CN1132959A - 电源变换系统 - Google Patents

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Abstract

一种电源变换系统，它使加到负载上的电压变为一连续的电压波形，其中对多个电容器充电使其端电压达到相互不同的预定电压，并通过开关元件依次地将各个电容器分别连接到由电感器和负载用电容器组成的串联电路，负载用电容器由电容器和电感器形成的谐振电流充电，通过在向各个电容器充电时，适当地调整端电压以及各个开关元件的切换时间，使加到负载用电容器上的电压呈脉动波形。

Description

电源变换系统
本发明涉及一种电源变换系统，它包括一个电源变换电路，由单极性电源获得一个电压波形随时间变化为脉冲波形或正弦波形的电源，电路中采用了微型电容器以及微型电感器和开关元件。
现有提供的用以为诸如放电灯之类负载供电的电源变换装置，利用微型电容器和开关元件稳定其亮度。例如，第07/881,293号美国专利申请揭示了一种电源变换电路，它以高频交替地进行以下两种操作，即通过开关元件用来自直流电源的电源向微型电容器充电，并通过开关元件由已充了电的微型电容器向作为负载的放电灯供电。此外，该美国专利申请还揭示了另一种电源变换电路，它以高频交替地进行这样两种操作，即通过开关元件将来自直流电源的电源提供给由微型电容器和作为负载的放电灯所组成的一个串联电路，并通过开关元件将一个电源提供给放电灯，该电源的极性与先前由微型电容器提供之电源的极性相反。由于采用改变微型电容器连接方式通过升压和降压获得限流作用，能稳定地点亮放电灯，故这些已知电路设计能实现无变压器，其尺寸和重量可以减到最小。然而，这种电路所产生的问题在于，将高频、脉冲形电源提供给作为负载的放电灯，使得电磁噪声变得更加明显，波峰因数降低，且放电灯的寿命缩短。
此外，第7-123734号日本公开特许也揭示了这样一种电路，其中，通过多个开关电容器电路建立不同的输入电压，在各个开关电容器电路提升电压，将所提升的不同电压组合成具有阶梯波形的脉动电压作为输出，通过LC滤波器电路和桥式电路将这样一个交流电源供给放电灯负载。由于该阶梯波形的电压接近于LC滤波器电路的输出波形，故该电路允许采用耐压较低的电感器和电容器，由此使其尺寸和重量减至最小，电磁噪声也减少，提供了实质上为正弦波的一个输出。然而，这种电路所存在的问题在于，由于组成LC滤波器电路的电感器和电容器串联插入放电灯负载中，其谐振频率与交流输出频率大致处于相同等级，其电感器和电容器数值与谐振逆变器电路中同类元件的数值也大致相同。
因此，本发明的主要目的在于克服上述已知电源变换器中所存在的问题，提供一种开关电容器型式的电源变换系统，它由一个直流电源提供平滑的脉动电流或平滑的交流电源，其中，通过将平滑阶梯形脉动电流(由开关电容器电路提供)的LC谐振电路的谐振频率提高到高于交流输出的频率，使得电感器和电容器数值小于谐振逆变器，由此可以使电磁噪声减至最小，使用于电源变换的无源元件足以小到能做在一块芯片上。
根据本发明，利用一个电源变换系统来实现上述目的，它包括开关电容器电路，其中用来自单极电源的电源向多个电容器充电，使它们具有不同的电压，然后进行切换使它们提供和输出阶梯形的脉动电流；负载部分包括串接于与负载并联连接的电容器与所述开关电容器电路之间的电感器，此种设计使开关电容器电路与负载部分之闭合回路的谐振频率与形成开关电容器电路的电容器进行切换的时间同步。
通过以下参照附图所示各个实施例对发明的进一步描述，本发明的其它目的和优点将变得更为清楚。
图1表示根据本发明的电源变换系统第一个实施例的电路图；
图2(a)至2(o)为图1所示第一个实施例的工作波形图；
图3(a)至3(b)和4(a)—4(b)是根据本发明的第二个实施例的说明性工作波形图；
图5是根据本发明的第三个实施例的一个说明性的工作波形图；
图6是根据本发明的第四个实施例的一个说明性的工作波形图；
图7表示根据本发明的第六个实施例的一个电路图；
图8表示根据本发明的第七个实施例的一个电路图；
图9(a)至9(j)是图8所示第七个实施例的工作波形图；
图10是根据本发明的第八个实施例的一个电路图；
图11(a)至11(b)是图10所示第八个实施例的工作波形图；
图12是根据本发明的第九个实施例的一个电路图；
图13是表示图12所示第九个实施例中一开关电容器部分的局部电路图；
图14是表示根据本发明的第十个实施例的一个电路图；
图15是根据本发明的第十一个实施例的电路图；
图16是表示根据本发明的第十二个实施例的电路图；
图17表示根据本发明的第十三个实施例的电路图；
图18是根据本发明的第十四个实施例的电路图；
图19(a)至19(j)是图18所示第十四个实施例的工作波形图；
图20是根据本发明的第十五个实施例的电路图；
图21(a)至21(j)是图20所示第十五个实施例的工作波形图；
图22是根据本发明的第十六个实施例的电路图；
图23是根据本发明的第十七个实施例的电路图；
图24是根据本发明的第十八个实施例的电路图；
图25是根据本发明的第十九个实施例的电路图；
图26(a)至26(p)是根据本发明的第二十个实施例的工作波形图；
图27是一个说明性图，说明根据本发明的第二十一个实施例的工作；
图28是根据本发明的第二十二个实施例的电路图；
图29(a)至29(p)是图28所示第二十二个实施例的工作波形图；
图30是用于前述各个实施例中一个双向开关的电路图，该开关由MOSFET形成；
图31是图7所示第六个实施例电路采用MOSFET形式的电路图；
图32是表示一个驱动电路的电路图，它用于上述实施例中所用的高侧开关；
图33是根据本发明的第二十三个实施例的电路图；
图34是应用于图33所示第二十三个实施例中的一个双向开关的电路图；
图35(a)至35(l)是图33所示第二十三个实施例的工作波形图；
图36是图33所示第二十三个实施例的一种电路图，它用双向晶体管作为双向开关；
图37是根据本发明的第二十四个实施例的电路图；
图38(a)至38(o)是图37所示第二十四个实施例的工作波形图；
图39是根据本发明的第二十五个实施例中所用双向开关的电路图；
图40表示根据本发明的第二十五个实施例中所用一种双向开关的示意性截面图，它安装在单片芯片上。
接下来将参照附图所示的各个实施例对本发明加以描述，显然，本发明并不仅仅局限于附图所示的这些实施例，在所附权利要求书的范围内，它还可以包括各种替换、改进以及类似的设计。
实施例1
图1表示根据本发明的实施例1，其中采用一个直流电源，该设计用以将随时间变化为脉动电流的电压施加到负载。在此情况下，将开关电容器用作电源变换电路，这样，第一组五个串联电路分别包括电容器C1—C5、开关元件S11—S51以及二极管D1—D5的每一个，它们相互并联连接并作为一个整体通过电感器L1和开关元件Ss连接到直流电源Dc；第二组五个串联电路分别包括电容器C1—C5和开关元件S12—S52，它们相互并联连接并作为一个整体通过电感器L2连接到负载Z。此外，二极管Ds与电源Dc和开关元件Ss组成的串联电路并联连接，而负载所用的电容器Cz则与负载Z并联连接。这里所用的电感器L1和L2具有非常小的电感量，并设计成谐振地传输功率以使功率传输效率得到改善。这里，利用一种最佳控制电路(未图示)，用以下将要描述的一种方法控制操作各个开关元件S11—S51和S12—S52，该控制电路监视着各个电容器C1—C5的端电压，在对这些电容器充电时，当达到各个电容器C1—C5的预定端电压时，即停止充电。可以用MOSFET、双极晶体管或类似器件作为各个开关元件Ss、S11—S51以及S12—S52，当它们接通时具有一预定的接通电阻。
