DE19538259A1

DE19538259A1 - Stromwandler

Info

Publication number: DE19538259A1
Application number: DE1995138259
Authority: DE
Inventors: Takashi Kanda; Kazuo Yoshida; Masahito Ohnishi
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-10-14
Filing date: 1995-10-13
Publication date: 1996-04-25
Anticipated expiration: 2015-10-14
Also published as: DE19538259C2; CN1042382C; US5610807A; CN1132959A

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf einen Stromwandler mit einer Stromwandlerschaltung, die aus einer einpoligen Stromquelle eine Leistung mit einer Spannungssignalform gewinnt, die in einer Puls- oder Sinussignalform zeitlich variiert, wobei die Schaltung kleine Kondensatoren und Induktivitäten sowie Schalterelemente verwendet.

Es wurden Stromwandler geschaffen, die eine Leistung einem Verbraucher, wie einer Entladungslampe für deren konstante Beleuchtung, zuführen, indem sie einen kleinen Kondensator und Schalterelemente verwenden. Es wurde z. B. in der U.S. Patentanmeldung mit dem Aktenzeichen Nr. 07/881, 293 eine Stromwandlerschaltung beschrieben, die mit einer hohen Frequenz abwechselnd den kleinen Kondensator über das Schalterelement aus einer Gleichstromquelle auflädt und ferner die Energie von dem kleinen aufgeladenen Kondensator über das Schalterelement der Entladungslampe als Verbraucher zuführt. Diese U.S. Patentanmeldung offenbart darüberhinaus eine weitere Stromwandlerschaltung, die mit einer hohen Frequenz abwechselnd den Strom aus einer Gleichstromquelle über ein Schalterelement einer Reihenschaltung zuführt, die aus einem kleinen Kondensator und einer Entladungslampe als dem Verbraucher besteht, und der Entladungslampe einen Strom von umgekehrter Polarität in bezug auf die Polarität zu führt, die der Strom aufwies, der vorher von dem kleinen Kondensator durch das Schalterelement geliefert wurde. Obwohl diese bekannten Schaltungsanordnungen wegen der Fähigkeit zur konstanten Beleuchtung der Entladungslampe mit einer strombegrenzenden Wirkung, die durch Spannungserhöhung und -absenkung mittels Variation der Verbindungsweise des kleinen Kondensators geschaffen wird, in der Lage sind, ohne Transformator hergestellt werden können, um in bezug auf die Größe und das Gewicht minimiert zu werden, taucht das Pro blem auf, daß die Lieferung der hochfrequenten, pulsförmigen Leistung zur Entladungslampe als dem Verbraucher mit erheb lichen elektromagnetischen Störungen einhergeht und den Crestfaktor niedrig werden läßt sowie die Lebensdauer der Entladungslampe verkürzt.

Ferner wurde in der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 7-123734 eine Schaltung offenbart, in der verschiedene Eingangsspannungen über mehrere Schaltungszweige aus ge schalteten Kondensatoren aufgenommen wurden, die Spannungen in den jeweiligen Schaltzweigen aus geschalteten Kondensa toren erhöht wurden, die verschiedenen erhöhten Spannungen zu einer pulsierenden Spannung mit treppenförmiger Signal form als Ausgangssignal vereinigt wurden und ein Wechsel strom über eine LC-Filter- und Brückenschaltung der Entladungslampe zugeführt wird. Während es diese Schaltung erlaubt, eine Induktivität und Kondensatoren mit kleiner Spannungsfestigkeit zu verwenden, da die Spannung mit treppenförmiger Signalform nahe an der Ausgangssignalform der LC-Filterschaltung liegt, so daß die Größe und das Gewicht minimiert, die elektromagnetischen Störungen vermindert und ein im wesentlichen sinuswellenförmiges Ausgangssignal geliefert wird, tauchte folgendes Problem auf: Wenn die Induktivität und der Kondensator der LC- Filterschaltung in Serie mit der Entladungslampe geschaltet werden, erreicht eine Resonanzfrequenz im wesentlichen das gleiche Niveau wie die Frequenz des Wechselstromausgangs, und die Werte von L und C weisen nahezu den gleichen Betrag auf, wie diejenigen der Resonanzwechselrichterschaltung.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, die vorerwähnten Probleme der bekannten Stromwandler zu überwinden und einen Stromwandler vom Typ mit geschalteten Kondensatoren zu schaffen, um aus einer Gleichstromquelle einen geglätteten pulsierenden Strom oder Wechselstrom zu gewinnen, wobei in dem Stromwandler die L- und C-Werte kleiner als in einem Resonanzwechselrichter gemacht werden können, indem die Resonanzfrequenz einer den stufenartig pulsierenden Strom glättenden LC-Resonanzschaltung über die Frequenz des Wechselstromausgangs hinaus erhöht wird, was dazu führt, daß die elektromagnetischen Störungen minimiert werden und die passiven Teile für die Leistungswandlung ausreichend verkleinert werden können, so daß sie in einem Chip hergestellt werden können.

Gemäß der vorliegenden Erfindung enthält der Stromwandler eine Schaltungsanordnung aus geschalteten Kondensatoren, in der mehrere Kondensatoren aus einer, auf Masse bezogenen einpoligen Stromquelle auf verschiedene Spannungswerte aufgeladen und so geschaltet werden, daß sie ein Ausgangs signal von stufenartig pulsierendem Strom liefern und aus geben, und einem Verbraucherteil realisiert werden, wobei ein Teil des Lastkreises aus einer Induktivität besteht, die zwischen einem Kondensator, der mit einem Verbraucher parallel geschaltet ist, und der Schaltungsanordnung aus geschalteten Kondensatoren in Reihe geschaltet und die Anordnung so ausgeführt ist, daß ein geschlossener Schaltkreis aus einer Schaltungsanordnung von geschalteten Kondensatoren und dem Teil des Lastkreises eine Resonanz frequenz aufweist, die mit der Zeitsteuerung synchronisiert ist, mit der die Kondensatoren geschaltet werden, die die Schaltungsanordnung aus geschalteten Kondensatoren bilden.

Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung mehrerer Ausführungsformen der Erfindung unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen.

Fig. 1 zeigt in einem Schaltplan die Ausführungsform 1 des Stromwandlers gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 2(a) bis 2(o) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 1 von Fig. 1.

Fig. 3(a) bis 3(b) und 4(a) bis 4(b) sind erläuternde Betriebsdiagramme der Ausführungsform 2 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 5 ist ein erläuterndes Betriebsdiagramm der Ausführungsform 3 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 6 ist ein erläuterndes Betriebsdiagramm der Ausführungsform 4 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 7 zeigt in einem Schaltplan die Ausführungsform 6 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 8 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 7 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 9(a) bis 9(j) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 7 von Fig. 8.

Fig. 10 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 8 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 11(a) und (b) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 8 von Fig. 10.

Fig. 12 ist ein Schaltplan, der die Ausführungsform 9 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 13 ist ein unvollständiger Schaltplan, der den Teil der geschalteten Kondensatoren der Ausführungsform 9 von Fig. 12 zeigt.

Fig. 14 ist ein Schaltplan, der die Ausführungsform 10 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 15 ist ein Schaltplan, der die Ausführungsform 11 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 16 ist ein Schaltplan, der die Ausführungsform 12 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 17 ist ein Schaltplan, der die Ausführungsform 13 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 18 ist ein Schaltplan, der die Ausführungsform 14 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 19(a) bis 19(j) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 14 von Fig. 18.

Fig. 20 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 15 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 21(a) bis 21(i) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 15 von Fig. 20.

Fig. 22 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 16 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 23 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 17 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 24 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 18 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 25 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 19 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 26(a) bis 26(p) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 20 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 27 ist ein erläuterndes Diagramm des Betriebs der Ausführungsform 21 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 28 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 22 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 29(a) bis 29(p) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 22 von Fig. 28.

Fig. 30 ist ein Schaltplan eines zweiseitigen Schalters, der in den jeweiligen vorhergehenden Ausführungsformen verwendet wurde, und zwar in einer Ausführung, in der der Schalter mit MOSFETs gebildet wurde.

Fig. 31 ist ein Schaltplan in der Ausführung der Schaltung von Ausführungsform 6 aus Fig. 7, in dem MOSFETs verwendet wurden.

Fig. 32 ist ein Diagramm, das eine Treiberschaltung für einen Hochspannungsschalter zeigt, der in den obigen Ausführungsformen verwendet wurde.

Fig. 33 ist ein Schaltplan der Ausführungsform 23 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 34 ist ein Schaltplan eines zweiseitigen Schalters, der in der Ausführungsform 23 von Fig. 33 verwendet wurde.

Fig. 35(a) bis 35(l) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 23 von Fig. 33.

Fig. 36 ist ein Schaltplan in einer Ausführung von Ausführungsform 23 aus Fig. 33 unter Verwendung von Bipolartransistoren als zweiseitigen Schaltern.

Fig. 37 ist ein Schaltplan von Ausführungsform 24 gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 38(a) bis 38(o) sind Signalformbetriebsdiagramme der Ausführungsform 24 von Fig. 37.

Fig. 39 ist ein Schaltplan eines zweiseitigen Schalters, der in Ausführungsform 25 gemäß der vorliegenden Erfin dung verwendet wird.

Fig. 40 zeigt in einer schematischen Querschnittsansicht eine Ausführung bei der der zweiseitige Schalter, der in Ausführungsform 25 gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wurde, auf einem Halbleiter substrat aufgebaut wurde.

Ausführungsform 1

Fig. 1 zeigt die Ausführungsform 1 gemäß der vorliegenden Erfindung, in der eine Gleichstromquelle und eine Anordnung verwendet werden, die eine zeitlich in pulsierender Signal form variierende Spannung an einen Verbraucher anlegt. Die geschalteten Kondensatoren für die Stromwandlerschaltung werden hier so verwendet, daß eine erste Gruppe von fünf parallel geschalteten Serienkreisen, die jeweils einen der Kondensatoren C1-C5, eines der Schalterelemente S11-S51 und eine der Dioden D1-D5 enthalten, als Ganzes über eine Induktivität L1 und ein Schalterelement Ss mit der Gleich stromquelle DC verbunden ist, und eine zweite Gruppe von fünf zueinander parallel geschalteten Serienkreisen, die jeweils einen der Kondensatoren C1-C5 und eines der Schalterelemente S12-S52 enthalten, als Ganzes über eine Induktivität L2 mit dem Verbraucher Z verbunden ist. Ferner sind eine Diode Ds parallel zu einem Serienkreis aus der Gleichstromquelle DC und dem Schalterelement Ss und ein verbraucherseitiger Kondensator Cz parallel zu dem Ver braucher Z geschaltet. Die hier verwendeten Induktivitäten L1 und L2 weisen eine extrem kleine Induktivität auf und sind zur Leistungsübertragung unter Ausnutzung des Resonanz effekts angeordnet, um den Wirkungsgrad der Leistungsüber tragung zu verbessern. Hier werden die jeweiligen Schalter elemente S11-S51 und S12-S52 so betrieben, daß sie in einer Weise, wie es später beschrieben werden wird, durch eine optimale Steuerschaltung (nicht gezeigt) gesteuert werden, die die Klemmenspannungen der jeweiligen Kondensatoren C1-C5 so überwacht, daß der Aufladevorgang dann abgebrochen wird, wenn ein für die jeweiligen Kondensatoren C1-C5 vorherbe stimmter Klemmenspannungswert während des Aufladevorgangs erreicht wird. Für die jeweiligen Schalterelemente Ss, S11- S51 und S12-S52 kann ein MOSFET- oder Bipolartransistor dergleichen verwendet werden, der so eingestellt wird, daß er einen vorbestimmten Durchlaßwiderstand im Durchschal tungszustand aufweist.

Als nächstes soll die Funktion der Schaltung aus Fig. 1 mit Bezug auf die Fig. 2 erklärt werden. Was den Betrieb der Schalterelemente Ss, S11-S51 und S12-S52 angeht, so kennzeichnen die in den Fig. 2(a)-2(k) schraffierten Perioden die Durchschaltzustände, während die anderen Perioden die Sperrzustände kennzeichnen. Zum Zeitpunkt t0 sind zunächst nur die Schalterelemente Ss und S11 durchge schaltet, wie in den Fig. 2(a) und 2(b) zu sehen ist. Dem gemäß wird der Kondensator C1 über das Schalterelement Ss, die Induktivität L1, die Diode D1 und das Schalterelement S11 aufgeladen. Wenn die Klemmenspannung VC1 des Kondensa tors C1 eine Spannung V10 zum Zeitpunkt t1 erreicht, wie das in Fig. 2(1) gezeigt ist, wird das Schalterelement S11 gesperrt, während das Schalterelement Ss durchgeschaltet bleibt. Danach wird das Schalterelement S21 durchgeschaltet, wie in Fig. 2(c) zu sehen ist, und der Kondensator C2 wird so lange aufgeladen, bis seine Klemmenspannung Vc2 die Spannung V20 (<V10) zum Zeitpunkt t2 erreicht. Entsprechend, wie in Fig. 2(b)-2(f) zu sehen ist, werden die Schalter elemente S11-S51 nacheinander durchgeschaltet, um die entsprechenden Kondensatoren C1-C5 so aufzuladen, daß ihre Klemmenspannungen Vc die entsprechenden vorherbestimmten Pegel V10, V20, V30, V40 und V50 (V10<V20<V30<V40<V50) erreichen. Beim Kondensator C5, wie es in Fig. 2(a), 2(f) und 2(1) gezeigt ist, wird hier das Schalterelement Ss zum Zeitpunkt t41 gesperrt, und zwar kurz bevor die Klemmen spannung des Kondensators C5 den vorherbestimmten Pegel V50 erreicht, so daß der Kondensator C5 über die Strecke aus Induktivität L1, Diode D5, Schalterelements S51, Kondensator C5 und Diode Ds geladen wird, wobei die in der Induktivität L1 angesammelte Energie ebenfalls genutzt wird. Wie bereits erwähnt, ist es möglich, die jeweiligen Kondensatoren C1-C5 unter Verwendung der einen Spannungsquelle DC auf verschie dene Klemmenspannungen Vc aufzuladen. Da die jeweiligen Kondensatoren C1-C5 über die Induktivität unter Ausnutzung des Resonanzeffekts aufgeladen werden, ist es hier möglich, Leistungsverluste bei der Leistungsübertragung zu reduzieren.

