CN112910329A - 一种基于移动均值滤波器的pmsm无位置传感器控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法，属于永磁同步电机技术领域，该方法根据采样得到的永磁同步电机(PMSM)各相电流和电压信息，经滑模观测器估计出扩展反电动势，再使用移动均值滤波器进行谐波滤除，并结合归一化后的正交锁相环对永磁同步电机转子位置和转速进行估算，最终实现对永磁同步电机的无位置传感器控制。与现有技术相比，本发明通过直接设定移动均值滤波器的阶数，可实现对扩展反电动势中谐波的有效滤除，同时可替代传统控制算法中的低通滤波器，避免因低通滤波器的相位延时而造成估计转子位置误差大的问题，从而提高转子位置估测精度。

Description

一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法
技术领域
本发明涉及永磁同步电机技术领域，尤其涉及一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法。
背景技术
PMSM即永磁同步电机，由于其结构简单，拥有高可靠性、高功率密度、高转矩密度以及优异的调速性能等优点，广泛应用于航空航天、数控机床、电动汽车等领域中。高性能的永磁同步电机驱动系统要求实时准确地获取转子位置信息，目前采用的机械式位置传感器(如旋转变压器、霍尔元件、编码器等)环境适应性差，会增加电机驱动系统的体积和成本，降低了系统的可靠性。因此，低成本、高精度、高可靠性的永磁同步电机无位置传感器控制技术成为了国内外研究的热点。
现阶段永磁同步电机无位置传感器控制方法常采用滑模观测器法，滑模观测器方法通过变结构控制实现位置误差信号收敛，对参数变化具有较强的鲁棒性，且算法容易实现。但传统的滑模观测器法常采用低通滤波器滤除估测得反电动势中的谐波和噪声，从而不可避免造成相位时延，影响转子位置角度估测精度。
发明内容
发明目的：本发明的目的是提供一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法。
本发明的目的可以通过以下技术方案实现：一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法，包括以下步骤：
(1)测出永磁同步电机的三相定子电流和电压，将测得的三相定子电流和电压经静止坐标变换(Clark变换)两相静止交流坐标下的电流iα和iβ以及电压uα和uβ；
(2)利用步骤(1)中的iα、iβ、uα和uβ，经滑模观测器得到估测的扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000011
和
Figure BDA0002914827560000012
(3)将扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000013
和
Figure BDA0002914827560000014
通过N阶的移动均值滤波器(MAF)进行滤波处理，滤除高频谐波分量，得到滤波后的扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000015
和
Figure BDA0002914827560000016
(4)先将步骤(3)中的扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000017
和
Figure BDA0002914827560000018
进行归一化处理，即将
Figure BDA0002914827560000019
和
Figure BDA0002914827560000021
分别除以
Figure BDA0002914827560000022
处理后再通过正交锁相环(QPLL)来提取转子的位置和转速信息；
(5)将步骤(4)得到的转子位置和转速信息反馈回永磁同步电机的矢量控制系统中，形成转速和角度的闭环，从而实现无位置传感器控制。
进一步地，三相定子电流和电压转换成两相静止交流坐标下的电流和电压的方式为坐标变换法。
进一步地，步骤(2)中，滑模观测器采用欧拉Euler前向差分的离散模型，便于控制算法在数字处理器(DSP)上的实现。同时，滑模观测器选择饱和saturation函数作为滑模变结构以抑制系统的抖振。
进一步地，步骤(3)中，移动均值滤波器的阶数N在理论上的取值范围为{N∈[1+∞]|且N为整数}；
进一步地，步骤(5)中，锁相环估测得到的转子位置角度用于矢量控制中的坐标变换。锁相环估测得到的转速作为矢量控制中转速环的反馈输入。
有益效果：
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1、避免了传统技术中因低通滤波器的使用而造成的相位时延和估测角度误差偏大的问题，提高了无位置传感器控制精度；