接下来将参照图2说明图1所示电路的工作。对于开关元件Ss、S11—S51和S12—S52的运行，图2(a)—2(k)中的阴影部分时间间隔表示它们处于接通状态，而其它部分时间间隔表示它们处于关断状态。首先，在时间to，只有开关元件Ss和S11接通，如图2(a)和2(b)所示。这样，电容器C1通过开关元件Ss、电感器L1、二极管D1和开关元件S11充电，当电容器C1的端电压Vc1在时间t1达到电压V10(如图2(l)所示)时，开关元件S11关断，而开关元件Ss仍维持接通。之后，开关元件S21接通(见图2(c))，电容器C2充电，直至其端电压Vc2在时间t2达到V20(＞V10)。同样，如图2(b)—2(f)所示，开关元件S11—S51相继接通，使各个电容器C1—C5充电，其端电压Vc将分别达到各个预定电位V10、V20、V30、V40和V50(V10＜V20＜V30＜V40＜V50)。在此情况下就电容器C5而言，如图2(a)、2(f)和2(l)所示，开关元件Ss在电容器C5的端电压达到预定电位V50之前，立即在时间t4l关断。于是，电容器C5将通过电感器L1、二极管D5、开关元件S51、电容器C5和二极管Ds充电，在电感器L1内积累的能量也得到利用。前已提及，利用单电源Dc可以对各个电容器C1—C5充电，使之具有不同的端电压Vc。由于各个电容器C1—C5通过电感器L1谐振地进行充电，故可以减少在功率传输过程中发生的任何功耗。
另一方面，由已经充了电的电容器C1—C5顺序地将能量供给负载Z。即，当电容器C1在时间t1完成充电的同时，使开关元件S12接通(如图2(g)所示)，由电容器C1通过电感器L2将能量供给负载所用电容器CZ和负载Z。当这一能量从电容器C1供给负载Z时，由负载Z和负载用电容器CZ组成的并联电路以及电感器L2和电容器C1形成了谐振电路，使谐振电流Il(如图2(n)所示)流经电感器L2。因此，负载用电容器CZ的端电压VZ呈谐振地上升(如图2(m)所示)，而电容器C1的端电压Vc1则下降(如图2(l)所示)。现在，只要负载Z的阻抗足够高，电容器C1和负载用电容器CZ的容量基本上彼此相等，那么，负载用电容器CZ的端电压VZ就可以提升到一个电压，该电压接近于为电容器C1所设定的端电压V10，电容器C1的端电压Vc1可以下降到一个电位，该电位接近于负载用电容器CZ的初始端电压VZ(＝OV)。当负载用电容器CZ的端电压VZ大致上达到V10时，负载用电容器CZ放电，电容器C1充电。当负载用电容器CZ的端电压VZ基本上达到波峰时(时间t2)，开关元件S12关断。由于在时间t2电容器C2已经完成充电，故开关元件S22接通(如图2(h)所示)。此时，由电容器C2、电感器L2、负载用电容器CZ和负载Z组成一个谐振电路，这样，只要电容器C2和负载用电容器CZ的容量大致上彼此相等，负载用电容器CZ的端电压在时间t3就上升到一个电位，该电位接近于为电容器C2设定的端电压C20，如图2(m)所示，而电容器C2的端电压Vc2则下降到一个电位，该电位接近于负载用电容器CZ的初始端电压V10，如图2(l)所示。顺序地重复这一操作，可以使负载用电容器CZ的端电压VZ持续地上升如图2(m)所示，在时间t6使之达到一个电位，该电位接近于为电容器C5设定的端电压V50。
即使在时间t6即在负载用电容器CZ的端电压VZ已经基本上达到峰值之后，开关元件S52仍保持接通状态如图2(k)所示，使谐振电流Il反向流经电感器L2，并使负载用电容器CZ的端电压VZ逐步地下降如图2(1)所示。在时间t7，由于负载用电容器CZ的端电压VZ下降到一个电位，该电位接近于电容器C4的端电压V40，故此时开关元件S52关断，开关元件S42接通如图2(j)所示，此时由于电容器C4的端电压Vc4接近于V30，负载用电容器CZ的端电压VZ接近于V40，故有谐振电流I1从负载电容器CZ向电容器C4流动，使负载用电容器CZ的端电压VZ下降到一个接近V30的电位，使电容器C4的端电压Vc4上升到一接近V40的电位。由于开关元件S52—S12以这样一种方式顺序地接通，故可以逐渐地降低负载用电容器CZ的端电压VZ，直至电压VZ最终基本上达到OV。这里，通过检测谐振电流Il的零交叉点，可以确定各个开关元件S11—S51和S12—S52的关断时间间隔。
采用如上述那样对开关元件Ss、S11—S51和S12—S52的控制，负载用电容器CZ的端电压VZ就可以以平滑的方式变化，如图2(m)所示。此外，当负载Z为电阻性时，负载电流I2可以平滑方式与负载用电容器CZ之端电压VZ成比例地变化，如图2(o)所示，最终可以减小流经负载Z的负载电流I2的任何较高的谐波失真。这里，以上所指的各个谐振电路的谐振频率变得高于对应于周期(to—tn)的一个频率，在该周期内负载用电容器CZ的端电压VZ有变化，故由电容器C1—C5或电感器L1和L2所确定的时间常数可以设定得较小。此外，电感器L2两端的电位差在电容器C1—C5邻近两个电容器的端电压之差的范围之内，例如，在电容器C5和C4的端电压V50与V40之间，这样就可以采用一种与加到负载Z之电压相比具有较低耐压的电感器。再者，由于能量通过电感器L1和L2传输，与原来的开关电容器不用任何电感器的情况相比，可以达到较高的工作效率。
此外，采用上述实施例1那样的设计，可以在每个周期内各个电容器C1—C5与负载用电容器CZ之间的充放电之前完成由直流电源Dc向各个电容器C1—C5的充电，每个周期中，负载用电容器CZ的端电压VZ有变化(在每个周期的时间间隔t0—t11中间，在时间t1之前对电容器C1充电，在时间t2之前和时间t10之后对电容器C2充电，在时间t3之前和时间t9之后对电容器C3充电，在时间t4之前和时间t8之后对电容器C4充电，在时间t5之前和时间t7之后对电容器C5充电)，由此使负载用电容器CZ的端电压电压波形在上升侧与下降侧之间基本上呈对称性。
如上所述形成此类开关电容器的电容器C1—C5的数目可以不受限制，可以根据需要较少或较多于前述实施例。然而，数量较多的电容器C1—C5可以使电压变化更平滑，并使相邻两个电容器，例如C5和C4之间的端电压之差更小，这样就可以将具有更小耐压的电感器用作电感器L2。
如上所述，即使采用单电源Dc，也可以对多个电容器C1—C5充电，使它们具有相互之间有区别的各个端电压Vc1—Vc5，负载用电容器CZ顺序地由各个电容器C1—C5经电感器L2进行充电，以便将能量提供给并联连接在负载用电容器CZ的负载Z上，这样，加到负载Z的电压就可以随时间以平滑的方式变化。从以上描述显然可见，充电部分由直流电源Dc、开关元件Ss和S11—S51、电感器L1、二极管D1—D5以及控制电路构成。
实施例2
实施例2采用与实施例1相同的电路设计，但各个第2组开关元件S12—S52的关断时间间隔不同于实施例1中的情况。在实施例1中，各个开关元件是在流经电感器L1的谐振电流I1的零交叉点关断的，如图3(a)所示，由于顺序地从电容器C1—C5之一吸收能量，负载用电容器CZ的端电压VZ的上升(或下降)是持续进行的，基本上是由于从电容器C1—C5的其中一个电容器到接下来一个电容器(例如从C1到C2或从C2到C1)的充电而中断上升(或由于对其中一个电容器的放电而中断下降)。在此操作期间，负载用电容器CZ的端电压VZ的上升速率(或下降速率)在各个开关元件S12—S52间的切换瞬间有突然的变化。
因而，在本实施例2中，当由于通过切断各个开关元件S12—S52，从电容器C1—C5的其中一个到接下的一个，例如从C1到C2(或从C2到C1)吸收能量时，才执行对负载用电容器CZ的充电(或放电)，如图4(a)所示。这样，当开关元件S12—S52之间切换时，负载用电容器CZ之端电压VZ的上升(或下降)速率之突然变化就可以得到抑制，电压波形可以更为平滑如图4(b)所示。即当开关元件S12—S52的接通/关断时间间隔像本实施例2中那样控制时，可以比实施例1更好地抑制高次谐波失真。实施例2的其它结构和操作与实施例1中的相同。
实施例3
实施例3设计为用一个正弦波形改变负载用电容器CZ的端电压。在前述实施例1中，由直流电源Dc充电的各个电容器C1—C5的端电压数值设定为：