Dem Verbraucher Z wird der Strom andererseits nacheinander von den Kondensatoren C1-C5, deren Aufladevorgang abge schlossen ist, zugeführt. Das bedeutet, daß mit dem Abschluß des Aufladevorgangs des Kondensators C1 zum Zeitpunkt t1 das Schalterelement S12 gleichzeitig durchgeschaltet wird, wie es in Fig. 2(g) gezeigt ist, und der Strom vom Kondensator C1 über die Induktivität L2 dem verbraucherseitigem Konden sator Cz und dem Verbraucher Z zugeführt wird. Durch diese Stromzufuhr vom Kondensator C1 zum Verbraucher Z wird ein Schwingkreis gebildet, der sowohl aus einer Parallelschal tung aus dem Verbrauchers Z und dem verbraucherseitigen Kondensator Cz als auch aus der Induktivität L2 und dem Kondensator C1 besteht, und der Resonanzstrom I1 in Fig. 2(n) fließt durch die Induktivität L2. Folglich steigt die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz, wie in Fig. 2(m) gezeigt ist, unter Ausnutzung des Resonanz effekts an, während die Klemmenspannung Vc1 des Kondensators C1, wie in Fig. 2(1) gezeigt ist, fällt. Unter der Voraus setzung, daß die Impedanz des Verbrauchers Z genügend groß ist und die Kapazitäten des Kondensators C1 und des verbrau cherseitigen Kondensators Cz nahezu übereinstimmen, steigt die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz auf eine Spannung nahe der Klemmenspannung V10 an, die für den Kondensator C1 eingestellt ist, und die Klemmenspan nung Vc1 des Kondensators C1 sinkt auf einen Pegel nahe der ursprünglichen Klemmenspannung Vz (=0V) des verbrauchersei tigen Kondensators Cz. Wenn die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz nahezu V10 erreicht ist, entlädt sich der verbraucherseitige Kondensator Cz und der Kondensator C1 wird aufgeladen. Nun wird zu dem Zeitpunkt, bei dem die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz im wesentlichen den Scheitelwert erreicht hat (Zeitpunkt t2), das Schalterelement S12 gesperrt. Da der Aufladevorgang des Kondensators C2 zum Zeitpunkt t2 abge schlossen ist, wird das Schalterelement S22 durchgeschaltet, wie es in Fig. 2(h) gezeigt ist. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Schwingkreis aus dem Kondensator C2, der Induktivität L2, dem verbraucherseitigen Kondensator Cz, und dem Verbrau cher Z in der Weise gebildet, daß, sofern die Kapazitäten des Kondensators C2 und des verbraucherseitigen Kondensators Cz im wesentlichen übereinstimmen, die Klemmenspannung des verbraucherseitigen Kondensators Cz auf einen Pegel steigt, der nahe an der Klemmenspannung V20 liegt, die für den Kon densator C2 eingestellt ist, wie in Fig. 2(m) zum Zeitpunkt t3 zu sehen ist, während die Klemmenspannung Vc2 des Konden sators C2 auf einen Pegel nahe der ursprünglichen Klemmen spannung V10 des verbraucherseitigen Kondensators Cz (siehe Fig. 2(1)) fällt. Durch aufeinanderfolgende Wiederholungen dieses Vorgangs steigt die Klemmenspannung Vz des verbrau cherseitigen Kondensators Cz sukzessive auf einen Pegel, der nahe an der Klemmenspannung V50 liegt, die für den Kondensa tor C5 eingestellt ist, wie zum Zeitpunkt t6 in Fig. 2(m) zu sehen ist.

Selbst nach diesem Zeitpunkt t6, bei dem die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz den Scheitelwert nahezu erreicht hat, bleibt das Schalterelement S52 im Durchschaltzustand (siehe Fig. 2(k)) und läßt den Resonanz strom I1 durch die Induktivität L2 in die umgekehrte Rich tung fließen, wobei die Klemmenspannung Vz des verbraucher seitigen Kondensators Cz nach und nach fällt (siehe Fig. 2(1)). Wenn die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz zum Zeitpunkt t7 auf einen Pegel fällt, der nahe an der Klemmenspannung V40 des Kondensators C4 liegt, wird das Schalterelement S52 gesperrt und das Schalterele ment S42 durchgeschaltet (siehe Fig. 2(j)). Da zu diesem Zeitpunkt die Klemmenspannung Vc4 des Kondensators C4 nahe an V30 und die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz nahe an V40 liegt, fließt ein Resonanzstrom I1 vom verbraucherseitigen Kondensator Cz zum Kondensator C4, die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Konden sators Cz fällt auf einen Pegel nahe an V30, und die Klem menspannung VC4 des Kondensators C4 steigt auf einen Pegel nahe an V40. Indem die Schalterelemente S52-S12 nacheinander in dieser Weise durchgeschaltet werden, wird es ermöglicht, daß die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Konden sators Cz nach und nach fällt, bis die Spannung Vz schließ lich 0 Volt erreicht. Hier kann die Zeitsteuerung für das Sperren der jeweiligen Schalterelemente S11-S51 und S12-S52 durch Ermitteln des Nulldurchgangs des Resonsanzstroms I1 bestimmt werden.

Mit der oben erwähnten Steuerung der Schalterelemente Ss, S11-S15 und S12-S52 ist es möglich, die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz geglättet zu variieren, wie es in Fig. 2(m) gezeigt ist. Wenn darüberhinaus der Verbraucher Z rein ohmsch ist, dann variiert der geglättete Verbraucherstrom I2 gleichmäßig proportional zur Klemmen spannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz, wie es in Fig. 2(o) gezeigt ist, und schließlich kann irgendeine aus höheren Oberwellen bestehende Störung des Laststroms I2, der durch den Verbraucher Z fließt, vermindert werden. Hier wird die Resonanzfrequenz der jeweiligen oben erwähnten Resonanzschaltungen höher als die Frequenz des Zyklus (t0- t11) werden, mit dem die Klemmenspannung Vz des verbraucher seitigen Kondensators Cz variiert, so daß die Zeitkonstante, die von den Kondensatoren C1-C5 oder den Induktivitäten L1 und L2 bestimmt wird, klein eingestellt werden kann. Außer dem hat die Potentialdifferenz zwischen den beiden Ausgängen der Induktivität L2 eine Größe, die etwa der Differenz zwi schen den Klemmenspannungen benachbarter Kondensatoren C1- C5, z. B. zwischen V50 und V40 von C5 bzw. C4 entspricht, und es ist möglich, eine Induktivität mit im Vergleich zur an den Verbraucher Z angelegten Spannung niedrigen Spannungs festigkeit zu verwenden. Darüberhinaus kann der Betrieb, wenn die Leistung durch die Induktivitäten L1 und L2 über tragen wird, mit höherem Wirkungsgrad als in dem Fall reali siert werden, in dem herkömmliche geschaltete Kondensatoren ohne Induktivität verwendet werden.

Ferner wird mit der vorhergehenden Anordnung der Ausführungs form 1 das Aufladen der jeweiligen Kondensatoren C1-C5 durch die Gleichstromquelle DC vor den Auflade- und Entladevorgän gen zwischen den jeweiligen Kondensatoren C1-C5 und dem verbraucherseitigen Kondensator Cz durchgeführt. Innerhalb jedes Zyklus der Auflade- und Entladevorgänge variiert die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz (in den Perioden t0-t11 jedes Zyklus, vor dem Zeitpunkt t1 durch den Kondensator C1, vor dem Zeitpunkt t2 und nach dem Zeitpunkt t10 durch den Kondensator C2, vor dem Zeitpunkt t3 und nach dem Zeitpunkt t9 durch den Kondensator C3, vor dem Zeitpunkt t4 und nach dem Zeitpunkt t8 durch den Kondensator C4 und vor dem Zeitpunkt t5 und nach dem Zeitpunkt t7 durch den Kondensator C5), so daß die Spannungssignalform der Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz zwischen der ansteigenden und der abfallenden Seite im wesentlichen symmetrisch hergestellt werden kann.

Die Zahl der geschalteten Kondensatoren C1-C5 soll keiner besonderen Begrenzung unterworfen sein und kann kleiner oder größer sein, als es in der-vorhergehenden Ausführungsform erforderlich war. Eine größere Zahl an Kondensatoren ermöglicht jedoch eine glattere Spannungsvariation und läßt die Differenz zwischen den Klemmenspannungen benachbarter Kondensatoren, wie z. B. C5 und C4, kleiner werden, so daß eine Induktivität L2 mit kleinerer Spannungsfestigkeit verwendet werden kann.

Wie bereits oben erwähnt wurde, werden mehrere Kondensatoren C1-C5 unter Verwendung nur einer einzigen Spannungsquelle DC so aufgeladen, daß sie jeweils voneinander verschiedene Klemmenspannungen Vc1-Vc5 aufweisen, und der verbrauchersei tige Kondensator Cz wird nacheinander von den entsprechenden Kondensatoren C1-C5 über die Induktivität L2 aufgeladen, um den Strom dem Verbraucher Z zuzuführen, der parallel mit dem verbraucherseitigen Kondensator Cz geschaltet ist, so daß die am Verbraucher Z anliegende Spannung in geglätteter Weise zeitlich variiert werden kann. Wie aus der obigen Beschreibung zu erkennen ist, wird ein Aufladungsteil durch die Gleichstromquelle DC, die Schalterelemente Ss und S11- S51, die Induktivität L1, die Dioden D1-D5 und die Steuer schaltung gebildet.

Ausführungsform 2

Die Ausführungsform 2 verwendet die gleiche Schaltungsan ordnung wie Ausführungsform 1, jedoch ist die Zeitsteuerung der Sperrvorgänge der jeweiligen Schalterelemente S12-S52 der zweiten Gruppe anders als bei Ausführungsform 1. Im Fall der Ausführungsform 1 werden die jeweiligen Schalterelemente an den Nulldurchgängen des durch die Induktivität L1 flie ßenden Resonanzstroms I1 gesperrt (siehe Fig. 3(a)), und der Anstieg (oder das Abfallen) der Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz wird fortgesetzt, wenn er nacheinander von einem der Kondensatoren C1-C5, nahezu beim Beenden des Anstiegs (öder des Abfallens) der von diesem einen Kondensator bewirkten Aufladung (oder Entla dung), durch den nächsten der Kondensatoren C1-C5 übernommen wird (z. B. von C1 auf C2 oder von C2 auf C1). Während dieses Vorgangs ändert sich die Anstiegsrate (oder die Abfallrate) der Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz in dem Moment abrupt, im dem die entsprechenden Schalter elemente S12-S52 umschalten.

In der vorliegenden Ausführungsform 2 wird das Aufladen (oder Entladen) des verbraucherseitigen Kondensators Cz beim Übergang von einem zum nächsten der Kondensatoren C1-C5, z. B. von C1 zu C2 (oder von C2 zu C1), so ausgeführt, daß die entsprechenden Schalterelemente S12-S52 nach der in Fig. 4(a) gezeigten Art gesperrt werden, so daß die abrupte Änderung der Anstiegs(oder Abfall-)rate der Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz zum Zeitpunkt des Umschaltens zwischen den Schalterelementen S12-S52 gedros selt werden kann und die Spannungssignalform stärker ge glättet werden kann, wie es in Fig. 4(b) gezeigt ist. Das bedeutet, daß es noch besser als bei Ausführungsform 1 möglich ist, die Störung aus höheren Oberwellen einzuschrän ken, wenn die Zeitsteuerung zwischen durchgeschaltetem und gesperrten Zustand der Schalterelemente S12-S52 wie in der Ausführungsform 2 vorgenommen wird. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausführungsform entsprechen ansonsten denen der Ausführungsform 1.

Ausführungsform 3

Die Ausführungsform 3 ist so ausgebildet, daß sie die Klemmenspannung des verbraucherseitigen Kondensators Cz in einer sinusförmigen Signalform variiert. Während die Werte der Klemmenspannung Vcn der jeweiligen Kondensatoren C1-C5 in der vorhergehenden Ausführungsform 1 bei deren Aufladung durch die Gleichstromquelle DC so eingestellt sind, daß V10 = V20 - V10 = V30 - V20 = V40 - V30 = V50 - V40 gilt, sind die Werte in der vorliegenden Ausführungsform 3 so eingestellt, daß V10 < V20 - V10 < V30 - V20 < V40 - V30 < V50 - V40 gilt.

Um die Klemmenspannungen Vcn der jeweiligen Kondensatoren C1- C5 in dem oben dargestellten Verhältnis einzustellen, stellt die vorliegende Ausführungsform 3 eine Signalform in bezug auf die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Konden sators Cz ein, wie sie in Fig. 5 durch die durch einzelne Punkte unterbrochene Kettenlinie gezeigt ist, die den gleichen Zyklus, aber eine etwas höhere Amplitude als die Zielsignalform aufweist, die in Fig. 5 durch eine durchge zogene Linie gekennzeichnet ist. Die Klemmenspannung Vcn wird auf der Basis der eingestellten Signalform für jeden der Kondensatoren C1-C5 bestimmt, um von diesen erreicht zu werden, und die Steuerschaltung stellt die erforderliche Aufladezeit der jeweiligen Kondensatoren C1-C5 zum Erreichen des eingestellten Klemmenspannungswerts Vcn ein. Die Klem menspannung Vc2 des Kondensators C2 z. B. muß zum Zeitpunkt t2 eine Spannung erreichen, die dem Wert zum Zeitpunkt t3 der eingestellten Signalform der Kettenlinie von Fig. 5 entspricht. Darüber hinaus wird die Klemmenspannung Vc5 des Kondensators C5 so eingestellt, daß sie zum Zeitpunkt t5 einen Scheitelwert der eingestellten Signalform der Ketten linie von Fig. 5 erreicht. Daher ist die Anordnung so aus geführt, daß durch die wie oben dargestellte fortgesetzte Einstellung der Klemmenspannungen Vcn der jeweiligen Konden satoren C1-C5 die an dem Verbraucher Z anliegende Spannung im wesentlichen in einer sinusförmigen Signalform variiert, während die Zeitsteuerung zwischen durchgeschaltetem und gesperrten Zustand der Schalterelemente S12-S52 für das Auf- und Entladen zwischen den Kondensatoren C1-C5 und dem verbraucherseitigen Kondensator Cz bei nahezu gleichen Zeitintervallen stattfindet.