2、简化设计滤波器参数设计，本发明只需调整移动均值滤波器的阶数N即可，避免了传统技术中需要设计低通滤波器截止频率等复杂参数；
3、移动均值滤波器相较于低通滤波器能够更好地对反电动势中谐波进行滤波处理；
4、移动均值滤波器-归一化的正交锁相环(MAF-NQPLL)在电机转速稳态及瞬态的情况下，均能实现良好的转子位置和转速估测效果；
5、本发明所公开的无位置传感器控制算法，可取代位置传感器，从而降低了控制系统的成本，提升系统的可靠性与鲁棒性，且方法计算量小，便于实现与推广应用。
附图说明
图1为本发明所提出的基于移动均值滤波器的永磁同步电机无位置传感器控制系统结构框图；
图2为离散化的滑模观测器结构框图；
图3为本发明所提出的移动均值滤波器-归一化正交锁相环结构框图；
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法，包括以下步骤：
(1)测出永磁同步电机的三相定子电流和电压，将测得的三相定子电流和电压经静止坐标变换(Clark变换)两相静止交流坐标下的电流iα和iβ以及电压uα和uβ；
(2)利用步骤(1)中的iα、iβ、uα和uβ，经滑模观测器得到估测的扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000031
和
Figure BDA0002914827560000032
(3)将扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000033
和
Figure BDA0002914827560000034
通过N阶的移动均值滤波器(MAF)进行滤波处理，滤除高频谐波分量，得到滤波后的扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000035
和
Figure BDA0002914827560000036
(4)先将步骤(3)中的扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000037
和
Figure BDA0002914827560000038
进行归一化处理，即将
Figure BDA0002914827560000039
和
Figure BDA00029148275600000310
分别除以
Figure BDA00029148275600000311
处理后再通过正交锁相环(QPLL)来提取转子的位置和转速信息；
(5)将步骤(4)得到的转子位置和转速信息反馈回永磁同步电机的矢量控制系统中，形成转速和角度的闭环，从而实现无位置传感器控制。
进一步地，三相定子电流和电压转换成两相静止交流坐标下的电流和电压的方式为坐标变换法。
进一步地，步骤(2)中，滑模观测器采用欧拉Euler前向差分的离散模型，便于控制算法在数字处理器(DSP)上的实现。同时，滑模观测器选择饱和saturation函数作为滑模变结构以抑制系统的抖振。
进一步地，步骤(3)中，移动均值滤波器的阶数N在理论上的取值范围为{N∈[1+∞]|且N为整数}。
进一步地，步骤(5)中，锁相环估测得到的转子位置角度用于矢量控制中的坐标变换。锁相环估测得到的转速作为矢量控制中转速环的反馈输入。
如图1所示，永磁同步电机无位置传感器控制系统由永磁同步电机、功率变换电路、转速环PI调节器、电流环PI调节器、SVPWM模块和滑模观测器模块组成。其中三相定子电流ia，ib，ic由电流传感器测得，三相电压ua，ub，uc则是通过电压传感器测得。测得的电流和电压量经坐标变换得到两相静止αβ坐标下的电流(iα、iβ)和电压(uα、uβ)，然后进入离散化的滑模观测器中得到扩展反电动势，再经移动均值滤波器滤波处理后，通过归一化的正交锁相环得到估测的转子位置角度和转速，并反馈回矢量控制，从而最终实现对永磁同步电机的无位置传感器控制。
本发明和传统的基于滑模观测器的无位置观测器控制同样采用电流和转速的双闭环矢量控制，均需要通过滑模观测器得到估测的扩展反电动势，所不同的是采用移动均值滤波器-归一化的正交锁相环的组合来进行对扩展反电动势的滤波和提取转子位置信息，改进了传统的采用低通滤波器-反正切函数的组合，避免了低通滤波器的使用带来的相位时延问题，同时也提高转子估测精度，在电机转速稳态及瞬态的情况下，均能实现良好的转子位置和转速估测效果。
传统二阶滑模观测器的数学模型为：
Figure BDA0002914827560000041
式中：
Figure BDA0002914827560000042
uα、uβ为αβ轴定子电压分量；R为定子电阻，Ld、Lq为电机的dq轴电感；iα、iβ为αβ轴定子电流分量；
Figure BDA0002914827560000043
和
Figure BDA0002914827560000044
为αβ轴电流估测电流；Zα、Zβ为αβ轴滑模控制函数分量。
考虑到基于滑模观测器的无位置传感器控制算法需要在DSP中实现，利用Euler前向差分方法，将式(1)的模观测器数学模型改写为：