V10V20－V10V30－V20V40－V30V50－V40，而在本实施例3中则设定为：
V10＞V20－V10＞V30－V20＞V40－V30＞V50－V40。
为了以上述这种关系式设定各个电容器C1—C5的端电压Vcn，本实施例3相对于负载用电容器CZ的端电压VZ，在图5中用点划连线画出如图所示的这种波形，该波形周期上与图5中用实线画出的目标波形相等，但幅度上要稍大些，端电压Vcn根据由此实现的为电容器C1—C5中每一个设定的波形而确定，且控制电路调整各个电容器C1—C5的所需充电时间，用以获得设定的端电压Vcn。例如，在图5中要求电容器C2的端电压Vc2在时间t2处能达到点划线所示波形在时间t3时的一个电压。此外，设定电容器C5的端电压Vc5在时间t5达到点划线所示波形的峰值，如图5所示。于是，可以这样设计，即通过如上所述那样设定各个电容器C1—C5的端电压，使加到负载Z的电压基本上按正弦波变化，而对电容器C1—C5与负载用电容器CZ之间进行充电和放电的开关元件S12—S52，则以基本上相同的时间间隔接通与关断。
这样，在设定波形幅度上大于目标波形的基础上，通过确定各个电容器C1—C5的端电压Vcn，就可以补偿由于在负载Z上的功耗，而在负载用电容器CZ之端电压VZ产生的任何压降。此外，采用这种设计，即使当开关元件像实施例2那样地在谐振电流I1之零交叉点之前进行切换，负载用电容器CZ的端电压VZ仍可以保持在目标值。如同前面所述，由于端电压Vcn是根据电源Dc对各个电容器C1—C5的充电来设定的，故负载用电容器C2的端电压Vz可以以正弦波形变化，施加在负载Z上的电压和流经负载Z的电流中的高次谐波失真可以大大减小。实施例3的其它结构和操作与实施例1中的相同。
实施例4
尽管实施例4如同实施例3那样，负载用电容器CZ的端电压VZ也是以正弦波形变化，但本实施例4在控制过程方面不同于实施例3。即在实施例3中，电容器C1—C5中相邻一对电容器之间的端电压Vc之差是变化的，而本实施例4中采用如图1所示实施例1中那样的电路设计，它将相邻一对电容器之间的端电压Vc之差基本上维持于固定，而控制是这样进行的，即设置在各个电容器C1—C5与负载用电容器CZ之间的各个开关元件S12—S52的接通时间间隔是相互不同的，负载用电容器CZ的端电压VZ由此可按正弦波形变化。这里，各个电容器C1—C5之端电压Vc1—Vc5的目标值的设定过程与实施例3中的相同，据此，首先设定如图6中点划线所示的这种波形，它在幅度上稍大于图6中实线所示负载用电容器CZ之端电压VZ的目标波形，各个电容器C1—C5之端电压Vc1—Vc5在各个时间t2、t3、t4、t5和t6的目标值可以根据点划线所示的设定波形而确定。
此外，在实施例3的设计中，各个电容器C1—C5之端电压Vc1—Vc5是不同的，而且在切换开关元件S12—S52之时间宽度内的电压变化宽度，在低压一侧要大于高压一侧，为此，增大了电感器L2两端的电位差，这样就要求所用电感器L2的耐压要大于实施例1中的情况。而另一方面，在实施例4的设计中，在切换开关元件S12—S52之时间宽度内的电压变化宽度基本上是固定的(即相邻两个电容器如C1和C2之端电压Vc1和Vc2之间的电压差是固定的)，故电感器L2两端之间的电位差可以基本上保持恒定，这样就可以采用与实施例1中所述相同的具有较低耐压的电感器L2。实施例4的基本结构和原理与实施例1中所述的相同。
实施例5
该实施例5也采用与实施例3和4相同的设计，如图1所示，其负载用电容器CZ的端电压VZ按正弦波形变化。为此，这里所用的各个电容器C1—C5的容量是不同的，它们的关系将是C1＜C2＜C3＜C4＜C5。即使得顺序连接到负载用电容器CZ的这些电容器C1—C5，是在负载用电容器CZ之端电压VZ较低的时间间隔内，将一个容量较小的电容器连接上去。因此，在各个电容器C1—C5连接到负载用电容器CZ的时间间隔内，使谐振频率相对每个电容器C1—C5而变化，通过在负载用电容器CZ之端电压VZ较高的时间间隔内降低该谐振频率而获得正弦波形的电压，由此使电压变化变得平缓。相反，在负载用电容器CZ之端电压较低的时间间隔内，谐振频率较高，故电压变化将有陡变。该实施例5的其它结构和原理与实施例1中的相同。
实施例6
如图7所示，该实施例6采用与参照现有技术描述相同的全桥逆变器电路INV作为负载Z。即在桥式连接中采用了四个开关元件SZ1—SZ4，故经由负载Z串联连接的两个开关元件SZ1和SZ2(或SZ3和SZ4)是同时接通的，而开关元件SZ1与SZ4(或SZ3与SZ2)则是交替接通和关断的，这样就可以产生交流电流流经负载Z。对于这种逆变器电路INV，任何已知的一种都可以采用，通过利用这种逆变器电路INV，可以将正弦波形的交流电压加到负载Z上，就同实施例1至5中所设计的负载Z那样。
实施例7
该实施例7采用图8所示的设计，其中，将电容器Ca、开关元件Sa1和二极管Da1组成的串联电路以及与电容器ca并联连接由两个开关元件Sa2和Sa3以及二极管Da2组成的另一串联电路增加到实施例1所示的电路中。由电容器Ca、开关元件Sa1和二极管Da1组成的串联电路并联连接到由电容器C3、开关元件S31和二极管D3组成的串联电路，而在由开关元件Sa2和Sa3以及二极管Da2组成的另一串联电路中，由开关元件Sa3和二极管Da2组成的这部分串联电路插入相邻两个电容器C2与C3的各一端之间，而二极管Da2的负极则连接到电容器C2的一端。
采用这种设计的目的是想要将负载用电容器CZ的峰值电压设置得高于电源Dc的电源电压E，并将电容器Ca的端电压Vca加到来自电源Dc的电源上，用以向电容器C1—C5中间的电容器C3—C5充电，这样，端电压Vc1—Vc5就可以高于电源Dc的电源电压E。至于电容器Ca，其端电压Vca设定为Vao。
以下还将参照图9更具体地描述实施例7的工作原理，首先接通开关元件S11对电容器C1充电，如图9(b)所示，此时，开关元件Ss在时间t1接通如图9(a)所示。同时，在时间t2，即在时间t3关断开关元件Sn之前，立即使开关元件S21接通对电容器C2充电。接下来，在时间t4，即在时间t5关断开关元件S21之前，立即使开关元件S31接通如图9(d)所示，并使开关元件Sa2同时接通如图9(h)所示。只要电容器Ca已经在充电，电源Dc的电源电压E就叠加到电容器Ca的端电压Vao上，将该叠加的总电压施加到电容C3上。即可以使电容器C3的端电压高于电源电压E。在开关元件Sa2保持其接通状态的同时，使开关元件S41和S51顺序地接通，对电容器C4和C5充电，直至它们的端电压Vc4和Vc5高于电源电压E。这样，通过使各个开关元件S11—S51的接通时间间隔部分重叠，就不会在流向电感器L1的电流中发生中断的时间间隔。
此外，在时间t10，即在电容器C5之端电压Vc5基本上达到设定值V50之前，立即使开关元件Sa3接通如图9(i)所示，并中断由电容器Ca向电容器C5的充电，此时，积蓄在电感器L1内的能量被释放，继续向电容器C5充电。接下来，在时间t11使开关元件Sa2关断如图9(h)所示，另外在时间t12使开关元件Sa1接通如图9(g)所示，然后由电源Dc向电容器Ca充电。此后，在时间t13使开关元件S51关断，完成对电容器C5的充电。
接下来，如图9(a)所示，当开关元件Ss在时间t14关断时，电感器L1中所积蓄的能量通过电感器L1、二极管Da1、开关元件Sa1、电容器Ca、开关元件Sa3、二极管Da2以及二极管Ds组成的通路释放，利用该能量对电容器Ca充电。当电感器L1中积蓄的能量以这种方式释放完后，开关元件Sa1和Sa3关断。