Hier wird durch Bestimmung der Klemmenspannung Vcn der jeweiligen Kondensatoren C1-C5 auf der Basis der einge stellten Signalform, deren Amplitude größer als die der Zielsignalform ist, die Kompensation irgendeines Abfallens der Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz wegen der Leistungsaufnahme durch den Verbraucher Z ermöglicht. Durch die Verwendung dieses Einstellungssystems kann ferner die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz selbst dann auf dem Zielwert gehalten werden, wenn das Schalterelement Sj2 wie in Ausführungsform 2 im Nulldurchgang des Resonanzstroms I1 umgeschaltet wird. Da wie im Vorhergehenden die Klemmenspannung Vcn beim Auf laden der jeweiligen Kondensatoren C1-C5 von der Gleich stromquelle DC eingestellt ist, kann die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz in einer sinusför migen Signalform variiert und die Störung der angelegten Spannung sowie des zum Verbraucher Z fließenden Stroms mit Oberwellen reduziert werden. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausführungsform entsprechen denen der Ausführungsform 1.

Ausführungsform 4

Obwohl die Ausführungsform 4 ebenfalls eine Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz aufweist, die in einer sinusförmigen Signalform wie in Ausführungsform 3 variiert, unterscheidet sich die vorliegende Ausführungsform 4 hinsichtlich des Steuerungsprozesses von der Ausführungs form 3. Während in der Ausführungsform 3 die Differenz zwischen den Klemmenspannungen Vcn benachbarter Paare der Kondensatoren C1-C5 variiert wird, verwendet die vorliegende Ausführungsform 4 die gleiche Schaltungsanordnung wie Aus führungsform 1 aus Fig. 1 und läßt die Differenz zwischen den Klemmenspannungen Vcn benachbarter Paare der Kondensato ren im wesentlichen konstant, wohingegen die Steuerung so eingerichtet ist, daß die Durchschaltperioden der jeweiligen Schalterelemente S12-S52, die zwischen den jeweiligen Kon densatoren C1-C5 und dem verbraucherseitigen Kondensator Cz angeordnet sind, voneinander verschieden sind und die Klem menspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz dadurch in einer sinusförmigen Signalform variiert. Hier entspricht der Einstellungsprozeß der Zielwerte der Klem menspannungen Vc1-Vc5 der entsprechenden Kondensatoren C1-C5 dem der Ausführungsform 3 und demgemäß wird eine solche Signalform eingestellt, wie sie durch die durch einzelne Punkte unterbrochene Kettenlinie in Fig. 6 gezeigt ist, deren Amplitude etwas größer als die der Zielsignalform der Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz ist, die durch die durchgezogene Linie in Fig. 6 dargestellt ist. Die Zielwerte der Klemmenspannungen Vc1-Vc5 der jewei ligen Kondensatoren C1-C5 zu den entsprechenden Zeitpunkten t2, t3, t4, t5 und t6 können mit Hilfe der eingestellten Signalform der Kettenlinie bestimmt werden.

Ferner sind in der Anordnung der Ausführungsform 3 die Klemmenspannungen Vc1-Vc5 der entsprechenden Kondensatoren C1-C5 verschieden eingerichtet, und die im Verhältnis zu den Zeitintervallwerten, zwischen denen die Schalterelemente S12-S52 umgeschaltet werden, variierenden Spannungsdiffe renzen verändern sich bei niedrigeren Spannungen stärker als bei höheren Spannungen, wodurch die Potentialdifferenz zwischen den beiden Ausgängen der Induktivität L2 vergrößert wird, und die Induktivität eine höhere Spannungsfestigkeit als in Ausführungsform 1 aufweisen muß. In der Anordnung der Ausführungsform 4 dagegen sind die Spannungsdifferenzen im Verhältnis zu den Zeitintervallwerten, zwischen denen die Schalterelemente S12-S52 geschaltet werden, nahezu konstant (d. h. die Spannungsdifferenz zwischen benachbarten Klemmen spannungen wie Vc1 und Vc2 der Kondensatoren C1 bzw. C2 sind konstant), so daß die Potentialdifferenz zwischen den beiden Ausgängen der Induktivität L2 nahezu konstant gehalten und die Induktivität eine Spannungsfestigkeit aufweisen kann, die das gleiche Ausmaß wie in Ausführungsform 1 besitzt. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausfüh rungsform entsprechen denen der Ausführungsform 1.

Ausführungsform 5

Diese Ausführungsform 5 verwendet dieselbe Anordnung wie die Ausführungsformen 3 und 4 (siehe Fig. 1), um die Klemmen spannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz in einer sinusförmigen Signalform zu variieren. Zu diesem Zweck werden die hier verwendeten jeweiligen Kondensatoren C1-C5 mit unterschiedlichen Kapazitäten ausgestattet, so daß die Beziehung zwischen den Kapazitäten C1<C2<C3<C4<C5 ist. Das bedeutet, daß die Kapazität dieser Kondensatoren C1-C5, die nacheinander mit dem verbraucherseitigen Kondensator Cz verbunden werden, für den Kondensator kleiner gemacht wird, der in der Periode angeschlossen wird, in der die Klemmen spannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz kleiner ist. Demgemäß wird die Resonanzfrequenz in den Perioden, in denen die jeweiligen Kondensatoren C1-C5 mit dem verbrau cherseitigen Kondensator Cz verbunden werden, für jeden der Kondensatoren C1-C5 variieren und die Spannung mit sinus förmiger Signalform wird dadurch erzielt, daß die Reso nanzfrequenz in den Perioden, in denen die Klemmenspannung Vz des verbraucherseitigen Kondensators Cz höher ist, erniedrigt wird, um die Spannung schrittweise variieren zu lassen. Im Gegensatz dazu wird die Resonanzfrequenz in den Perioden mit niedriger Klemmenspannung Vz des verbraucher seitigen Kondensators Cz höher gemacht, so daß die Span nungsvariation abrupt ist. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausführungsform entsprechen denen der Ausführungsform 1.

Ausführungsform 6

Wie in Fig. 7 gezeigt, verwendet die Ausführungsform 6 als Verbraucher Z die gleiche Vollbrücken-Inverterschaltung INV, die unter Hinweis auf den Stand der Technik beschrieben wurde. Vier Schalterelemente Sz1-Sz4 werden in einer Brückenschaltung verwendet, so daß zwei Schalterelemente Sz1 und Sz2 (oder Sz3 und Sz4), die über den Verbraucher in Reihe geschaltet sind, gleichzeitig durchgeschaltet werden, während die Schalterelemente Sz1 und Sz4 (oder Sz3 und Sz2) abwechselnd durchgeschaltet und gesperrt werden, um einen Wechselstrom zum Verbraucher Z fließen zu lassen. Für eine solche Inverterschaltung INV kann jede bekannte verwendet werden, und es wird ermöglicht, eine Wechselspannung von sinusförmiger Signalform an den Verbraucher Z anzulegen, indem eine solche Inverterschaltung INV verwendet wird, wobei der Verbraucher wie in den Ausführungsformen 1 bis 5 angeordnet ist.

Ausführungsform 7

Die Ausführungsform 7 besitzt die Anordnung, die in Fig. 8 gezeigt ist, in der sowohl eine Reihenschaltung aus einem Kondensator Ca, einem Schalterelement Sa1 und einer Diode Da1 als auch eine mit dem Kondensator Ca parallelgeschaltete Reihenschaltung aus zwei Schalterelementen Sa2 und Sa3 und einer Diode Da2 zur Schaltung der Ausführungsform 1 hinzu gefügt sind. Die Reihenschaltung aus dem Kondensator Ca, dem Schalterelement Sa1 und der Diode Da1 ist parallel mit der Reihenschaltung aus dem Kondensator C3, dem Schalterelement S31 und der Diode D3 verbunden. In der weiteren Reihenschal tung aus den Schalterelementen Sa2 und Sa3 und der Diode Da2 ist eine partielle Reihenschaltung aus dem Schalterelement Sa3 und der Diode Da2 zwischen jeweils einem Ausgang der benachbarten Kondensatoren C2 und C3 eingefügt, während die Diode Da2 an ihrer Kathode mit dem einen Ausgang des Konden sators C2 verbunden ist.

Mit dieser Anordnung wird beabsichtigt, die Spitzenspannung des verbraucherseitigen Kondensators Cz höher als die Quellenspannung E der Stromquelle DC einzustellen. Eine Klemmenspannung Vca des Kondensators Ca wird zur Leistung der Stromquelle DC zum Aufladen der Kondensatoren C3-C5 zwischen die Kondensatoren C1-C5 hinzugefügt, so daß die Klemmenspannungen Vc1-Vc5 höher als die Quellenspannung E der Stromquelle DC eingerichtet werden können. Für den Kondensator Ca wird die Klemmenspannung Vca auf Va0 eingestellt.

Nun wird die Arbeitsweise der Ausführungsform im einzelnen unter Bezug auf Fig. 9 betrachtet. Zunächst wird der Kondensator C1 dadurch aufgeladen, daß das Schalterelement S11 durchgeschaltet wird (Fig. 9(b)) und zwar in einem Zustand, in dem das Schalterelement Ss zum Zeitpunkt t1 (Fig. 9(a)) durchgeschaltet ist. Kurz bevor das Schalter element S11 zum Zeitpunkt t3 gesperrt wird, wird das Schal terelement S11 zum Zeitpunkt t2 durchgeschaltet, um den Kondensator C2 zu laden. Als nächstes wird zum Zeitpunkt t4, kurz bevor das Schalterelement S21 zum Zeitpunkt t5 gesperrt wird, das Schalterelement S31 (Fig. 9(d)) gleichzeitig mit dem Schalterelement Sa2 durchgeschaltet (Fig. 9(h)). Sofern der Kondensator Ca hier schon aufgeladen wurde, wird die Quellenspannung E der Stromquelle DC zur Klemmenspannung Va0 des Kondensators Ca hinzuaddiert und eine Gesamtspannung dieser Addition wird an den Kondensator C3 angelegt. Das heißt, daß es möglich ist, daß die Klemmenspannung Vc3 des Kondensators C3 die Quellenspannung E übersteigt. Darauf werden, wobei das Schalterelement Sa2 entsprechend durch geschaltet bleibt, die Schalterelemente S41 und S51 nach einander durchgeschaltet, und die Kondensatoren C4 und C5 so aufgeladen bis ihre Klemmenspannungen Vc4 und Vc5 größer als die Quellenspannung E werden. Durch teilweise Überlappung der durchgeschalteten Perioden der jeweiligen Schalterele mente S11-S51, wird der Stromfluß zur Induktivität L1 nicht unterbrochen.

Darüber hinaus wird das Schalterelement Sa3 zum Zeitpunkt t10 kurz bevor der eingestellte Wert V50 von der Klemmen spannung Vc5 des Kondensators C5 nahezu erreicht wird, durchgeschaltet (Fig. 9(i)), und der Aufladevorgang von Kondensator Ca zu Kondensator C5 wird unterbrochen. Die Energie, die in der Induktivität L1 angesammelt wurde, wird zu diesem Zeitpunkt entladen und der Aufladevorgang des Kondensators C5 fortgesetzt. Als nächstes wird das Schal terelement Sa2 zum Zeitpunkt t11 (Fig. 9(h)) gesperrt und das Schalterelement Sa1 zum Zeitpunkt t12 durchgeschaltet (Fig. 9(g)). Dann wird der Kondensator Ca durch die Strom quelle DC aufgeladen. Daraufhin wird das Schalterelement S51 zum Zeitpunkt t13 gesperrt und der Aufladevorgang des Kondensators C5 abgeschlossen.

Als nächstes wird, wenn das Schalterelement Ss zum Zeitpunkt t14 gesperrt wird (Fig. 9(a)), die in der Induktivität L1 angesammelte Energie über die Strecke aus der Induktivität L1, der Diode Da1, dem Schalterelement Sa1, dem Kondensator Ca, dem Schalterelement Sa3, der Diode Da2 und der Diode Ds entladen und der Kondensator Ca mit dieser Energie aufge laden. Wenn die in der Induktivität L1 angesammelte Energie abgebaut ist, werden die Schalterelemente Sa1 und Sa3 gesperrt.

Indem die Steuerung des Betriebs der jeweiligen Schalter elemente S11-S51 und Sa1-Sa3 wie oben fortgesetzt wird, können die jeweils für jeden der Kondensatoren C1-C5 und Ca eingestellten Zielklemmenspannungswerte V10-V50 erreicht werden, wie es in Fig. 9(j) dargestellt ist. Daher ist es unter Hinweis auf die erste und die weiteren Ausführungs formen möglich, die Klemmenspannung Vz des Kondensators Cz zeitlich zu variieren, indem die Schalterelemente S12-S52 gesteuert und die jeweiligen Kondensatoren C1-C5 über die Induktivität L1 mit dem verbraucherseitigen Kondensator Cz verbunden werden. Die anderen Bestandteile und die Arbeits weise dieser Ausführungsform entsprechen denen der Ausfüh rungsform 1. Während in der vorliegenden Ausführungsform der Kondensator Ca zwischen den zwei Kondensatoren C2 und C3 angeordnet ist, um die Kondensatoren C3-C5 auf eine höhere Spannung als die Quellenspannung E aufzuladen, ist es ebenfalls möglich, z. B. nur den Kondensator C5 auf eine Spannung aufzuladen, die höher als die Quellenspannung E ist, indem der Kondensator Ca zwischen die Kondensatoren C4 und C5 eingefügt wird, also abhängig vom Zielkondensator an einer geeigneten Stelle zwischen den Kondensatoren C1-C5.

