源输出第二恒定电流而使所述第二恒定电流加入到所述控制电流中。
6.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
变压器；
开关元件，与所述变压器的初级绕组串联连接，并在所述开关元件的两端施加有直流电压；
电源控制电路，控制所述开关元件的开关；
整流滤波电路，连接于所述变压器的次级绕组；
反馈电路，具有检测从所述整流滤波电路输出的电压和电流而将其反馈到所述电源控制电路的电压误差放大器和电流误差放大器；以及
调光装置，设定所述电压误差放大器或所述电流误差放大器的可变的基准电压源，
所述调光装置具有：
基准电压电路，在由所述变压器的辅助绕组生成的电源电压为预定的值以上时输出恒定值的基准电压，在所述电源电压低于所述预定的值时输出与所述电源电压成比例的值的基准电压；
偏置电流电路，将所述基准电压变换为偏置电流；
外置的电阻，被提供所述偏置电流；
控制电流电路，将通过被提供所述偏置电流而在所述外置的电阻上产生的电压变换为控制电流而输出；
外置的可变电阻，通过被提供所述控制电流而产生可变的控制电压；
AD转换器，基于所述基准电压而将所述控制电压变换为数字信号；
输出信号生成电路，根据所述数字信号生成具有与所述可变电阻的调整比率对应的占空比的占空比信号；
恒定电流源，输出恒定电流；以及
开关，连接于所述恒定电流源，通过根据所述占空比信号进行导通/关断，从而输出在所述电压误差放大器或所述电流误差放大器的可变的基准电压源设定与所述可变电阻的调整比率对应的信号的设定信号。
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