通过对上述各个开关元件S11—S51以及Sa1—Sa3的控制，可以得到为电容器C1—C5和Ca中每一个电容器所分别设定的目标端电压V10—V50，如图9(j)所示。这样，如同针对实施例1等等所描述的那样，通过控制开关元件S12—S52并将各个电容器C1—C5经由电感器L2连接到负载用电容器CZ，可以随时间改变电容器CZ的端电压VZ。该实施例7的其它结构和工作原理与实施例1的相同。尽管在本实施例中，电容器Ca插接在两个电容器C2与C3之间，用以对电容器C3—C5充电使之达到高于电源电压E的电压，然而，例如它也可以插接在电容器C4与C5之间，仅仅将电容器C5充电充到高于电源电压E的一个电压，即根据各电容器中的目标电容器，可以将电容器Ca设置在电容器C1—C5之间的某一个合适位置上。
实施例8
本实施例8的特点在于，它在实施例1所述的电路设计中，用电容器CS替代了直流电源Dc。该电容器CS是在负载用电容器CZ之电压变化的每一周期进行再充电。此外，尽管构成开关电容器的各个电容器C1—C5从其端电压Vc1/Vc5设定得较低的一个直到端电压设定得较高的一个依次地被充电，但本实施例8也可以从具有较高端电压Vc的一个到具有较低端电压的一个依次地对电容器充电。在开始对电容器C1—C5充电之前，首先将电容器Cs的端电压Vcs设置得高于电容器C5之端电压Vc5设定的值V50，而在端电压Vc1—Vc5中间，端电压Vc5是最大的。
在实施例1中，是用电源电压E对形成开关电容器的所有电容器C1—C5进行充电的，当端电压Vc设置得越低时，电容器C1—C5之各个端电压Vc1—Vc5与电源电压E之间的差压Ve1—Ve5就越大(Ve1＞Ve2＞Ve3＞Ve4＞Ve5)。因此，随着压差Ve1—Ve5的增大，有关充电的损耗就越大。相反，根据本实施例8，电容器C1—C5分别由电容器CS充电，而其中端电压Vc5设置得高于端电压Vc4—Vc1的电容器C5首先被充电，然后再依次对端电压Vc1—Vc4设置得较低的电容器C4—C1充电，随着对电容器C1—C5进行的充电，电容器Cs的端电压越来越低如图11(b)所示，由此可以在对电容器C1—C5进行充电的的起始点减小各个电容器CS和C1—C5之端电压Vcs和Vc1—Vc5之差压的变化。即充电电流的峰值可以得到抑制，电路效率可以改善。本实施例8的其它结构和工作原理与实施例1中的相同。
实施例9
如图12所示，实施例9包括如图13所示结构的开关电容器Scj，以替代电容器C1—C5。开关电容器Scj分别包括多个电容器Cjn(j＝1，2，…5，n＝1，2，…)，分别插入于各对或相邻电容器Cj(n－1)与Cj(n)之间的开关元件Sj1(n－1)，分别插接入各对电容器Cj(n－1)与Cj(n)另一端之间的开关元件Sj3(n－1)，以及分别插接至电容器Cjn一端与电容器Cj(n－1)另一端之间的开关元件Sj2(n－1)。这样，就设计得使开关电容器Scj的端电压在充电状态和放电状态之间是不同的。
即，在各个开关电容器Scj之端电压设置得低于电源Dc之电源电压的情况下，通过接通开关元件Sj2(n－1)并同时关断开关元件Sj1(n－1)，使电容器Cjn呈串联连接，但在放电情况下，通过关断开关元件Sj2(n－1)和接通开关元件Sj1(n－1)和Sj3(n－1)使电容器Cjn相互呈并联连接。在此情况下，可以设计开关电容器Scj当其充电时的端电压为Vj0时，使其放电时的端电压为Vj0/n。
另一方面，在将各个开关电容器Scj的电压设置得高于电源Dc之电源电压E时，通过并断开关元件Sj2(n－1)同时接通开关元件Sj1(n－1)和Sj3(n－1)，使电容器Cjn呈并联连接，但在放电时，通过接通开关元件Sj2(n－1)和关断开关元件Sj1(n－1)和Sj3(n－1)，使电容器Cjn呈串联连接。在此情况下，可以设计开关电容器Scj当其充电时的端电压为Vj0时，使其放电时的端电压为nVj0。
采用如前所述那样对各个开关电容器Scj的适当控制，可以在一个较宽的范围内设置这些开关电容器的端电压，即使采用单极性直流电源Dc，也可以多样化地设置施加到负载Z上的电压。本实施例9的其它结构和工作原理与实施例1中的相同。
实施例10
如图14所示，实施例10采用这样一种设计，其中将开关元件St加到实施例1所述的电路中，即将它并联连接到由电感器L1和二极管Ds组成的串联电路。采用此电路设计，当开关元件St保持在关断状态，开关元件Ss以适当频率切换时，可以使部分电路起到如降压斩波器电路的功能，该电路包括开关元件Ss、电感器L1、二极管Ds以及电容器C1—C5；当开关元件Ss保持接通状态，开关元件St以适当频率切换时，也可以使另一部分电路起到如升压斩波器电路的功能，该电路包括开关元件St、电感器L1、、二极管D1—D5以及电容器C1—C5。
因此，根据以上的电路设计，当对各个电容器C1—C5充电其端电压Vc1—Vc5的设定值低于电源Dc的电源电压E时，执行降压斩波器电路的功能，使加到电容器C1—C5的充电电压降到电源电压E以下；或者当端电压Vc1—Vc5的设定值高于电源电压E时，执行升压斩波器电路的功能，使加到电容器C1—C5的充电电压上升到电源电压Z之上。采用这种方式，可以将一部分电路设置用作对电容器C1—C5充电时的降压斩波器电路或升压斩波器电路，由此可以使加到负载Z上的电压设置在一个较宽的范围，与实施例9中的情况一样，通过同时采用开关电源，也可以使充电时的任何功耗降低。本实施例的其它结构和工作原理与实施例1中的相同。
实施例11
本实施例11采用这种电路设计，其中，在实施例1所述的电路中省略了开关元件Ss、二极管Ds和D1—D5以及电感器L1。即，采用这种设计时，在对各个电容器C1—C5充电时，无需在电路中插接入电感器L1，只要通过对各开关元件S11—S51接通周期的控制，就可以进行充电使电容器C1—C5之端电压Vc1—Vc5达到所需的设定值。该实施例的其它结构和工作原理与实施例1中的情况相同，但由于省去了电感器L1，故可以使整个电路设置的尺寸和重量变得更小。
实施例12
实施例12是这样构成的，它仅仅通过开关电容器而不是利用任何逆变器电路将交流电压加到负载E上，但是，如图16所示，它将一种手段用到实施例10所述的电路中，即用以向负载Z提供电流，但电流方向与提供给电容器C1—C5的电流的方向相反。在该实施例中，将一个开关元件Su串联连接到二极管Ds。作为向负载Z提供一个相对电容器C1—C5呈反向电流的一种手段，它采用了在数量上与电容器C1—C5相当的多个电容器C6—C10。即提供两组电容器，它们分别包括多个电容器C1—C5或C6—C10。二极管D6—D10的每一个以及开关元件S61—S101的每一个串联连接到各个电容器C6—C10，还有开关元件S62—S102分别连接到电容器C6—C10的每一个，与二极管D6—D10以及开关元件S61—S101分开。由电容器C6—C10、二极管D6—D10以及开关元件S61—S101各一个元件组成的各个串联电路相互并联连接，然后将这个并联电路并联连接到由电源Dc和开关元件Ss组成的串联电路。此外，将各个电容器C6—C10与开关元件S62—S102组成的串联电路相互并联连接，并将这些并联电路分别并联连接到由电感器L2和负载用电容器CZ组成的串联电路。
由电源Dc向电容器C1—C5充电的运作与前实施例10所述的相同，这样，通过将开关元件St和Su分别保持在关断状态和接通状态，同时，使开关元件Ss以合适的频率切换，可以使这种电路设置起到降压斩波器电路的作用，由此可以用低于电源Dc之电源电压E的电压向电容器Cj充电；或者通过将开关元件Ss和Su均保持在接通状态，同时使开关元件St以合适的频率切换，使这种电路设置起到升压斩波器电路的作用，由此可以用高于电源电压E的电压向电容器C1—C5充电。
另一方面，在由直流电源Dc向另一组电容器C6—C10充电的过程中，使开关元件St保持在接通状态，并使开关元件Ss以合适的频率切换。采用这种原理，通过开关元件Ss、电感器L1、电容器C6—C10以及二极管D6—D10，可以获得相反的斩波器电路(或换句话说就是升压和降压斩波器电路)功能，由此，当开关元件Ss为关断状态时，可以用积蓄在电感器L1中的能量向电容器C6—C10充电。此外，通过合适地设定开关元件Ss的开关频率，可以用低于或高于电源电压E的电压向电容器C1—C5充电。