Ausführungsform 8

Die vorliegende Ausführungsform 8 ist dadurch gekennzeich net, daß in der Schaltungsanordnung der Ausführungsform 1 anstelle der Gleichstromquelle DC ein Kondensator Cs ver wendet wird. Dieser Kondensator Cs wird bei jedem Zyklus der Spannungsvariation des verbraucherseitigen Kondensators Cz wieder aufgeladen. Während ferner vorher die jeweiligen Kondensatoren C1-C5, die die geschalteten Kondensatoren bilden, nacheinander von einem mit niedrigerer Klemmen spannung Vc1-Vc5 zu einem mit höherer Klemmenspannung aufgeladen wurden, ist die vorliegende Ausführungsform 8 so ausgeführt, daß die Kondensatoren nacheinander von einem mit höherer Klemmenspannung Vc zu einem mit niedrigerer Klemmen spannung aufgeladen werden. Hier wird die Klemmenspannung Vcs des Kondensators Cs vor dem Beginn des Aufladens der Kondensatoren C1-C5 höher eingestellt als der Wert V50 der Klemmenspannung Vc5 des Kondensators C5, der so eingestellt wird, daß er den größten Klemmenspannungswert unter allen Klemmenspannungen Vc1-Vc5 aufweist.

Im Fall der Ausführungsform 1 wurde das Aufladen aller geschalteten Kondensatoren C1-C5 mit der Quellenspannung E durchgeführt, und die Differenzen Ve1-Ve5 zwischen den entsprechenden Klemmenspannungen Vc1-Vc5 der Kondensatoren C1-C5 und der Quellenspannung E wurden mit abnehmender Klemmenspannung Vc größer (Ve1<Ve2<Ve3<Ve4<Ve5). Folglich stand der Verlust durch das Aufladen in einem engen Ver hältnis zur Größe der Spannungsdifferenz Ve1-Ve5. Im Gegen satz dazu werden gemäß der vorliegenden Ausführungsform 8 die Kondensatoren C1-C5 jeweils durch den Kondensator Cs aufgeladen, dessen Klemmenspannung Vcs höher als die Klemmenspannungen Vc4-Vc1 eingestellt ist, wobei der Kondensator C5 zuerst aufgeladen wird und veranlaßt wird, nacheinander die Kondensatoren C4-C1 aufzuladen, deren Klemmenspannungen Vc1-Vc5 niedriger eingestellt sind. Die Klemmenspannung Vcs des Kondensators Cs wird während des Fortschreitens des Aufladens der Kondensatoren C1-C5 verringert (siehe Fig. 11(b)), wodurch die Variation der Differenz Ve1-Ve5 der Klemmenspannungen Vcs und Vc1-Vc5 der entsprechenden Kondensatoren Cs und C1-C5 zu Beginn des Aufladevorgangs der Kondensatoren C1-C5 vermindert wird. Das bedeutet, das der Scheitelwert des Ladestroms eingeschränkt und der Wirkungsgrad der Schaltung verbessert werden kann. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausfüh rungsform entsprechen denen der Ausführungsform 1.

Ausführungsform 9

Wie in Fig. 12 gezeigt ist, enthält die Ausführungsform 9 anstelle der Kondensatoren C1-C5 geschaltete Kondensatoren SCj in einer Struktur wie sie in Fig. 13 gezeigt ist. Die geschalteten Kondensatoren SCj umfassen jeweils mehrere Kondensatoren Cjn (j=1, 2, . . . 5 und n=1, 2, . . .), Schal terelemente Sj1(n-1), die jeweils zwischen einem Ausgang des Kondensators Cj(n-1) und einem Ausgang des benachbarten Kondensators Cj(n) eingefügt sind, Schalterelemente Sj3(n- 1), die zwischen den anderen Ausgängen der dieser jeweiligen Kondensatorenpaare Cj(n-1) und Cj(n) eingefügt sind, und Schalterelemente Sj2(n-1), die jeweils zwischen einem Ausgang des Kondensators Cjn und einem anderen Ausgang des Kondensators Cj(n-1) eingefügt sind. Folglich ist der geschaltete Kondensator SCj so aufgebaut, daß seine Klemmenspannung für den Zustand des Aufladens und den des Entladens verschieden ist.

Das bedeutet, daß in dem Fall, in dem die Klemmenspannungen der jeweiligen geschalteten Kondensatoren SCj so eingestellt werden, daß sie niedriger als die Quellenspannung E der Spannungsquelle DC sind, die Kondensatoren Cjn durch Ein schalten der Schalterelemente Sj2(n-1) bei gleichzeitigem Gesperrtsein der Schalterelemente Sj1(n-1) und Sj3(n-1) in Reihe geschaltet sind, während im Fall der Entladung die Kondensatoren Cjn bei gesperrtem Zustand der Schalterele mente Sj2(n-1) und durchgeschaltetem Zustand der Schalter elemente Sj1(n-1) und Sj3(n-1) gerade parallel zueinander geschaltet sind. In diesem Fall ist die Anordnung so ausgeführt, daß die Klemmenspannung beim Entladen der geschalteten Kondensatoren SCj Vj0/n und beim Aufladen Vj0 beträgt.

Falls die Klemmenspannungen der jeweiligen geschalteten Kondensatoren SCj höher als die Quellenspannung E der Stromquelle DC eingestellt werden, werden andererseits die Kondensatoren Cjn in Reihe geschaltet, indem die Schalter elemente Sj2(n-1) gesperrt werden, während die Schalterele mente Sj1(n-1) und Sj3(n-1) durchgeschaltet werden. Im Fall der Entladung jedoch werden die Kondensatoren Cjn gerade dadurch in Reihe geschaltet, daß die Schalterelemente Sj2(n- 1) durchgeschaltet und die Schalterelemente Sjl(n-1) und Sj3(n-1) gesperrt werden. In diesem Fall ist die Anordnung so ausgeführt, daß die Klemmenspannung beim Entladen der geschalteten Kondensatoren SCj n Vj0 und beim Aufladen Vj0 beträgt.

Mit einer solchen oben erwähnten geeigneten Steuerung der jeweiligen geschalteten Kondensatoren SCj wird es ermöglicht, die Klemmenspannungen dieser geschalteten Kondensatoren in einem weiten Bereich einzustellen und die an den Verbraucher Z angelegte Spannung unter Verwendung nur einer einzigen Gleichstromquelle DC wie gewünscht variabel einzustellen. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausführungsform entsprechen denen der Ausführungsform 1.

Ausführungsform 10

Wie in Fig. 14 gezeigt ist, besitzt die Ausführungsform 10 eine Anordnung, in der ein Schalterelement St zu der Schaltung der Ausführungsform 1 hinzugefügt wurde, das parallel zur Reihenschaltung aus der Induktivität L1 und der Diode Ds geschaltet ist. Mit dieser Schaltungsanordnung ist es möglich, daß ein Teil der Anordnung als Spannungsredu zierungs-Chopperschaltung dient, die aus dem Schalterelement Ss, der Induktivität L1, der Diode Ds und den Kondensatoren C1-C5 besteht, wobei das Schalterelement St gesperrt bleibt und das Schalterelement Ss mit einer geeigneten Frequenz durchgeschaltet und gesperrt wird. Außerdem ist es möglich, einen anderen Teil der Anordnung dazu zu bringen, als Span nungserhöhungs-Chopperschaltung zu dienen, die aus dem Schalterelement St, der Induktivität L1, den Dioden D1-D5 und den Kondensatoren C1-C5 besteht, wobei das Schalterele ment Ss durchgeschaltet bleibt und das Schalterelement St mit einer geeigneten Frequenz durchgeschaltet und gesperrt wird.

Gemäß der vorhergehenden Anordnung besitzt die Spannungs reduzierungs-Chopperschaltung daher die Funktion, die Aufladespannung für die Kondensatoren C1-C5 so zu reduzie ren, daß sie in dem Fall unterhalb der Quellenspannung E bleibt, wenn die eingestellten Werte der Klemmenspannungen Vc1-Vc5 beim Aufladen der jeweiligen Kondensatoren C1-C5 niedriger als die Quellenspannung E der Quelle DC sind. Andererseits besitzt die Spannungserhöhungs-Chopperschaltung die Funktion, die Aufladespannung für die Kondensatoren C1- C5 in dem Fall über die Quellenspannung E hinaus zu ver stärken, wenn die eingestellten Werte der Klemmenspannungen Vc1-Vc5 höher als die Quellenspannung E sind. In dieser Weise wird die Anordnung als Spannungsreduzierungs- oder -erhöhungs-Chopperschaltung verwendet, um die Kondensatoren C1-C5 aufzuladen, wobei die an den Verbraucher Z angelegte Spannung dadurch - wie bei Ausführungsform 9 - in einem weiten Bereich eingestellt werden kann und jeglicher Leistungsverlust durch das Aufladen unter gleichzeitiger Verwendung der geschalteten Stromquelle vermindert werden kann. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausführungsform entsprechen denen der Ausführungsform 1.

Die vorliegende Ausführungsform 11 weist eine Anordnung auf, in der die Schalterelemente Ss, die Dioden Ds und D1-D5 und die Induktivität L1 aus der Schaltung der Ausführungsform 1 weggelassen werden. Das heißt, daß die Anordnung so ausgeführt ist, die jeweiligen Kondensatoren C1-C5 ohne Einfügung der Induktivität aufgeladen werden und der Aufladevorgang zur Erzielung der gewünschten eingestellten Werte der Klemmenspannungen Vc1-Vc5 der Kondensatoren C1-C5 nur durch die Steuerung der durchgeschalteten Periode der jeweiligen Schalterelemente S11-S51 erreicht werden kann. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausführungsform 1 entsprechen denen der Ausführungsform, aber durch das Weglassen der Induktivität L1 kann die ganze Anordnung in bezug auf die Größe und das Gewicht weiter minimiert werden.

Ausführungsform 12

Diese Ausführungsform 12 ist so ausgeführt, daß sie einem Verbraucher Z eine Wechselspannung nur mittels der geschalteten Kondensatoren und ohne Verwendung irgendeiner Wechselrichterschaltung zuführen kann. Jedoch sind hier, wie in Fig. 16 gezeigt ist, Mittel zu der Anordnung der Aus führungsform 10 hinzugefügt, um dem Verbraucher Z einen dem Strom durch die Kondensatoren C1-C5 entgegengesetzen Strom zuzuführen. Zur Diode Ds ist zusätzlich ein Schalterelement Su in Reihe geschaltet. Als Instrumente zur Zuführung des in Hinsicht auf die Kondensatoren C1-C5 entgegengesetzt gerichteten Stroms zum Verbraucher Z werden mehrere Kondensatoren C6-C10 eingesetzt, deren Anzahl der der Kondensatoren C1-C5 entspricht. Das bedeutet, daß es zwei Gruppen von mehreren Kondensatoren gibt, die die Konden satoren C1-C5 bzw. C6-C10 umfassen. Mit den jeweiligen Kondensatoren C6-C10 sind entsprechende Dioden D6-D10 und Schalterelemente S61-S101 in Serie geschaltet. Darüberhinaus sind weitere Schalterelemente S62-S102 mit jedem der Kondensatoren C6-C10 entsprechend verbunden, wobei sie von den Dioden D6-D10 und den Schalterelementen S61-S101 getrennt sind. Entsprechende Reihenschaltungen aus je einem der entsprechenden Kondensatoren C6-C10, den Dioden D6-D10 und den Schalterelemente S61-S101 sind zueinander parallel geschaltet und diese Parallelschaltungen sind parallel mit der Reihenschaltung aus der Stromquelle DC und dem Schal terelement Ss verbunden. Ferner sind die Reihenschaltungen der entsprechenden Kondensatoren C6-C10 und der Schalter elemente S62-S102 zueinander parallel geschaltet und diese Parallelschaltungen sind jeweils mit der Reihenschaltung aus der Induktivität L2 und dem verbraucherseitigen Kondensator Cz parallel verbunden.

Der Betrieb des Aufladens der Kondensatoren C1-C5 von der Stromquelle DC entspricht der vorhergehenden Ausführungsform 10, so daß die Anordnung so eingerichtet wird, daß sie als Spannungsreduzierungs-Chopperschaltung wirkt, indem sich die Schalterelemente St und Su jeweils im gesperrten bzw. durch geschalteten Zustand befinden, während das Schalterelement Ss mit einer geeigneten Frequenz durchgeschaltet und ge sperrt wird, so daß es in der Lage ist, den Kondensator Cj mit einer Spannung aufzuladen, die kleiner als die Quellen spannung E der Stromquelle DC ist. Andererseits kann die Anordnung so eingerichtet sein, daß sie als Spannungser höhungs-Chopperschaltung wirkt, indem die Schalterelemente Ss und Su im durchgeschalteten Zustand gelassen werden, während das Schalterelement Ss mit einer geeigneten Frequenz durchgeschaltet und gesperrt wird, so daß es in der Lage ist, die Kondensatoren C1-C5 mit einer Spannung aufzuladen, die größer als die der Quellenspannung E ist.

Während des Aufladens der zusätzlichen Gruppe von Konden satoren C6-C10 von der Stromquelle DC bleibt andererseits das Schalterelement St im durchgeschalteten Zustand, und das Schalterelement Ss wird mit einer geeigneten Frequenz durch geschaltet und gesperrt. Durch diesen Betrieb erreicht man eine umgepolte Chopperschaltung (oder mit anderen Worten: umgepolte Spannungserhöhungs- und -reduzierungs-Chopper schaltung) mittels des Schalterelements Ss, der Induktivität L1, den Kondensatoren C6-C10 und den Dioden D6-D10, wodurch die Kondensatoren C6-C10 mit der in der Induktivität L1 angesammelten Energie aufgeladen werden können, während das Schalterelement Ss sich im gesperrten Zustand befindet. Durch geeignete Einstellung der Umschaltfrequenz des Schal terelements Ss wird es ferner möglich, die Kondensatoren C1- C5 mit einer Spannung aufzuladen, die kleiner oder aber größer als die Quellenspannung E ist.