Figure BDA0002914827560000045
经整理：
Figure BDA0002914827560000051
式中：A1＝1-RTs/Ld，B1＝Ts/Ld，Ts为采样时间。式中含(k)或(k+1)项的变量代表着该物理量在k和k+1时刻采样的瞬时值。
如图2所示，为了抑制系统的抖振，滑模观测器选择饱和saturation函数代替传统的开关函数，作为滑模变结构函数。其中，k表示为滑模控制函数增益，△为饱和函数边界层数。m和m1为比例系数，这里为了便于设计，可取值m＝m1。
如图3所示，经滑模观测器得到的扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000058
和
Figure BDA0002914827560000059
可通过N阶的移动均值滤波器进行滤波处理。实际应用中N合理的取值范围为3～15。移动均值滤波器，又称“滑动平均滤波器”，是一种有限冲激响应的滤波器，具备理想的低通滤波特性，且具有线性相移。在Z域中，移动均值滤波器的传递函数为：
Figure BDA0002914827560000052
且从图3不难发现，移动均值滤波器需要调整的参数仅仅阶数N一项，且其结构简单，便于在数字控制器中实现与应用。
经滤波处理后得到的扩展反电动势
Figure BDA0002914827560000053
和
Figure BDA0002914827560000054
再进行归一化处理，即将
Figure BDA0002914827560000055
和
Figure BDA0002914827560000056
分别除以
Figure BDA0002914827560000057
然后，再通过正交锁相环(QPLL)提取出转子的位置和转速信息，反馈回矢量控制系统中，从而实现永磁同步电机无位置传感器控制。
对于本领域技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型。因此，从任意一处来说，都应将实施例看作是指导性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所有的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
(1)测出永磁同步电机的三相定子电流和电压，将测得的三相定子电流和电压经静止坐标变换(Clark变换)得到两相静止交流坐标下的电流i α和iβ以及电压uα和uβ；
(2)利用步骤(1)中所述iα、iβ、uα和uβ，经滑模观测器得到估测的扩展反电动势
Figure FDA0002914827550000011
和
Figure FDA0002914827550000012
(3)将步骤(2)的扩展反电动势
Figure FDA0002914827550000013
和
Figure FDA0002914827550000014
通过N阶的移动均值滤波器(MAF)进行滤波处理，滤除高频谐波分量，得到滤波后的扩展反电动势
Figure FDA0002914827550000015
和
Figure FDA0002914827550000016
(4)先将步骤(3)中的扩展反电动势
Figure FDA0002914827550000017
和
Figure FDA0002914827550000018
进行归一化处理，即将
Figure FDA0002914827550000019
和
Figure FDA00029148275500000110
分别除以
Figure FDA00029148275500000111
将计算值通过正交锁相环(QPLL)来提取转子的位置和转速信息；
(5)将步骤(4)得到的转子位置和转速信息反馈回永磁同步电机的矢量控制系统中，形成转速和角度的闭环，从而实现无位置传感器控制。
2.根据权利要求1所述的一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法，其特征在于：所述步骤(2)中，滑模观测器采用欧拉Euler前向差分的离散模型，便于控制算法在数字处理器(DSP)上的实现。同时，滑模观测器选择饱和saturation函数作为滑模变结构以抑制系统的抖振。
3.根据权利要求1所述的一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法，其特征在于：所述步骤(3)中，移动均值滤波器的阶数N在理论上的取值范围为{N∈[1+∞]|且N为整数}。
4.根据权利要求1所述的一种基于移动均值滤波器的PMSM无位置传感器控制方法，其特征在于：所述步骤(5)中，锁相环估测得到的转子位置角度用于矢量控制中的坐标变换。锁相环估测得到的转速作为矢量控制中转速环的反馈输入。
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