采用如前所述的电路设置，可以由电容器C1—C5向负载Z提供一个在图16中从上至下流经负载Z的电流，并由电容器C6—C10向负载Z提供一个在图16中从下至上流经负载Z的电流。即，可以使电流以交替的方向向负载Z提供电流，由于用电感器L2和负载用电容器CZ使电流谐振地流向负载Z，可以向负载Z提供一个具有平滑电压变化的交流电压。该实施例的其它结构和原理与实施例1中的相同。
实施例13
像实施例12那样，实施例13设置成也仅用开关电容器向负载Z提供交流电压，因此，如图17所示，将分别由一对电容器组成的串联电阻并联连接到直流电源Dc，由此对电源电压E分压，并由用作电源的各个电容器向两组开关电容器充电。即，尽管开关电容器采用像实施例12中所述相同的设置，但二极管D6—D10的阴极通过电感器L3和开关元件Ss2连接到直流电源Dc的负极，以取代通过反向的斩波器电路向电容器C6—C10充电的电路设置。此外，两组电容器C1—C5和C6—C10的各一端形成公共连接，连接到两个电容器CS1—CS2之间的结点，用以对电源电压E分压。
采用上述设计，由用以对电源Dc之电源电压E进行分压的电容器CS1—CS2向两组电容器C1—C5和C6—C10充电，两组电容器C1—C5和C6—C10公共连接的一端连接到电源电压分压电容器CS1与CS2的结点上，最终当两组电容器C1—C5和C6—C10放电时，使相反方向的电流流向负载Z，因此，与实施例12相同，可以将平滑变化的交流电压加到负载Z。该实施例的其它结构和原理与实施例1中的相同。
在上述各个实施例中，不要求对构成开关电容器的电容器C1—C5和C6—C10的数量进行特别的限定，可以根据情况需要在所述的基础上增减。在此情况下，电容器C1—C5和C6—C10的数量越多，可得到的电压变化越平滑，相邻电容器(例如C4和C5或C9和C10)之间的端电压之差就越小，这样，电感器L2的耐压就可以较小。采用所述的这种电源变换电路设计，即使在负载Z是一个放电灯的情况下，也可以减少由灯辐射的高次谐波，通过使加到灯上的电压成为正弦波形来减小对灯的压力，最终可以延长灯的寿命。
实施例14
与前述图7所示的实施例6相比，在图18所示的实施例14中，开关元件Ss和二极管Ds由另一种电路设置取代，后者包括串联连接于电容器C1—C5接地端与直流电源Dc负极之间的开关元件Ss2，并联连接于电源Dc两端，由开关元件Ss5和电容器CS组成的串联电路，以及反向并联跨接在由电容器CS与开关元件Ss2组成之串联电路两端的二极管Ds1，因而，在对电容器C1—C5进行充电期间而充电的电容器CS将串联接入包括电感器L1和电容器CN的谐振电路中，其谐振电流急剧减少到零，开关元件Ss2将在零交叉点关断，使电容器C1—C5上的电压Vc1—Vc5低于或大致等于电源Dc的电压。
以下将参照图19简短地描述实施例14的工作原理。
现在假定电容器CS与二极管Ds1之间的结点A在时间t0来到之前是处于正电位，这样，电容器CS两端电压Vcs将充电达到一个初始电压值。由于开关元件S51和Ss2在时间t0时接通，故电容器C5由电源Dc通过电感器L1充电。此时，电源电流I11以电感器L1和电容器C5的一个时间常数谐振地流过。当开关元件Ss2在时间t1关断时，此时电容器C5的两端电压Vc5基本上达到设定电压，由电容器C5和CS组成的串联电路由电源Dc充电。此时，当如此设置电容器CS两端的电压VcS，使来自电源Dc的电流Ils以电容器C5和CS之串联电路容量和电感器L1的时间常数谐振地流过，且设定电容器CS的两端电压VcS使电源电压E＜Vc5＋VcS时，可以使电流I1在时间t2急剧地减少到零。在时间t2，开关元件S51被关断。当开关元件S41和Ss2在时间t3接通时，电容器C4由电源Dc通过电感器L1充电，电流Ils以电感器L1和电容器C4之时间常数谐振地流过。当电容器C4两端电压Vc4在时间t4基本达到设定电压时，开关元件Ss2关断，电容器CS插接入在电流Ils的流经路径中，与在时间t1的情况相同，如此设定电容器CS的两端电压VcS，使E＜Vc4＋VcS，这样，电流Ils将在时间t5急剧地减少到零。在时间t5，接下来开关元件S41关断。其余的电容器C1—C3，其工作过程与电容器C4和C5的情况相同。
这里，当到达时间t14完成对电容器C1的充电时，电容器CS的两端电压VcS将变得高于时间t0时的初始值，为此开关元件Ss5将在时间t15接通，其能量通过电感器L1返回到电源Dc，电容器CS由此复位。
采用上述电路设计时，可以高速和高效率地将电容器C1—C5充电到设定电压。
实施例15
图20表示实施例15的一个电路图，其工作原理示于图21。
与图18和19所示的实施例14相比，本实施例增加了由开关元件Ss4和二极管Ds2组成的一个串联电路，用以防止反向电流流经电容器CS，该电路插接在电容器CS一端与直流电源Dc的接地端之间，将开关元件Ss3连接在为电容器CS配备的反向电流阻止二极管Ds1与接点A之间，将开关元件Ss1连接在接点A与二极管Ds2之间，并将电容器CS插接在电流流经路径中，使之具有反向极性，由此使这种电路设置能将电容器C1—C5充电达到高于电源电压的电压，而电容器CS也作为一个用以急剧减少谐振电流的电容器。本实施例中与实施例14相同的其它结构将用相同的标号表示。
此外，还将参照图21简要说明本实施例15的工作原理。本实施例15的工作原理在对电容器CS进行高压充电与正常充电之间是有区别的，以下将分别说明这种区别。
首先将参照一种情况，即例如将电容器C5充电达到一个高电压时的情况来说明。假定在时间t0前，电容器CS的两端电压VcS已经充电达到一个初始电压，并且使接点A处于正电位，然后在时间t0接通开关元件Ss1、Ss2和S51，通过直流电源Dc→电感器L1→电容器C5→开关元件Ss2→电容器CS→开关元件Ss1→直流电Dc的一条通路用一个电压E＋Vcs使电容器C5充电达到一个高电压。在时间t1，当电容器C5充电基本上达到设定电压时，接通开关元件Ss4，在时间t2，接通开关元件Ss3，而关断开关元件Ss1。接下来，在时间t3，关断开关元件Ss2，电容器Cs插接入电流流经路径中，使之在从时间t0到t1的一个时间间隔内具有反向极性，由此如图21(f)所示可以急剧地减少电流Ils，开关元件S51在时间t4关断，此时电流I1为零，电容器C5脱离充电通路。如图21(g)所示，电容器Cs的两端电压VcS在向电容器C5充电期间(时间t0到t1)降低，而电容器Cs的两端电压VcS在从t3到t4的时间间隔内因由电源Dc充电而上升，故其作用相当于在放电的补充了一个降压元件。
接下来将说明例如对电容器C2进行常规充电的情况。
电容器C2直接由直流电源Dc充电，当电容器C2的电压接近于设定电压时，将电容器CS串联连接到电容器C2，以急剧地减少电流Ils。实际上，在时间t4开关元件Ss2、Ss4和S21被接通，电容器C2通过电源Dc→电感器L1→电容器C2→开关元件Ss2→开关元件Ss4→二极管Ds2→电源Dc的通路充电。当电流Ils将急剧减小时，使开关元件Ss3接通并使开关元件Ss2关断，这样，电容器CS就与电容器C2串联连接。采用上述设计，可以将电容器C1—C5充电达到高电压，这样，当诸如放电灯一类负载Z要求负载电压在灯光暗淡或类似情况时上升时，随着电容器C1—C5的电压的上升，可以得到稳定的点亮。
由于电容器CS的两端电压VcS在电流Ils急剧减少时上升，而电容器CS的电压在电容器C1—C5充电达到高电压时下降，故当一个周期的工作结束重新设置电容器CS的两端电压VcS时，电源Dc与电容器CS之间的充放电量较小。
实施例16