Mit der vorhergehenden Anordnung wird es ermöglicht, dem Verbraucher Z einen Strom, der von den Kondensatoren C1-C5 ausgehend in Fig. 16 durch den Verbraucher Z in Abwärtsrich tung fließt, und einen Strom, der von den Kondensatoren C6- C10 in Fig. 16 durch den Verbraucher Z in Aufwärtsrichtung fließt, zuzuführen. Das heißt, daß es möglich gemacht wird, die Richtung des zum Verbraucher zugeführten Stroms zu wechseln und an den Verbraucher eine Wechselspannung mit geglätteter Spannungsvariation anzulegen, da der Strom veranlaßt wird, unter Ausnutzung des Resonanzeffekts mittels der Induktivität L und dem verbraucherseitigen Kondensator Cz zum Verbraucher Z zu fließen. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausführungsform entsprechen denen der Ausführungsform 1.

Ausführungsform 13

Diese Ausführungsform 13 ist so ausgebildet, daß sie, wie die Ausführungsform 12, eine Wechselspannung nur mittels der geschalteten Kondensatoren an den Verbraucher Z anlegt und zwar in der Weise (siehe Fig. 17), daß Reihenschaltungen aus jeweils einem Paar von Kondensatoren parallel mit einer Stromquelle DC verbunden sind, wobei die Quellenspannung E dieser Stromquelle dadurch geteilt wird, und zwei Gruppen von geschalteten Kondensatoren von den entsprechenden Kondensatoren, die die Spannungsquelle bilden, aufgeladen werden. Obwohl die geschalteten Kondensatoren die gleiche Anordnung wie in Ausführungsform 12 besitzen, sind hier die Dioden D6-D10 mit ihrer Kathodenseite über eine Induktivität L3 und ein Schalterelement Ss2 mit dem negativen Pol der Stromquelle DC verbunden, und zwar anstelle der Anordnung zum Aufladen der Kondensatoren C6-C10 über die umgepolte Chopperschaltung. Ferner sind die zwei Gruppen von Konden satoren C1-C5 und C6-C10 miteinander an einem ihrer Ausgänge verbunden und diese Ausgänge sind mit einem Verbindungspunkt zwischen den zwei Kondensatoren Cs1 und Cs2 verbunden, um die Quellenspannung E zu teilen.

Mit der obigen Anordnung lassen sich die beiden Gruppen von Kondensatoren C1-C5 und C6-C10 von den Kondensatoren Cs1 und Cs2 aufladen, um die Quellenspannung E der Stromquelle DC zu teilen. Die Verbindung der miteinander verbundenen Ausgänge der zwei Gruppen von Kondensatoren C1-C5 und C6-C10 mit dem Verbindungspunkt der die Quellenspannung teilenden Konden satoren Cs1 und Cs2 verursacht entgegengesetzt zum Verbrau cher Z gerichtete Ströme beim Entladen der zwei Gruppen der Kondensatoren C1-C5 und C6-C10, so daß, wie in Ausführungs form 12, eine geglättet variierende Wechselspannung an den Verbraucher Z angelegt werden kann. Die anderen Bestandteile und die Arbeitsweise dieser Ausführungsform entsprechen denen der Ausführungsform 1.

In den vorhergehenden jeweiligen Ausführungsformen ist die Anzahl der geschalteten Kondensatoren C1-C5 und C6-C10 nicht genau festgelegt und kann von der beschriebenen je nach den erforderlichen Umständen nach oben oder unten abweichen. Je größer die Anzahl der Kondensatoren C1-C5 und C6-C10 ist, desto glatter ist die erzielbare Spannungsvariation und die Differenz zwischen den Klemmenspannungen benachbarter Kondensatoren (z. B. C4 und C5 oder C9 und C10) wird verringert, so daß die Induktivität L2 eine kleinere Spannungsfestigkeit aufweisen kann. Durch Verwendung der beschriebenen Stromwandlerschaltungsanordnung können, wenn der Verbraucher Z aus einer Entladungslampe besteht, die von einer Lampe abgestrahlten höheren Oberwellen vermindert werden. Eine Belastung der Lampe kann dadurch, daß der angelegten Spannung eine sinusförmige Signalform gegeben wird, verringert und die Lebensdauer der Lampe letztendlich verlängert werden.

Ausführungsform 14

In der Ausführungsform 14, die in Fig. 18 gezeigt ist, werden im Gegensatz zur vorhergehenden Ausführungsform 6 der Fig. 7 das Schalterelement Ss und die Diode Ds durch eine Anordnung aus einem Schalterelement Ss2, das zwischen den masseseitigen Ausgängen der Kondensatoren C1-C5 und den Anschluß des negativen Pols der Gleichstromquelle DC ge schaltet ist, eine Reihenschaltung aus einem Schalterelement Ss5 und einem Kondensator Cs, die parallel zu den beiden Anschlüssen der Stromquelle DC geschaltet ist, und eine Diode Ds1 ersetzt, die in Sperrichtung parallel zu einer Reihenschaltung aus dem Kondensator Cs und dem Schalter element Ss2 geschaltet ist, so daß der Kondensator Cs, der während des Aufladens der Kondensatoren C1-C5 aufgeladen wird, in Serie in einen Schwingkreis eingefügt wird, der die Induktivität L1 und den Kondensator Cn umfaßt, damit sein Resonanzstrom abrupt auf null reduziert wird und das Schalterelement Ss2 am Nulldurchgang gesperrt wird. Die Spannung Vc1-Vc5 der Kondensatoren C1-C5 wird kleiner oder im wesentlichen gleich der Spannung der Stromquelle DC gewählt.

Die Arbeitsweise der Ausführungsform soll kurz mit Bezug auf Fig. 19 beschrieben werden.

Es werde angenommen, daß an einem Verbindungspunkt A zwischen dem Kondensator Cs und der Diode Ds1 vor dem Zeitpunkt t0 ein positives Potential anliege, so daß die Spannung Vcs zwischen den beiden Polen des Kondensators Cs bis auf einem Ausgangsspannungswert aufgeladen wird. Wenn die Schalterelemente S51 und Ss2 zum Zeitpunkt t0 durchgeschaltet werden, wird der Kondensator C5 von der Stromquelle DC über die Induktivität L1 aufgeladen. Zu diesem Zeitpunkt fließt der Quellenstrom Il1 unter Ausnutzung des Resonanzeffekts mit der Zeitkonstante der Induktivität L1 und des Kondensators C5. Wenn das Schalterelement Ss2 zum Zeitpunkt t1, bei dem die Spannung Vc5 zwischen den beiden Polen des Kondensators C5 nahezu den eingestellten Wert erreicht, gesperrt wird, wird eine Reihenschaltung aus den Kondensatoren C5 und Cs von der Stromquelle DC aufgeladen. Wenn zu diesem Zeitpunkt die Spannung Vcs zwischen den beiden Polen des Kondensators Cs so eingestellt wird, daß der Strom Ils von der Stromquelle DC aus in Resonanz der Reihenschaltung mit der Zeitkon stanten der Kapazität der Kondensatoren C5 und Cs und der Induktivität L1 fließt und die Spannung Vcs zwischen den beiden Polen des Kondensators Cs so eingestellt ist, daß die Quellenspannung E<Vc5+Vcs ist, dann wird der Strom I1 veranlaßt, zum Zeitpunkt t2 abrupt auf null zurückzugehen. Zu diesem Zeitpunkt t2 wird das Schalterelement S51 gesperrt. Wenn die Schalterelemente S41 und Ss2 zum Zeitpunkt t3 durchgeschaltet werden, wird der Kondensator C4 von der Stromquelle DC über die Induktivität L1 aufgeladen, während der Strom Ils unter Ausnutzung des Resonanzeffekts mit einer Zeitkonstanten der Induktivität L1 und des Kondensators C4 fließt. Wenn die Spannung Vc4 zwischen den beiden Polen des Kondensators C4 den eingestellten Spannungswert zum Zeitpunkt t4 nahezu erreicht hat, wird das Schalterelement Ss2 gesperrt und die Kapazität Cs in den Pfad des Stroms Ils eingefügt, entsprechend dem Zustand zum Zeitpunkt t1, während dem die Spannung Vcs zwischen den beiden Polen des Kondensators Cs so eingestellt wird, daß E<Vc4+Vcs gilt, dann geht der Strom Ils abrupt zurück, um zum Zeitpunkt t5 gleich null zu werden. Als nächstes wird zum Zeitpunkt t5 das Schalterelement S41 gesperrt. Bei den restlichen Kondensatoren C1-C5 wird die gleiche Operation wie bei den Kondensatoren 4 und 5 durchgeführt.

Hier wird die Spannung Vcs zwischen den beiden Ausgängen des Kondensators Cs höher als der Anfangswert zum Zeitpunkt t0 sein, und zwar dann, wenn der Zeitpunkt t4 erreicht wird, bei dem das Aufladen des Kondensators C1 abgeschlossen ist, wodurch das Schalterelement Ss5 zum Zeitpunkt t15 durchge schaltet wird, um eine Energie über die Induktivität L1 zur Quelle zurückgegeben, und der Kondensator Cs zurückgesetzt wird.

Unter Verwendung der vorhergehenden Anordnung ist es mög lich, die Kondensatoren C1-C5 auf die eingestellten Span nungswerte mit hoher Geschwindigkeit und Frequenz aufzuladen.

Ausführungsform 15

In Fig. 20 ist ein Schaltplan und in Fig. 21 die Arbeits weise der Ausführungsform 15 dargestellt.

Im Gegensatz zur Ausführungsform 14 (siehe Fig. 18 und 19) ist zusätzlich eine Reihenschaltung aus einem Schalter element Ss4 und einer Diode Ds2 zwischen einen Ausgang des Kondensators Cs und den masseseitigen Anschluß der Gleichstromquelle DC eingefügt worden, um entgegengesetzt gerichteten Strom davon abzuhalten, durch den Kondensator Cs zu fließen. Außerdem ist ein Schalterelement Ss3 zwischen die vom Kondensator Cs entgegengesetzten Strom abhaltende Diode Ds1 und den Verbindungspunkt A geschaltet, ein Schalterelement Ss1 zwischen den Verbindungspunkt A und die Diode Ds2 geschaltet und der Kondensator Cs in den Stromflußpfad mit entgegengesetzter Polarität eingefügt, wodurch es die Anordnung ermöglicht, die Kondensatoren C1-C5 auf Spannungen aufzuladen, die höher als die Spannung der Stromquelle sind, während der Kondensator Cs ebenfalls als Kondensator zum abrupten Reduzieren des Resonanzstroms verwendet wird. Die anderen mit der Ausführungsform 14 übereinstimmenden Bestandteile sind mit entsprechenden Bezugszeichen gekennzeichnet.

Ferner soll die Arbeitsweise der vorliegenden Ausführungs form 15 unter Bezug auf die Fig. 21 kurz erklärt werden. Bei der vorliegenden Ausführungsform 15 läuft der Betrieb in bezug auf das Aufladen auf hohe Spannung und das normale Aufladen des Kondensators Cs verschieden ab. Diese verschie denen Betriebsarten sollen jeweils erklärt werden.

Zunächst wird der Fall erklärt, in dem der Kondensator C5 auf eine hohe Spannung aufgeladen wird. Unter der Annahme, daß die Spannung Vcs zwischen den beiden Ausgängen des Kondensators Cs durch Aufladen auf einen Ausgangsspannungs wert gebracht wurde, wobei am Verbindungspunkt A bis zum Zeitpunkt t0 ein positives Potential anliege, veranlaßt das Durchschalten der Schalterelemente Ss1, Ss2 und S52 zum Zeitpunkt t0 dann den Kondensator C5 auf eine hohe Spannung vom Betrag E+Vcs über die Strecke Gleichstromquelle DC → Induktivität L1 → Kondensator C5 Schalterelement Ss2 → Kondensator Cs → Schalterelement Ss1 → Gleichspannungsquelle DC aufgeladen zu werden. Zum Zeitpunkt t1, zu dem der Kondensator C5 nahezu auf den eingestellten Spannungswert aufgeladen ist, wird das Schalterelement Ss4 und zum Zeitpunkt t2 das Schalterelement Ss3 durchgeschaltet, während das Schalterelement Ss1 gesperrt wird. Als nächstes wird das Schalterelement S2 gesperrt und der Kondensator Cs so in den Strompfad eingefügt, daß er während der Zeitspanne zwischen t0 und t1 eine entgegengesetze Polarität aufweist, wodurch der Strom Ils abrupt abfällt (siehe Fig. 21(f)), das Schalterelement S51 zum Zeitpunkt t4, an dem der Strom I1 null wird, gesperrt und der Kondensator C5 von der Auflade strecke getrennt wird. Wie in Fig. 21(g) gezeigt ist, nimmt die Spannung Vcs zwischen den beiden Polen des Kondensators Cs während des Aufladens des Kondensators C5 (von t0 bis t1) ab, sie steigt jedoch in der Periode zwischen t3 und t4 durch die Ladung von der Quelle DC, so daß ein Teil des Spannungsabfalls beim Entladen ausgeglichen wird.

Als nächstes soll z. B. der normale Aufladevorgang des Kondensators C2 als ein Beispiel erklärt werden.

Der Kondensator C2 wird direkt von der Stromquelle DC aufgeladen und der Kondensator Cs ist mit dem Kondensator C2 in Reihe geschaltet, während sich die Spannung dieses Kondensators C2 dem eingestellten Spannungswert nähert, um den Strom Ils abrupt zu verringern. Im Betrieb werden die Schalterelemente Ss2, Ss4 und S21 zum Zeitpunkt t4 durch geschaltet und der Kondensator C2 wird über die Strecke Gleichstromquelle DC → Induktivität L1 → Kondensator C2 → Schalterelement Ss2 → Schalterelement Ss4 → Diode Ds2 → Gleichspannungsquelle DC aufgeladen. Wenn der Strom Ils abrupt reduziert werden soll, wird das Schalterelement Ss3 durch- und das Schalterelement Ss2 gesperrt, so daß der Kondensator Cs mit dem Kondensator C2 in Reihe geschaltet wird.