图22表示实施例16的电路。本实施例16与前述图20所示实施例15的区别在于省去了开关元件Ss2和Ss3以及为电容器CS配备的反向电流阻止二极管Ds1，形成一个电流控制部分b，该电路设计将电容器CS从电流通经中去除以使流经电感器L1的电流Ils急剧减小，其它与实施例15所用相同的结构用相同的标号表示，故不再对这部分描述。
接下来将简要说明本实施例的工作原理。在将电容器C1—C5充电达到高电压时，通过接通开关元件Ss1使电容器CS串联接入直流电源Dc中。当电容器C1—C5基本上充电达到设定电压时，开关元件Ss1关断，这样，电容器CS将从电流通路中取走，使电源电压低于电容器C1—C5的电压，由此可以急剧地减小电流I1。
实施例17
实施例17采用如图23所示的电路设计。实施例17与图22所示实施例16之间的区别在于它设置了jn(j1－n)组电流控制部分b，故电容器C1—C5将由串联连接到电源Dc的多个电流控制电容器Csj进行充电，后者的数量根据电容器C1—C5的设定电压而变化。由于其它结构与实施例16中的相同，故用相同的标号表示，也不对其进行说明。
接下来将简短说明实施例17的工作原理。
在用电源电压E完成对电容器C1—C5充电，使其设定电压V1－V5大于mE、小于(m＋1)E(m＝1至j)时，通过将“m”个电容器C5串联接入直流电源Dc对电容器C1—C5充电。当两端电压Vc1—Vc5基本上达到设定电压V1—V5时，将至少一个电容器Csj(j＝1至n)从电流通路中除下，或使之具有相反极性。
假定各个电容器已由电源Dc通过电感器L1充电达到E电平，这样，当例如电容器C5的设定电压V5大于3E但小于4E时，将三个电容器CS串联接入具有电源电压E的电源Dc，电容器CS用E＋4VcS＝Dc充电。当电容器C5充电基本达到预定电压时，至少将这个电容器C5从电流通路中除下，将3E加到电容器C5，为此得出3E＜Vc＜5E，充电电流可急剧减小。同样，至于其它电容器C1—C4，充电电流也可以急剧地减小。
采用上述电路设计，可以用j＋1(j＝1至n)倍于电源电压E这样非常高的电压对电容器C1—C5充电，并可以使Dc电源和电容器Csj串联电压与设定电压V1—V5之间的电压差很小，从而可以减小电流的峰值，改善电路的效率。
这一原理也可以用来为各个电容器CS设置不同的初始电压，这样，将根据电容器C1—C5的设定V1—V5选择串联连接到电源Dc的电流控制电容器CS，而其它电容器CS将从电流通路中除下，并调整使电源Dc和电容器Csj的串联电压与设定电压V1—V5之间的电压差减至最小。
实施例18
图24表示实施例18的电路图。实施例18与前面图20所示实施例15之间的区别在于该电路是这样设置的，开关元件SL1与电感器L1串联连接，并将电感器L3(大于电感器L1)和开关元件SL2组成的串联电路并联连接到由电感器L1和开关元件S21组成的串联电路，这样，在常规工作时，使开关元件SL1接通并使开关元件SL2关断；反过来，在进行高压充电时，使开关元件SL1关断并使开关元件SL2接通，以切换电感器L1和L3。其它与实施例15相同的结构用相同的标号表示，故这部分说明就省略了。
实施例19
图25表示实施例19的电路图。该实施例19与图24所示实施例18之间的区别在于电感器L1和L3为串联连接，同时将开关元件SL1并联跨接在电感器L3的两端，这样，在常规工作时，使开关元件SL1接通，以使电感量减至最小，但在高压充电时，使开关元件SL1关断以利用一个大电感。其它与实施例18相同的结构用相同的标号表示，故这部分说明略去。
在前述实施例18和19中，由于在充电达到高压时，电源Dc和电容器Csj的串联电压与设定电压Vc1—Vc5之间的电压差变大，故有选择地改变电容量可以限制电流峰值并改善电路效率。
实施例20
以下将参照图26说明实施例20的工作原理。该实施例的其它结构与图22所示的实施例16中的相同。
本实施例与实施例16之间的区别在于由直流电源Dc和充电电流控制电容器CS组成的串联电路通过开关元件S11—S51和电感器L1向多个电容C1—C5充电，依次从设定电压较高的电容器到其它电容器，充电电流控制电容器CS的容量是这样设置的，即使电容器CS的电压跟着电容器C1—C5的各个设定电压下降，这样，电源Dc和电容器CS之串联电路的电压总和与对各个电容器C1—C5初始充电时的电压之间的电位差就可以减至最小，其它与实施例16相同的结构用相同的标号表示，故这部分说明就省略了。
接下来将参照图26简要地说明其工作原理。在此种连接中，由多个电容器C1—C5通过开关元件S12—S52和电感器L2向负载电路1供电的原理与实施例16中所述的相同，故以下的说明将仅局限于对电容器C1—C5的充电过程。
将开关元件Ss5从时间t1到t7接通一个时间间隔，使充电电流控制电容器CS充电达到初始电压(＝E)，接下来使开关元件Ss1和S51接通如图26(a)和26(g)所示，以便通过使电流Ic5流经直流电源Dc→电感器L1→开关元件S51→电容器C5→充电流控制电容器CS→开关元件Ss1→电源Dc的这样一条通路对电容器C5充电。如图26(a)所示，开关元件Ss1在电容器C5通过其充电电压(t10)达到设定电压V50之前就立即关断，由此使电流Ic5流经电源Dc→电感器L1→开关元件S51→电容器C5→二极管Dc→电源Dc的这样一条通路，电流Ic5急剧减小到EVc5，由此将充电电流控制电容器CS从电流通路中除下。这里，电容器C5的容量是如此设定的，即使充电电流控制电容器CS的电压VcS下降到接近于接下来将要充电的电容器C4的设定电压V40。在时间t9，当电流Ic5为零时，使开关元件S51关断，并使开关元件Ss1和S41接通如图26(a)、26(f)和26(g)所示，由此将电容器C5与电源脱离以保持设定电压，并通过使电流Ic4流经电源Dc→电感器L1→开关元件S41→电容器C4→充电电流控制电容器CS→开关元件Ss1→电源Dc这样一条通路向电容器C4充电。采用相同方式依次对电容器C3至C1充电，这样，时间t17时的电压值VcS＋E将基本上等于时间t1时的数值如图26(o)所示。
采用上述设计，可以使充电电流控制电容器CS的容量减到最小，同时减小了峰值电流和噪声，而且，通过使电源Dc和充电电流控制电容器CS的电压总和与初始充电电压Vc1—Vc5之间的电位差减至最小，可以改善电路的效率。
实施例21
图27是用以说明本实施例21原理的图，其中，电路设置本身可以是图22中所示的那一种。
本实施例与图22所示实施例20之间的区别在于，通过在从时间t1到t7时间间隔内用电源Dc和电感器L1的总能量对充电电流控制电容器CS充电，使电压VcS提升到电压Vm(＞2E)。所有其它与实施例20中所示相同的构成用相同的标号表示，故这部分说明省略了。
采用这种方式，由于充电电流控制电容器CS的电压降更加显著，故可以进一步将电容器CS的容量减至最小，并就电路本身而言，可以降低峰值电流、减少噪声和改善电路效率。
实施例22
本实施例22的电路用图28表示，其工作波形图用图29表示。本实施例22与图22所示实施例20之间的区别在于，在实施例20中，多个电容器被一个接一个地依次充电；在本实施例中将采用这样一种电路设置，即当多于两个的电容器串联连接到由电源Dc和充电电流控制电容器CS组成的串联电路时对它们进行充电；或采用这样一种电路设置，即它包括与实施例20中所述相同的措施来控制电容器CS的容量，此外还包括由多于两个的、具有较高设定电压的电容器组成的串联电路依次进行充电的这样一种措施，由此将使电源Dc和充电电流控制电容器CS的总电压与多于两个的电容器之总电压之间的电位差减至最小，其它与实施例20中所述相同的构成用相同的标号表示，故这部分说明省略。
采用该实施例22，可以减少电路中的峰值电流和噪声，并改善电路效率。
在前述实施例1—22中，使由各个电容器C1—C5流向负载电路1的电流I1在负载电压VE上升时从各个电容器C1—C5流到负载电路1，而在负载电压VZ下降时则从负载电路流到各个电容器C1—C5。即，电流双向流经开关元件S12—S52。由于这些电路设置采用如双极晶体管、MOSFET或类似的单向器件控制双向电流，故可以采用例如图30所示的这种设置，其中，MOSEFT Qa和Qb的源极相互连接，栅极与源极之间具有本体二极管Da和Db，漏极A和B连接到电流通路。通过如图30所示将一个控制信号VS加到这些MOSEFT Qa和Qb的栅极与源极上，可以使双向电流流到MOSFET Qa和Qb。图31表示一个电路图，其中，如图7所示实施例6所述电路中采用的所有开关元件都用其栅极与源极之间具有本体二极管的MOSFET取代。
当图31所示电路中的MOSFET为高端开关(其源极电位是不稳定的)时，高端开关HSs分别由图32所示具有控制信号CONT的传输和驱动电路所驱动。此外，通过同时施加控制信号VS，可以使形成双向开关元件(如图30所示)的MOSFET Sj2a和Sj2b像开关元件S12—S52那样动作，其运作与图2所示的工作波形图是相当的。
实施例23
至于本发明的实施例23，其电路图见图33，开关元件S11—S51的电路图见图23，工作波形图见图35。
在本实施例23中，原先在实施例1—22中控制双向电流的开关元件S12—S52由带有本体二极管的MOSFET Qa和Qb构成，并设置成在栅极和源极两端分别单独接受控制信号VSa和VSb。其它与图31中所述相同的构成用相同的标号表示，故这部分说明省略。
接下来将参照图35，简要说明本实施例23的工作原理。
从时间t0到时间t5使电流I1从电容器C1—C5流到负载电路1的这段时间内，MOSFET Sj2a(j＝1至5)关断，而MOSFET Sj2b(j＝1至5)接通，电容器C1—C5通过电感器L2连接到负载电路1。例如，当加到MOSFET S32b的控制信号在时间t2时为高电平时，电流流经电容器C3→MOSFETS32b→MOSFET S32a的本体二极管→电感器L2→负载电路1这样一条通路。此时，由于MOSFETS22a处于关断状态，即使从时间t1至t2这段时间里已经接通的MOSFET S22b还没有完全关断，也没有电流从电容器C3流到电容器C2。
另一方面，从时间t5到t10使电流I1通过形成负载电路1的MOSFET SZ1—SZ4之本体二极管流到电容器C1—C5的这段时间内，使MOSFET Sj2a(j＝1至5)接通，而使MOSFET Sj2b(j＝1至5)关断，电容器C1—C5通过电感器L2连接到负载电路1。例如，当MOSFET S42a从时间t6至t7为接通，而MOSFET S42a的控制信号为低电平，MOSFET S32a的控制信号为高电平时，使MOSFETS32a接通。即使MOSFET S42a还没有完全处于关断状态，MOS-FET S42a也趋于关断，故没有电流从电容器C4流到电容器C3。由于电容器C3的电压低于负载电路1，故电流从负载电路1流到电容器C3。
从时间t4至t5，电容器C5连接到负载电路1，使电流谐振地流动，因此，在电流从电容器C5流向负载电路1的这一时间间隔以及在电流从负载电路1流向电容器C5的这一时间间隔，很难对两者进行区分。在此情况下，从时间t5至t6使MOSFET S52b接通，并使其在时间t6完全关断，使MOSFET S42b在时间t5之前完全关断，此后使MOSFET S52a接通，由此提供一个使MOSFET S52a和S52b同时接通的一个时间间隔，由此而执行双向开关工作。
采用前述设置，双向开关的任何关断延迟均可不予考虑，其中的控制电路设置可以简化，甚至可以采用一种开、关动作较慢的开关器件。此外，MOSFET Qa和Qb也可以用另一种设置替代，如图36所示它包括双极晶体管和反向并联连接到双极晶体管的二极管Dj2a和Dj2b(j＝1至5)。另外，替代双向晶体管，也可以采用不带本体二极管的MOSFET。
实施例24
关于实施例24，其电路图见图37，其工作波形图见图38。
与图33所示实施例23的区别在于负载电路1，即，负载Z设置在由至少一个MOSFET SZ1—SZ4组成的一个全桥电路中，其中，负载用电容器CZ并联连接到负载Z，电感器C2串联连接到负载Z，这样，为了将能量从负载电路1返回到能量供给电容器C1—C5，MOSFET SZ1—SZ4可以不采用任何双向开关元件。其它与实施例23相同的构造用相同的标号表示，故这部分说明省略。
接下来将参照图38简要说明实施例24的工作原理。
在时间t0至t10这一时间间隔内，使MOSFET SZ1和SZ2接通，以使负载电压VZ为正电压。例如，在时间t0使MOSFET S12b接通时，使电流Ic1流经电容器C1→MOSFET S12b→MOSFETS12a的本体二极管→MOSFET SZ1→电感器L2→由负载Z和负载用电容器CZ组成的并联电路→MOSFET SZ2→电容器C1这样一条通路，将能量供给负载Z。而且在时间t1至t5这一时间间隔内，能量同样由电容器C2—C5经MOSFET SZ1和SZ2供给负载Z。在能量从负载用电容器CZ返回电容器C5(时间t5)过程中，使MOS-FET S52a接通，使电流流经电感器L2→MOSFET SZ1的本体二极管→MOSFET S52a→MOSFET S52b的本体二极管→电容器C5→MOSFET SZ2的本体二极管这样一条通道。由于此时MOSFETSZ3和SZ4为关断，故没有电流流经负载用电容器CZ→电感器L2→MOSFET SZ1的本体二极管→MOSFET SZ3→负载用电容器CZ这样一条通道，或负载用电容器CZ→电感器L2→MOSFET SZ4→MOSFET SZ2的本体二极管→负载用电容器CZ这样一条通道。
从时间t10至t11，MOSFET SZ2和SZ4接通，使电容器C1—C5与负载Z脱离，由此使电流流经负载用电容器CZ→电感器L2→MOSFET SZ4→MOSFET SZ2→负载用电容器CZ这样一条通道，并使负载用电容器CZ的电压为零。在从时间t11至t22的一个时间间隔内，使MOSFET SZ3和SZ4接通，并使负载电压VZ具有负电压。
如图36所示，MOSFET Qa和Qb可以由双极晶体管和反向并联连接到双向晶体管的二极管Dj2a和Dj2b(j＝1至5)替代。此外，对该双极晶体管而言，也可以采用不带本体二极管的MOSFET。
实施例25
对于实施例25，图39示出其电路图中的双向开关元件，图40示出它的半导体结构。与图34所示实施例23之间的区别在于，这里采用了其漏极相互连接的纵向MOSFET Qa和Qb。其它与实施例23相同的构成用相同的标号表示，故这部分说明省略。
采用上述设置，其漏极如图40所示为公共极的纵向MOSFETQa和Qb，使其可以制作在一个单片上，并可以很方便地作为单个器件使用。在本实施例中，虽然图40示出了一种VDMOS结构，但只要同样具有纵向结构也可以采用任何其它元件，当然，这种结构也可以用于前述的实施例23和24。
此外，在上述实施例中，可以适当地采用关断动作较慢的开关元件。

Claims (29)

1.一种电源变换系统，其特征在于包括负载，多个电容器，用以向各个电容器充电、使其端电压达到相互不同之预定电压的充电部分，相对负载起到一个电源作用的负载用电容器，串联连接到负载用电容器的电感器，分别插接在由负载用电容器和电感器组成的串联电路与各个电容器之间的开关元件，以及通过依次将各个电容器交替地连接到所述串联电路、控制开关元件将负载用电容器的两端电压改变为一种脉动波形的控制电路。
2.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，控制电路设置成如此控制开关元件，使其在将各个电容器连接到由负载用电容器和电感器组成的串联电路之后，使如此连接到该串联电路的电容器在一个流经电感器电流的初始零交叉点上分离。
3.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，控制电路设置成如此控制开关元件，使其在将各个电容器连接到由负载用电容器和电感器组成的串联电路之后，使如此连接到该串联电路的电容器在一个流经电感器之电流的初始零交叉点之前分离。