Mit der obigen Anordnung können die Kondensatoren so auf hohe Spannungen aufgeladen werden, daß, wenn ein Verbrau cher wie eine Entladungslampe es erfordert, die Verbrau cherspannung zum Zeitpunkt des Abblendens oder ähnlicher Prozesse zu erhöhen, eine stabile Beleuchtung durch Erhö hung der Spannungen der Kondensatoren C1-C5 erzielt werden kann.

Da die Spannung Vcs zwischen den beiden Polen des Kondensators Cs beim abrupten Abfallen des Stroms Ils ansteigt, während die Spannung des Kondensators Cs beim Aufladen der Kondensatoren C1-C5 auf die hohe Spannung vermindert wird, wird das Ausmaß des Auf- und Entladens zwischen der Stromquelle DC und dem Kondensator Cs zum Zeitpunkt des Zurückssetzens der Spannung Vcs zwischen beiden Polen des Kondensators Cs nach Beendigung des Operationszyklus verringert.

Ausführungsform 16

In Fig. 22 wird die Schaltung der Ausführungsform 16 gezeigt. Der Unterschied der vorliegenden Ausführungsform 16 zur vorhergehenden Ausführungsform 15 der Fig. 20 liegt darin, daß die Schalterelemente Ss2 und Ss3 und die den Kondensator Cs vor entgegengesetztem Strom schützende Diode Ds1 weggelassen wurden, um einen Stromsteuerbereich b zu bilden. Die Anordnung ist so ausgeführt, daß der Kondensator Cs aus dem Strompfad herausgenommen ist, um den Strom Ils, der durch die Induktivität L1 fließt, abrupt reduzieren zu können. Alle anderen Bestandteile entsprechen denen der Ausführungsform 15 und sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen, so daß auf ihre Beschreibung verzichtet werden kann.

Als nächstes soll die Arbeitsweise dieser Ausführungsform kurz erklärt werden.

Beim Aufladen der Kondensatoren C1-C5 auf die hohen Spannungen wird der Kondensator mit der Gleichstromquelle DC durch Durchschalten des Schalterelements Ss1 verbunden. Wenn die Kondensatoren C1-C5 nacheinander auf die eingestellten Spannungswerte aufgeladen werden, wird das Sschalterelement Ss1 gesperrt, so daß der Kondensator Cs aus dem Strompfad entfernt wird, um eine Quellenspannung mit einem im Ver gleich zu den Spannungswerten der Kondensatoren C1-C5 niedrigeren Wert zu liefern. Der Strom I1 kann dadurch abrupt reduziert werden.

Ausführungsform 17

Die Ausführungsform 17 besitzt eine Schaltungsanordnung, die in Fig. 23 dargestellt ist.

Der Unterschied zwischen Ausführungsform 17 und 16 (siehe Fig. 22) besteht darin, daß jn(jl-n) Gruppen von Strom steuerbereichen b vorgesehen sind, so daß die Konden satoren C1-C5 mit einer Anzahl von Stromsteuerkondensatoren Csj, die mit der Stromquelle DC in Reihe geschaltet sind, gemäß den eingestellten Spannungswerten der Kondensatoren C1-C5 aufgeladen werden. Da die anderen Bestandteile die gleichen wie in der Ausführungsform 16 sind, sind sie mit den gleichen Bezugsziffern versehen, und es wird auf ihre Erklärung verzichtet.

Der Betrieb der Ausführungsform 17 soll als nächstes kurz erklärt werden.

Wenn die eingestellten Spannungswerte V1-V5 nach Beendigung des Aufladens der Kondensatoren C1-C5 unter Verwendung der Spannung E der Stromquelle, größer als mE (m+l) und kleiner als E (m=1 bis j) sind, werden die Kondensatoren C1-C5 aufgeladen, indem "m" Kondensatoren Cs mit der Stromquelle DC in Reihe geschaltet werden. Wenn die zwischen beiden Polen liegenden Spannungen Vc1-Vc5 nacheinander die ein gestellten Spannungswerte V1-V5 erreichen, wird wenigstens einer der Kondensatoren Csj (j=1 bis n) aus dem Strompfad entfernt oder auf umgekehrte Polarität gebracht.

Es wird angenommen, daß die jeweiligen Kondensatoren Cs von der Stromquelle DC auf den E-Pegel über die Induktivität L1 so aufgeladen werden, daß dann, wenn der für den Kondensator C5 eingestellte Spannungswert V5 z. B. größer als 3E aber kleiner als 4E ist, drei Kondensatoren Cs mit der Quelle DC der Quellenspannung E in Reihe geschaltet werden, wobei die Kondensatoren Cs mit E + 4Vcs = DC aufgeladen werden. Wenn der Kondensator C5 nahezu auf den vorbestimmten Spannungs wert aufgeladen wurde, wird wenigstens dieser Kondensator C5 aus dem Strompfad entfernt und eine Spannung von 3E an den Kondensator C5 angelegt, wodurch die Beziehung 3E<Vc<5E erfüllt wird, und der Ladestrom wird abrupt reduziert. Betrachtet man die Kondensatoren C1-C4, so kann der Strom ebenfalls in gleicher Weise abrupt reduziert werden.

Unter Verwendung der vorhergehenden Anordnung können die Kondensatoren C1-C5 auf eine sehr hohe Spannung aufgeladen werden, die j+1 - mal (j=1 bis n) so groß ist wie die Spannung E der Quelle. Zudem kann eine Differenzspannung zwischen der Reihenspannung der Quelle DC und der Konden satoren Csj und den eingestellten Spannungswerten V1-V5 klein gemacht werden, wodurch die Stromspitze reduziert und der Schaltungswirkungsgrad verbessert werden kann.

Der Betrieb kann auch so durchgeführt werden, daß verschiedene Ausgangsspannungen für die jeweiligen Kondensatoren Cs so eingestellt werden, daß der Stromsteuerkondensator Cs, der mit der Quelle DC in Reihe geschaltet ist, in Übereinstimmung zu den eingestellten Spannungswerten V1-V5 der Kondensatoren C1-C5 ausgewählt wird, während andere Kondensatoren Cs aus dem Strompfad entfernt und betätigt werden, um die Differenzspannung zwischen der Reihenspannung der Stromquelle DC und dem Kondensator Csj und den eingestellten Spannungswerten V1-V5 zu minimieren.

Ausführungsform 18

In Fig. 24 wird ein Schaltplan der Ausführungsform 18 gezeigt. Der Unterschied zwischen dieser Ausführungsform 18 und der vorhergehenden in Fig. 20 gezeigten Ausführungsform 15 besteht darin, daß die Schaltung so aufgebaut ist, daß ein Schalterelement SL1 mit einer Induktivität L1 in Reihe geschaltet ist und eine Reihenschaltung aus einer Induktivi tät L3 (deren Induktivitätswert größer der der Induktivität L1 ist) und einem Schalterelement SL2 parallel zu einer Reihenschaltung aus der Induktivität L1 und dem Schalter element SL1 geschaltet ist, so daß bei normalem Betrieb das Schalterelement SL1 durchgeschaltet und das Schalterelement SL2 gesperrt ist, während beim Hochspannungs-Aufladen das Schalterelement SL1 gesperrt und das Schalterelement SL2 durchgeschaltet wird, um zwischen den Induktivitäten L1 und L3 hin- und herzuschalten. Die anderen Bestandteile entspre chen denen der vorhergehenden Ausführungsform 18 und sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen, weshalb auf ihre Erklärung verzichtet wird.

Ausführungsform 19

Ein Schaltplan der Ausführungsform 19 ist in Fig. 25 gezeigt. Der Unterschied zwischen dieser Ausführungsform 19 und der in Fig. 24 gezeigten Ausführungsform 18 besteht darin, daß die Induktivitäten L1 und L3 in Reihe geschaltet sind und das Schalterelement Sl1 parallel zu beiden Ausgän gen der Induktivität L3 geschaltet ist, so daß bei normalem Betrieb das Schalterelement SL1 durchgeschaltet ist, um die Induktivität zu minimieren. Beim Hochspannungs-Aufladen aber ist das Schalterelement SL1 gesperrt, um eine große Indukti vität zu nutzen. Die anderen Bestandteile entsprechen denen in Ausführungsform 18 und sind mit den gleichen Bezugszei chen versehen. Auf ihre Erklärung wird verzichtet.

Da in den vorhergehenden Ausführungsformen 18 und 19 das Differenzpotential zwischen der Reihenspannung der Strom quelle DC und den Kondensatoren Csj und den eingestellten Spannungswerten Vc1-Vc5 während des Betriebs des Hoch spannungs-Aufladens groß wird, erlaubt es die selektive Variation der Induktivität, die Stromspitze zu beschränken und den Wirkungsgrad der Schaltung zu verbessern.

Ausführungsform 20

Der Betrieb dieser Ausführungsform 20 soll unter Bezug auf die Fig. 26 erklärt werden. Die anderen Bestandteile dieser Ausführungsform entsprechen denen der Ausführungsform 16 von Fig. 22.

Der Unterschied zur Arbeitsweise der Ausführungsform 16 besteht darin, daß mehrere der Kondensatoren C1-C5 durch die Reihenschaltung aus der Gleichstromquelle DC und dem den Ladestrom steuernden Kondensator Cs über die Schalter elemente S11-S51 und die Induktivität L1 aufgeladen werden, und zwar nacheinander von den Kondensatoren mit höher eingestelltem Spannungswert ausgehend, und darin, daß die Kapazität des den Ladestrom steuernden Kondensators Cs so eingestellt wird, daß sie die Spannung dieses Kondensators absinken läßt, wobei sie den entsprechend eingestellten Spannungswerten der Kondensatoren C1-C5 folgt, so daß die Potentialdifferenz zwischen der Gesamtsumme der Spannungen der Reihenschaltung aus der Stromquelle DC und dem Konden sator Cs und den Spannungen zu Beginn des Aufladens der jeweiligen Kondensatoren C1-C5 minimiert werden kann. Die anderen Bestandteile entsprechen denen der Ausführungsform 16 und sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Auf ihre Erklärung wird verzichtet.

Als nächstes soll die Arbeitsweise kurz unter Bezug auf Fig. 26 erklärt werden. In diesem Schaltungsaufbau ist der Ablauf der Zuführung des Stroms von den mehreren Kondensatoren C1-C5 über die Schalterelemente S12-S52 und die Induktivität L2 zur Verbraucherschaltung 1 gleich wie in der Ausführungsform 16 und die Erklärung soll daher nur auf den Aufladevorgang der Kondensatoren C1-C5 beschränkt werden.

Der den Ladestrom steuernde Kondensator Cs wird auf die Ausgangsspannung (=E) bei durchgeschaltetem Schalterelement Ss5 während der Periode zwischen den Zeitpunkten t1 und t7 aufgeladen, wobei bei letzterer die Schalterelemente Ss1 und S51 durchgeschaltet (siehe Fig. 26(a) und 26(g)) sind, so daß der Kondensator C5 dadurch geladen wird, daß ein Strom Ic5 veranlaßt wird, über einen Pfad Gleichstromquelle DC → Induktivität L1 → Schalterelement S51 → Kondensator C5 → den Ladestrom steuernder Kondensator Cs → Gleichspannungsquelle DC zu fließen. Wie in Fig. 26(a) gezeigt ist, wird das Schalterelement Ss1 kurz bevor der eingestellte Spannungs wert V50 des Kondensators C5 von der aufgeladenen Spannung erreicht wird (t10), gesperrt, um den den Ladestrom steuern den Kondensator Cs vom Strompfad zu trennen. Durch das Sperren wird der Strom Ic5 veranlaßt, durch einen Pfad aus Gleichstromquelle DC → Induktivität L1 → Schalterelement S51 → Kondensator C5 → Diode Ds → und Gleichspannungsquelle DC zu fließen, und dieser Strom wird abrupt auf E Vc5 vermin dert. Hier wird die Kapazität des Kondensators C5 so einge stellt, daß die Spannung Vcs des den Ladestrom steuernden Kondensators Cs auf einen Wert absinkt, der nahe an dem für den als nächstes zu ladenden Kondensator C4 eingestellten Spannungswert V40 liegt. Zum Zeitpunkt t9, wird, wenn der Strom Ic5 null wird, das Schalterelement S51 gesperrt, während die Schalterelemente Ss1 und S41 durchgeschaltet werden, wie in Fig. 26(a), 26(f) und 26(g) gezeigt, so daß der Kondensator C5 von der Stromquelle getrennt wird, um den eingestellten Spannungswert zu halten und der Kondensator C4 mittels des Stroms Ic4 aufgeladen wird, der über einen Pfad Gleichstromquelle DC → Induktivität L1 → Schalterelement S41 → Kondensator C4 → den Ladestrom steuernder Kondensator Cs → Schalterelement S1 → Gleichspannungsquelle DC fließt. In gleicher Weise werden die Kondensatoren C3 bis C1 nach einander geladen, so daß der Wert Vcs + E zum Zeitpunkt t17 nahezu dem Wert zum Zeitpunkt t1 entspricht, wie in Fig. 26(o) gezeigt ist.

Mit der vorhergehenden Anordnung wird es ermöglicht, die Kapazität des den Ladestrom steuernden Kondensators Cs zu minimieren, die Stromspitze und die elektromagnetischen Störungen zu vermindern, sowie den Wirkungsgrad der Schaltung zu verbessern, indem sich die Potentialdifferenz zwischen der Gesamtsumme aus den Spannungen der Stromquelle DC und dem den Ladestrom steuernden Kondensator Cs und den Ausgangsspannungen Vc1-Vc5 minimieren läßt.

Ausführungsform 21

Fig. 27 ist ein erläuterndes Diagramm des Betriebs der vorliegenden Ausführungsform 21. In diesem Fall kann die Schaltungsanordnung selbst dieselbe sein, die in Fig. 22 gezeigt ist.

Der Unterschied zur Arbeitsweise der Schaltung 20, die in Fig. 22 gezeigt ist, ist der, daß der Spannungswert Vcs auf einen Spannungswert Vm (<2E) angehoben wird, indem der den Ladestrom steuernde Kondensator Cs mit der Gesamtsumme der Energien der Stromquelle DC und der Induktivität L1 in der Zeitspanne zwischen t1 und t7 aufgeladen wird. Alle anderen Bestandteile, die denen der Ausführungsform 20 entsprechen sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen und auf ihre Erklärung wird verzichtet.

Da auf diese Weise der Spannungsabfall des den Ladestrom steuernden Kondensators Cs beachtlich gemacht werden kann, wird es möglich, darüberhinaus die Kapazität dieses Kondensators Cs zu minimieren und die Reduktion der Stromspitze und der elektromagnetischen Störungen sowie die Verbesserung des Schaltungswirkungsgrads im Verhältnis zur Schaltung zu realisieren.

Ausführungsform 22

Für die vorliegende Ausführungsform 22 wird der Schaltplan in Fig. 28 und die Signalformbetriebsdiagramme in Fig. 29 gezeigt. Der Unterschied zwischen dieser Ausführungsform 22 und der Ausführungsform 20 aus Fig. 22 besteht darin, daß, während in der Ausführungsform 20 mehrere Kondensatoren einer nach dem anderen aufgeladen werden, hier eine Anordnung zum Laden von mehr als zwei Kondensatoren eingesetzt wird, die mit einer Reihenschaltung aus der Stromquelle DC und dem den Ladestrom steuernden Kondensator Cs in Reihe geschaltet ist, oder eine Anordnung eingesetzt wird, die den gleichen Schritt zur Steuerung der Kapazität des Kondensators Cs wie in der Ausführungsform 20 umfaßt, und zusätzlich einen Schritt zum aufeinanderfolgenden Aufladen von einer Reihenschaltung aus mehr als zwei Kon densatoren mit hoch eingestellten Spannungswerten, so daß die Potentialdifferenz zwischen der Summe aus den Spannungen der Stromquelle DC und dem den Ladestrom steuernden Konden sator Cs und der Summe der Spannungen der mehr als zwei Kondensatoren minimiert wird. Die anderen Bestandteile entsprechen denen der Ausführungsform 20, sind mit identischen Bezugszeichen versehen und werden nicht erklärt.

In dieser Ausführungsform 22 wird es ermöglicht, die Stromspitze und die elektromagnetischen Störungen innerhalb der Schaltung zu reduzieren und den Wirkungsgrad der Schaltung zu verbessern.

In den vorhergehenden Ausführungsformen 1-22 wurde der Strom I1, der von den jeweiligen Kondensatoren C1-C5 zur Verbrau cherschaltung 1 fließt, beim Anstieg der Verbraucherspannung Vz veranlaßt, von den jeweiligen Kondensatoren C1-C5 zur Verbraucherschaltung 1 zu fließen, jedoch beim Absinden der Verbraucherspannung Vz von der Verbraucherschaltung zu den jeweiligen Kondensatoren C1-C5 zu fließen. Das bedeutet, daß der Strom in zwei Richtungen durch die Schalterelemente S12- S52 fließt. Ist die Schaltungsanordnung zur Steuerung des zweiseitigen Stroms mit einseitigen Bauelementen wie Bipo lartransistoren, MOSFETs oder dergleichen ausgestattet, kann z. B. eine Anordnung wie sie in Fig. 30 gezeigt ist verwendet werden, in der die MOSFETs Qa und Qb, die mit zwischen den Gate- und Sourceanschlüssen liegenden eingebauten Dioden Da und Db versehen sind, miteinander an den Sourceanschlüssen und an den Drainanschlüssen A und B mit dem Strompfad ver bunden sind. Es ist möglich, einen zweiseitigen Strom zu den MOSFETs Qa und Qb fließen zu lassen, indem ein Steuersignal VS zwischen den Gate- und Sourceanschlüssen dieser MOSFETs Qa und Qb angelegt wird (siehe Fig. 30). In Fig. 31 ist ein Schaltplan dargestellt, in dem alle Schalterelemente, die in der Schaltung der Ausführungsform 6 verwendet wurden (siehe Fig. 7), durch MOSFETs mit zwischen Gate- und Sourceanschluß liegenden eingebauten Dioden ersetzt wurden.

Wenn die MOSFETs in der Schaltung von Fig. 31 aus Hochspan nungsschaltern bestehen, die bezüglich des Sourcepotentials nichtstabil sind, werden die Hochspannungsschalter HSS jeweils mittels einer sendenden und treibenden Schaltung von einem Steuersignal CONT angetrieben (siehe Fig. 32). Ferner werden die MOSFETs Sj2a und Sj2b, die die in Fig. 30 gezeig ten zweiseitigen Schalterelemente bilden, veranlaßt, durch gleichzeitige Anwendung von Steuersignalen VS als Schalter elemente S12-S52 zu dienen, und ihr Betrieb entspricht den in Fig. 2 gezeigten Signalformbetriebsdiagrammen.

Ausführungsform 23

Der Schaltplan der Ausführungsform 23 der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 33 dargestellt. Dabei ist der Schaltplan der Schalterelemente S11-S51 in Fig. 23 dargestellt und die Signalformbetriebsdiagramme sind in Fig. 35 gezeigt. In der vorliegenden Ausführungsform 23 bestehen die Schalterelemente S12-S52, die den zweiseitigen Strom in den Ausführungsformen 1-22 steuern, aus MOSFETs Qa und Qb mit eingebauten Dioden und sind so eingerichtet, daß sie jeweils unabhängig voneinander zwischen dem Gate- und Sourceanschluß mit den Steuersignalen VSa und VSb versehen werden können. Die anderen Bestandteile entsprechen denen in Fig. 31 und sind mit gleichen Bezugsziffern versehen. Auf ihre Erklärung wird verzichtet.

Als nächstes soll die Arbeitsweise der Ausführungsform 23 unter Bezug auf die Fig. 35 kurz erklärt werden.

Zwischen den Zeitpunkten t0 und t5, zwischen denen der Strom Il von den Kondensatoren C1-C5 zur Verbraucherschaltung 1 fließt, sind die MOSFETs S2js (j=1 bis 5) gesperrt, und die MOSFETs Sj2b (j=1 bis ) durchgeschaltet und die Kondensatoren C1-C5 über die Induktivität L2 mit der Verbraucherschaltung 1 verbunden. Wenn z. B. das Steuersignal zum MOSFET S32b zum Zeitpunkt t2 auf einen hohen Pegel gebracht wird, fließt der Strom über einen Pfad Kondensator C3 → MOSFET S32b → eingebaute Diode des MOSFET S32a → Induktivität L2 → Verbraucherschaltung 1. Zu diesem Zeitpunkt fließt, selbst wenn der zwischen t1 und t2 durchgeschaltete MOSFET S22b noch nicht ganz gesperrt ist, kein Strom vom Kondensator C3 in den Kondensator C2, da sich der MOSFET S22a im gesperrten Zustand befindet.

Zwischen den Zeitpunkten t5 und t10, in denen der Strom I1 durch die eingebauten Dioden der MOSFETs Sz1-Sz4 fließt, die die Verbraucherschaltung 1 für die Kondensatoren C1-C5 bilden, sind andererseits die MOSFETs Sj2a (j=1 bis 5) durchgeschaltet, und die MOSFETs Sj2b (j=1 bis 5) gesperrt und die Kondensatoren C1-C5 über die Induktivität L2 mit der Verbraucherschaltung 1 verbunden. Wenn z. B. der MOSFET S42a zwischen den Zeitpunkten t6 und t7 durchgeschaltet ist, während das Steuersignal des MOSFET S42a einen niedrigen und das von MOSFET S32a einen hohen Zustand einnimmt, da 06920 00070 552 001000280000000200012000285910680900040 0002019538259 00004 06801nn wird der MOSFET S32a ebenfalls durchgeschaltet. Selbst wenn sich der MOSFET S42a noch nicht ganz im gesperrten Zustand befindet, wird der MOSFET S42a gesperrt, und es fließt kein Strom vom Kondensator C4 zum Kondensator C3. Da die Spannung des Kondensators C3 niedriger als die der Verbraucherschal tung 1 ist, fließt ein Strom von der Verbraucherschaltung 1 zum Kondensator 3.

Zwischen den Zeitpunkten t4 und t5 wird der Kondensator C5 mit der Verbraucherschaltung 1 verbunden, um einen unter Ausnutzung des Resonanzeffekts fließenden Strom zu verursachen, so daß der Fall eintritt, daß die Periode, in der der Strom vom Kondensator C5 zur Verbraucherschaltung 1 fließt, und die andere Periode, in der der Strom von der Verbraucherschaltung 1 zum Kondensator C5 fließt, schwer auseinandergehalten werden können. In diesem Fall wird der MOSFET S52b zwischen t5 und t6 durchgeschaltet und zum Zeitpunkt t6 ganz gesperrt, und der MOSFET S42b wird vor dem Zeitpunkt t5 ganz gesperrt, und danach wird der MOSFET S52a durchgeschaltet, wodurch eine Periode entsteht, in der die MOSFETs S52a und S52b gleichzeitig durchgeschaltet sind, um einen zweiseitigen Schalterbetrieb auszuführen.

Unter Verwendung der vorhergehenden Anordnung kann jegliche Verzögerung beim Erreichen des gesperrten Zustands der zweiseitigen Schalter vernachlässigt zu werden, die Steuerungsanordnung kann vereinfacht werden, und es wird möglich gemacht, sogar ein Schalterelement zu verwenden, das langsame Durchschalt- und Sperrvorgänge besitzt. Ferner können die MOSFETs Qa und Qb durch eine Anordnung (siehe Fig. 36) ersetzt werden, die Bipolartransistoren und Dioden Dj2a und Dj2b (j=1 bis 5) umfaßt, die in Sperrichtung parallel zu den Bipolartransistoren geschaltet sind. Außerdem kann anstelle der Bipolartransistoren ein MOSFET ohne eingebaute Diode eingesetzt werden.

Ausführungsform 24

Der Schaltplan der Ausführungsform 24 ist in Fig. 37 und die dazugehörigen Signalformenbetriebsdiagramme sind in Fig. 38 dargestellt.

Der Unterschied zur Ausführungsform 23 (siehe Fig. 33) liegt in der Verbraucherschaltung 1, in der der Verbraucher Z, zu dem der verbraucherseitigen Kondensator Cz parallel geschaltet und die Induktivität L2 in Reihe geschaltet ist, in einer Doppelweg-Brückenschaltung mit wenigstens den MOSFETs Sz1-Sz4 eingerichtet ist, so daß keine zweiseitigen Schalterelemente für die MOSFETs Sz1-Sz4 verwendet zu werden brauchen, um die Energie von der Verbraucherschaltung 1 zu den Energie zuführenden Kondensatoren C1-C5 zurückzugehen. Die anderen Bestandteile, die denen der Ausführungsform 23 entsprechen, sind mit identischen Bezugszeichen versehen. Auf ihre Erklärung wird verzichtet.

Als nächstes soll die Arbeitsweise der Ausführungsform 24 unter Bezug auf die Fig. 38 kurz erklärt werden.

In einer Zeitspanne zwischen den Zeitpunkten t0 und t10 sind die MOSFETs Sz1 und Sz2 durchgeschaltet, um die Verbraucherspannung Vz mit positivem Vorzeichen zu liefern. Wenn z. B. der MOSFET S12b zum Zeitpunkt t0 durchgeschaltet ist, fließt ein Strom Ic1 über den Pfad Kondensator C1 → MOSFET S12b → eingebaute Diode des MOSFET S12a → MOSFET Sz1 → Induktivität L2 → Parallelschaltung aus dem ver braucherseitigen Kondensator Cz und dem Verbraucher Z → MOSFET Sz2 → Kondensator C1 und der Strom wird dem Verbraucher Z zugeführt. In einer Zeitspanne zwischen den Zeitpunkten t1 und t5 wird entsprechend ein Strom von den Kondensatoren C2-C5 über die MOSFETs Sz1 und Sz2 dem Verbraucher Z zugeführt. Beim Zurückgeben der Energie von dem verbraucherseitigen Kondensator Cz auf den Kondensator C5 (Zeitpunkt t5), wird der MOSFET S52a durchgeschaltet, und es fließt ein Strom über den Pfad Induktivität L2 → eingebaute Diode des MOSFET Sz1 → MOSFET S52a → eingebaute Diode des MOSFET S52b → Kondensator C5 → eingebaute Diode des MOSFET Sz2. Da zu dieser Zeit die MOSFETs Sz3 und Sz4 gesperrt sind, fließt kein Strom über den Pfad verbraucherseitiger Kondensator Cz → Induktivität L2 → eingebaute Diode des MOSFET Sz1 → MOSFET Sz3 → verbraucherseitiger Kondensator Cz oder über den Pfad verbraucherseitiger Kondensator Cz → Induktivität L2 → MOSFET Sz4 → eingebaute Diode des MOSFET Sz2 → verbraucherseitiger Kondensator Cz.

Zwischen den Zeitpunkten t10 und t11 werden die MOSFETs Sz2 und Sz4 durchgeschaltet, um die Kondensatoren C1-C5 vom Verbraucher Z zu trennen, wodurch ein Strom verursacht wird, der über einen Pfad verbraucherseitiger Kondensator Cz → Induktivität L2 → MOSFET Sz4 → MOSFET Sz2 → verbrau cherseitiger Kondensator Cz fließt und die Spannung des verbraucherseitiger Kondensators Cz auf null zurückgeht. In der Zeitspanne zwischen den Zeitpunkten t11 und t22 werden die MOSFETs Sz3 und Sz4 durchgeschaltet, und die Verbrau cherspannung Vz weist ein negatives Vorzeichen auf.