4.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，当通过充电部分对各个电容器充电时，如此设置其端电压，使负载用电容器的两端电压呈正弦波形状。
5.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，控制电路设置成通过开关元件控制各个电容器的连接时间，使负载用电容器的两端电压呈正弦波形状。
6.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，各个电容器的容量设置成使负载用电容器的两端电压呈正弦波形。
7.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于包括用以向负载提供一个交流电源的逆变器电路，将负载用电容器用作一个电源。
8.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于所述电容器设置成两组，它们各包括多个电容器，所述充电部分用以向该两组电容器充电，各组电容器设置成交替地连接到串联电路，且控制电路包括用以控制该两组电容器的多个开关元件。
9.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于所述负载为放电灯。
10.一种电源变换系统，其特征在于包括负载，多个供电电容器，串联连接到直流电源的第一电感器，用以通过第一电感器使各个供电电容器充电达到一个预定电压的装置，相对负载起到一个电源作用的负载用电容器，串联连接到负载用电容器的第二电感器，分别串联连接于由负载和第二电感器组成的串联电路与各个供电电容器之间的多个开关装置，用以依次将各个开关装置交替地连接到由负载和第二电感器组成的串联电路、以将负载用电容器的两端电压改变为一脉动波形的控制装置，用以控制至各个供电电容器的充电电流的充电电流控制电容器，以及用以对充电电流控制电容器进行充电和放电的装置。
11.如权利要求10所述的电源变换系统，其特征在于，控制装置设置成用以将充电电流控制电容器串联连接到用于各个供电电容器的一条充电电流通路，使充电电流控制电容器和直流电源呈相反极性。
12.如权利要求10所述的电源变换系统，其特征在于，控制装置设置成通过将充电电流控制电容器串联连接到用于各个供电电容器的充电电流通路对各个供电电容器充电，使其电压高于电源电压，使充电电流控制电容器和直流电源呈相同极性。
13.如权利要求10所述的电源变换系统，其特征在于，控制装置设置成通过将充电电流控制电容器串联连接到用于各个供电电容器的充电电流通路对各个供电电容器充电，使其电压高于电源电压，使充电电流控制电容器和直流电源呈相同极性，并当供电电容器充电达到预定电压时，将充电电流控制电容器脱离用于各个供电电容器的充电电流通路。
14.如权利要求10所述的电源变换系统，其特征在于，控制装置设置成通过将充电电流控制电容器串联连接到用于各个供电电容器的充电电流通路对各个供电电容器充电，使其电压高于电源电压，其中，各个供电电容器串联连接一个可选择的多个充电电流控制电容器，使具有充电电流控制电容器的串联电路与直流电源呈相同极性，并当供电电容器充电达到预定电压时，将充电电流控制电容器串联连接到用于各个供电电容器的充电电流通路，使充电电流控制电容器和直流电源呈相反极性。
15.如权利要求10所述的电源变换系统，其特征在于，控制装置设置成通过将充电电流控制电容器串联连接到用于各个供电电容器的充电电流通路对各个供电电容器充电，使其电压高于电源电压，使充电电流控制电容器和直流电源呈相同极性，并当供电电容器充电达到预定电压时，使充电电流控制电容器脱离用于供电电容器的充电通路。
16.如权利要求10所述的电源变换系统，其特征在于，控制装置控制对多个充电电流控制电容器的充电，使它们分别达到相互不同的电压，并将各个充电电流控制电容器串联连接到用于各个供电容器的充电电流通路，使之与直流电源呈相同极性，使供电电容器的预定电压与电源电压和所选数量之充电电流控制电容器的充电电压的总电压之间的电位差减至最小。
17.如权利要求10所述的电源变换系统，其特征在于，改变第一电感器的电感量，对各个供电电容器充电，使其达到相互之间不同且高于电源电压的一个电压。
18.如权利要求17所述的电源变换系统，其特征在于进一步包括串联连接到第一电感器的多个第一电感器控制开关装置，以及包括并联连接由第一电感器和各个第一电感器控制开关装置组成之串联电路的一个电感装置，第一电感器控制开关装置分别有选择地接通和关断，以改变第一电感器的电感量。
19.如权利要求17所述的电源变换系统，其特征在于包括一个电感装置，该电感装置包括串联连接由第一电感器控制开关装置和第二电感器控制开关装置组成的并联电路，其中第一电感器控制开关装置并联连接到第一电感器，第二电感器控制开关装置用于第二电感器，该第一和第二电感器控制开关装置分别有选择地接通和关断，以改变第一电感器的电感量。
20.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，多个开关元件分别包括两个MOSFET以及一个MOSFET控制装置，其中每个MOSFET都有一个本体二极管，该两个MOSFET的源极和漏极中的至少一个极呈相互连接，且MOSFET控制装置用以接通该两个MOSFET的每一个但不同时使它们接通。
21.如权利要求20所述的电源变换系统，其特征在于，所述MOSFET具有纵向结构型式，且其漏极相互连接。
22.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，多个开关元件分别包括两个双极晶体管，至少它们的发射极和集电极之一互相连接，并且在每一双极晶体管的发射极与集电极之间，有一二极管与之反相并联。
23.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于，多个开关元件分别包括两个MOSFET，该两个MOSFET不带本体二极管，其漏极和源极相互连接，在该两个MOSFET每个的漏极与源极之间用一二极管与之反相并联。
24.如权利要求21所述的电源变换系统，其特征在于所述负载包括至少一个桥式电路，该桥式电路包括多个开关元件、负载用电容器和第二电感器。
25.如权利要求10所述的电源变换系统，其特征在于，充电装置设置成将充电电流控制电容器串联连接到为每个供电电容器设置的一条充电电流通路，当充电电流控制电容器充电达到一个预定电压时，使充电电流控制电容器呈现与直流电源相同的极性，并且从相对各个电容器具有一个较高预定电压值的电容器开始依次对各个供电电容器充电，且充电电流控制电容器具有较低的电容量，其电压因放电而降低。
26.如权利要求25所述的电源变换系统，其特征在于，充电电流控制电容器具有可设置得高于直流电源电压值的一个初始电压值。
27.如权利要求25所述的电源变换系统，其特征在于，充电装置设置成使直流电源和充电电流控制电容器之总电压值与各个供电电容器之预定总电压值之间的电压差减至最小，并将各个供电电容器充电达到预定电压值。
28.如权利要求25所述的电源变换系统，其特征在于进一步包括当将各个供电电容器充电达到预定电压时，用以降低施加到这些供电电容器上的电压由此使电流为零的装置。
29.如权利要求1所述的电源变换系统，其特征在于控制电路包括用以控制开关元件的装置，所述开关元件分别插接入在具有负载用电容器的串联电路与电感器之间，由此使得当接通任一个开关元件时所形成的一个闭合回路的谐振频率较低于在负载两端所形成的一个电压的频率。
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