Die MOSFETs Qa und Qb können durch Bipolartransistoren und Dioden Dj2a und Dj2b (j=1 bis 5) ersetzt werden, die in Sperrichtung zu den Bipolartransistoren parallel geschaltet sind, wie es in Fig. 36 gezeigt ist. Außerdem kann anstelle des Bipolartransistors ein MOSFET ohne eingebaute Diode verwendet werden.

Ausführungsform 25

Der Schaltplan des Wechselschalterelements der Ausführungs form 25 ist in Fig. 39 und dessen Halbleiterstruktur in Fig. 40 gezeigt. Der Unterschied zur Ausführungsform 23 (siehe Fig. 34) besteht in der Verwendung von vertikalen MOSFETs Qa und Qb, deren Drains miteinander verbunden sind. Die anderen Bestandteile entsprechen denen der Ausführungsform 23 und sind mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Auf ihre Erklärung wird verzichtet.

Bei Verwendung der vorhergehenden Anordnung können die vertikalen MOSFETs Qa und Qb, deren Drains gemeinsam benutzt werden können (siehe Fig. 40), in einem Block hergestellt werden. Da sie nur aus einem einzigen Bauelement bestehen, lassen sie sich besser verwenden. In der vorliegenden Ausführungsform kann eine VDMOS-Struktur, wie sie in Fig. 40 gezeigt ist, oder irgendein anderes Bauelement verwendet werden, sofern es eine vertikale Struktur besitzt. Diese Struktur kann ebenfalls in den vorhergehenden Ausführungs formen 23 und 24 eingesetzt werden.

Darüberhinaus können in den vorhergehenden Ausführungsformen Schalterelemente, die langsam bezüglich des Sperrvorgangs sind, verwendet werden.

Claims

1. Stromwandler, in dem mehrere Kondensatoren von einem Ladeteil jeweils auf verschiedene vorherbestimmte Spannungs werte aufgeladen werden, eine Induktivität mit einem ver braucherseitigen Kondensator in Reihe geschaltet ist, der als Stromquelle für einen Verbraucher dient, und mehrere Schalterelemente jeweils zwischen eine Reihenschaltung, die aus dem verbraucherseitigen Kondensator und der Induktivität besteht, und die jeweiligen Kondensatoren eingefügt sind, dadurch gekennzeichnet, daß er mit einer Steuerschaltung zur Steuerung der Schalterelemente ausgestattet ist, die die Spannung zwischen den beiden Enden des verbraucherseitigen Kondensators in einer pulsierenden Signalform variiert, in dem sie die jeweiligen Kondensatoren nacheinander alternativ an die Reihenschaltung anschaltet.

2. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung zur Steuerung der Schalterelemente so angeordnet ist, daß nach dem Verbinden der jeweiligen Kon densatoren mit der Reihenschaltung aus dem verbraucher seitigen Kondensator und der Induktivität der mit der Reihenschaltung verbundene Kondensator beim ersten Null durchgang eines Stroms, der durch die Induktivität hindurch fließt, abgetrennt wird.

3. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung zur Steuerung der Schalterelemente so angeordnet ist, daß nach dem Verbinden der jeweiligen Kon densatoren mit der Reihenschaltung aus dem verbraucher seitigen Kondensator und der Induktivität der mit der Reihenschaltung verbundene Kondensator vor dem ersten Null durchgang eines Stroms, der durch die Induktivität hindurch fließt, abgetrennt wird.

4. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmenspannungen beim Aufladen der jeweiligen Konden satoren durch den Ladeteil so eingestellt werden, daß die Spannung zwischen den beiden Enden des verbraucherseitigen Kondensators in eine sinusförmig ist.

5. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung zur Steuerung der Verbindungszeiten der jeweiligen Kondensatoren mittels der Schalterelemente so eingerichtet ist, daß die Spannung zwischen den beiden Enden des verbraucherseitigen Kondensators in eine sinusförmig ist.

6. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweiligen Kondensatoren eine Kapazität besitzen, die so eingestellt ist, daß die Spannung zwischen den beiden Enden des verbraucherseitigen Kondensators eine sinusförmig ist.

7. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Wechselrichterschaltung enthält, um dem Verbraucher einen Wechselstrom zuzuführen, wobei der verbraucherseitige Kondensator als Stromquelle verwendet wird.

8. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren in zwei Gruppen aus mehreren Kondensatoren angeordnet sind, der Ladeteil zum Aufladen dieser zwei Grup pen von Kondensatoren dient, wobei die Gruppen so angeordnet sind, daß sie wechselseitig mit der Reihenschaltung ver bunden werden, und die Steuerschaltung mehrere Schalter elemente zur Steuerung der zwei Gruppen der Kondensatoren enthält.

9. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher aus einer Entladungslampe besteht.

10. Stromwandler mit einem Verbraucher, mehreren Strom zu führenden Kondensatoren, einer ersten Induktivität, die mit einer Gleichstromquelle in Reihe geschaltet ist, Mitteln, um die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren über die erste Induktivität auf eine vorherbestimmte Spannung auf zuladen, einem verbraucherseitigen Kondensator, der als Stromquelle für den Verbraucher dient, einer zweiten Induk tivität , die mit dem verbraucherseitigen Kondensator in Reihe geschaltet ist, mehreren schaltenden Mitteln, die je weils zwischen einer Reihenschaltung aus dem Verbraucher und der zweiten Induktivität und den jeweiligen Strom zu führenden Kondensatoren in Reihe geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß er mit einem Steuermittel, das die je weiligen schaltenden Mittel nacheinander alternativ mit der Reihenschaltung aus dem Verbraucher und der zweiten Induk des verbraucherseitigen Kondensators in einer pulsierenden Signalform zu variieren, einem den Ladestrom steuernden Kon densator zur Steuerung eines Ladestroms zu den jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren, und Mitteln zum Auf- und Entladen des den Ladestrom steuernden Kondensators aus gestattet ist.

11. Stromwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel so ausgebildet sind, daß sie den den Ladestrom steuernden Kondensator mit einem Ladestrompfad für die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren in Reihe ver bindet, so daß der den Ladestrom steuernde Kondensator und die Gleichstromquelle entgegengesetzte Polarität besitzen.

12. Stromwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel so ausgebildet sind, daß sie die je weiligen Strom zuführenden Kondensatoren auf eine Spannung aufladen, die größer als die der Stromquelle ist, indem der den Ladestrom steuernde Kondensator mit dem Ladestrompfad für die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren in Reihe verbunden wird, so daß der den Ladestrom steuernde Konden sator und die Gleichstromquelle gleiche Polarität besitzen.

13. Stromwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel so ausgebildet sind, daß sie die je weiligen Strom zuführenden Kondensatoren auf eine Spannung aufladen, die größer als die der Stromquelle ist, indem der den Ladestrom steuernde Kondensator mit dem Ladestrompfad für die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren in Reihe verbunden wird, so daß der den Ladestrom steuernde Konden sator und die Gleichstromquelle gleiche Polarität besitzen, und daß sie den den Ladestrom steuernden Kondensator aus dem Ladestrompfad für die jeweiligen Strom zuführenden Kondensa toren entfernen, wenn der Strom zuführende Kondensatore auf die vorherbestimmte Spannung geladen ist.

14. Stromwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel so ausgebildet sind, daß sie die je weiligen Strom zuführenden Kondensatoren auf eine Spannung aufladen, die größer als die Spannung der Stromquelle ist, indem der den Ladestrom steuernde Kondensator mit dem Lade strompfad für die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren in Reihe verbunden wird, so daß eine wahlweise Anzahl der den Ladestrom steuernden Kondensatoren in Reihe geschaltet wird und die Reihenschaltungen aus den den Ladestrom steu ernden Kondensatoren und die Gleichstromquelle die gleiche Polarität besitzen, und daß sie den den Ladestrom steuernden Kondensator mit dem Ladestrompfad für die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren in Reihe verbinden, so daß die den Ladestrom steuernden Kondensatoren und die Stromquelle ent gegengesetzte Polarität besitzen, wenn die Strom zuführenden Kondensatoren auf die vorherbestimmte Spannung geladen sind.

15. Stromwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel so ausgebildet sind, daß sie die je weiligen Strom zuführenden Kondensatoren auf eine Spannung aufladen, die größer als die Spannung der Stromquelle ist, indem der den Ladestrom steuernde Kondensator mit dem Lade strompfad für die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren in Reihe verbunden wird, so daß der den Ladestrom steuernde Kondensator und die Stromquelle die gleiche Polarität be sitzen, und daß sie die den Ladestrom steuernden Kondensa toren aus dem Ladepfad für die Strom zu führenden Kondensa toren entfernen, wenn die Strom zuführenden Kondensatoren auf die vorherbestimmte Spannung geladen sind.

16. Stromwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel die mehreren den Ladestrom steuerenden Kondensatoren jeweils auf verschiedene Spannungen aufladen und die jeweiligen den Ladestrom steuernden Kondensatoren mit einem Ladestrompfad für die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren in Reihe verbinden, so daß sie die gleiche Polarität wie die Stromquelle aufweisen, damit eine Potentialdifferenz zwischen den vorherbestimmten Spannungen der Strom zuführenden Kondensatoren und der Summe aus der Spannung der Quelle und den aufgeladenen Spannungen einer wahlweisen Anzahl der den Ladestrom steuernden Kondensatoren minimiert wird.

17. Stromwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß er eine erste Induktivität aufweist, deren Induktivität so variiert werden kann, daß die jeweiligen Strom zu führenden Kondensatoren auf verschiedene Spannungen auf geladen werden, die größer als die Spannung der Stromquelle sind.

18. Stromwandler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß er darüberhinaus mehrere Schaltermittel, die die erste Induktivität steuern und mit dieser in Reihe geschaltet sind, und ein Induktionsmittel umfaßt, das eine Parallel schaltung aus Reihenschaltungen der ersten Induktivität und den jeweiligen die erste Induktivität steuerenden Schalter mitteln enthält, wobei die die erste Induktivität steuernden Schaltermittel zur Variation des Induktivitätswerts der ersten Induktivität jeweils wahlweise durchgeschaltet und gesperrt werden.

19. Stromwandler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß er darüberhinaus ein Induktivitätsmittel umfaßt, das eine Reihenschaltung aus Parallelschaltungen mit eine erste Induktivität steuernden Schaltermitteln, die mit der ersten Induktivität parallel geschaltet sind, und eine zweite Induktivität steuernden Schaltermitteln für die zweite In duktivität enthält, wobei die die erste und zweite Induk tivität steuernden Schaltermittel zur Variation des Induktivitätswerts der ersten Induktivität jeweils wahlweise durchgeschaltet und gesperrt werden.

20. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mehreren Schalterelemente jeweils zwei MOSFETs, die mit jeweils mit einer eingebauten Körperdiode versehen und wenigstens an ihrer Sourceelektrode oder Drainelektrode mit einander verbunden sind, und ein MOSFET-Steuermittel um fassen, um jeden der zwei MOSFETs durchzuschalten, ohne sie aber gleichzeitig durchzuschalten.

21. Stromwandler nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die MOSFETs eine vertikale Struktur besitzen und mit einander an ihren Drainelektroden verbunden sind.

22. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mehreren Schalterelemente jeweils zwei Bipolar transistoren, die an wenigstens ihrer Emitterelektrode oder Kollektorelektrode miteinander verbunden sind, und eine Diode umfassen, die parallel in Sperrichtung zwischen den Emitter und Kollektor jedes der zwei Bipolartransistoren geschaltet ist.

23. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mehreren Schalterelemente jeweils zwei MOSFETs, die keine eingebaute Diode besitzen und an ihren Drain- und Sourceelektroden miteinander verbunden sind, und eine Diode umfassen, die parallel in Sperrichtung zwischen den Drain- und den Sourceanschluß jedes der zwei MOSFETs geschaltet ist.

24. Stromwandler nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher wenigstens eine Brückenschaltung umfaßt, die mehrere Schalterelemente, den verbraucherseitigen Kon densator und eine zweite Induktivität umfaßt.

25. Stromwandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Auflademittel so ausgebildet sind, daß sie den den Ladestrom steuernden Kondensator mit dem Ladestrompfad für jeden der Strom zuführenden Kondensatoren in Reihe ver binden, so daß der den Ladestrom steuernde Kondensator die gleiche Polarität wie die Stromquelle aufweist, wenn der den Ladestrom steuernde Kondensator auf eine vorherbestimmte Spannung aufgeladen wird, und daß sie die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren nacheinander von einem mit einem größeren vorherbestimmten Spannungswert für die jeweiligen Kondensatoren aufladen, wobei der den Ladestrom steuernde Kondensator einen niedrigen Kapazitätswert besitzt, der sei ne eigene Spannung durch eine Entladung erniedrigt.

26. Stromwandler nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der den Ladestrom steuernde Kondensator einen Ausgangs spannungswert besitzt, der höher als der Spannungswert der Gleichstromquelle eingestellt werden kann.

27. Stromwandler nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Auflademittel so ausgebildet sind, daß sie eine Dif ferenz zwischen einem Gesamtbetrag der Spannungen der Strom quelle und dem den Ladestrom steuernden Kondensator und ei nem vorherbestimmten Gesamtbetrag der Spannungen der je weiligen Strom zuführenden Kondensatoren minimieren und die jeweiligen Strom zuführenden Kondensatoren auf einen vorher bestimmten Spannungswert aufladen.

28. Stromwandler nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß er darüberhinaus Mittel umfaßt, die es ermöglichen, die Spannungen, die an die jeweiligen Strom zuführenden Konden satoren beim Aufladen derselben auf die vorherbestimmten Spannungen angelegt werden, zu reduzieren, so daß der Strom null wird.

29. Stromwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung Mittel zur Steuerung der Schalter elemente, die jeweils zwischen die Reihenschaltung aus dem verbraucherseitigen Kondensator und der Induktivität ein gefügt sind, enthält, so daß eine Resonanzfrequenz eines geschlossenen Schaltkreises, der beim Einschalten von einem der Schalterelemente gebildet wird, kleiner als die Frequenz der Spannung ist, die zwischen den beiden Ausgängen des Ver brauchers erzeugt wird.