CN110971167B - 基于检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，包括步骤：(1)利用电流传感器获取变漏磁电机定子三相电流，然后经过Clark变换获取两相静止坐标系下的变漏磁电机定子电流，并通过PI调节器结合逆Park变换得到两相静止坐标系下的电压；(2)利用变漏磁电机两相静止坐标系下的电压电流构造滑模观测器获取反电势估计值；(3)将获取的估计反电势通入变增益自适应检波滤波器，提取变漏磁电机估计反电势中的基波分量；(4)利用正交锁相环从变漏磁电机基波反电势中获取转子位置信息。本发明降低了传统无位置传感器控制算法中滤波环节的相位延迟，同时减缓了由于滤波器截止频率而无法兼顾系统稳态与动态性能的问题。

Description

基于检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法

技术领域

本发明属于电机控制领域，具体涉及一种电磁参数变化复杂的变漏磁电机(VLF-IPM)位置自检测技术，适用于采用无位置传感器控制的变漏磁电机驱动控制场合。

背景技术

由于永磁同步电机具备一些列优良的控制性能，因此被广泛应用于工业机器人，伺服控制，电动汽车等领域。而变漏磁电机作为永磁同步电机的一种，由于其特殊的电磁设计，在控制上提供了更多的可能性，特别适合电动汽车用电机低速重载、频繁启停、高速巡航等多工况场合的研究与应用。为了实现变漏磁电机驱动系统的高精度、高性能控制，需要精准地获得电机转子位置信息。传统的位置检测方法是采用机械式光电编码器等位置传感器来检测转子位置，但是该方法易受温度及电磁的干扰，同时会增加电机驱动系统的整体成本和体积，导致应用场合受到限制。而采用无位置传感器的控制方式可以有效解决传统位置检测的缺陷。永磁同步电机无位置传感器控制的方法根据电机转速运行范围可以分为两大类，一类是以高频信号注入为主的零低速运行场合，另一类是以估计反电势为主的中高速运行场合。目前，无位置传感器控制技术已经被广泛应用于电机驱动系统中。

对于变漏磁电机而言，由于其特殊的结构设计，导致其电磁参数变化复杂，再加上逆变器死区效应、机械加工及装配等原因，导致估计反电势不准确，从而造成了位置估计误差变大。为此，本发明提出一种基于变增益自适应检波滤波器的无位置传感器控制方法，增加了控制系统的参数鲁棒性且抑制了反电势谐波，同时有效解决了自适应检波滤波器由于带宽的原因造成动态性能不佳的问题。

发明内容

发明目的：本发明为针对变漏磁电机无位置传感器控制系统，因参数变化及逆变器死区效应，机械加工及装配等因素造成的位置估计精度下降的问题，提供了一种能够快速检测转子位置信息的方法。

本发明所采用的技术方案是，一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，包含以下实施步骤：

一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，包括以下步骤：

步骤1、将变漏磁电机的三相定子电流i_a、i_b、i_c经Clark变换得到两相静止坐标系下的电流i_α、i_β；

步骤2、通过电流环PI调节器及逆Park变换得到两相静止坐标系下变漏磁电机的电压u_α、u_β；

步骤3、根据两相静止坐标下的电流i_α、i_β，两相静止坐标下的电压u_α、u_β，然后通过构造变漏磁电机的数学模型并估计出定子电流

步骤4、将两相静止坐标系下的电流i_α、i_β与估计的定子电流

作差，然后经过滑模控制律，得到两相静止坐标系下变漏磁电机的扩展反电动势

将得到的扩展反电势经过变增益自适应检波滤波器后得到经过谐波抑制后的估计基波反电势

步骤5、将步骤4中得到的估计基波反电势

经过锁相环提取出变漏磁电机转子的估计角速度和估计角度ω、θ并将ω及给定的转速反馈到变增益自适应检波滤波器中。

进一步，步骤1中利用电流传感器获取变漏磁电机的定子三相电流i_a、i_b、i_c得到两相静止坐标系下的电流i_α、i_β方法如下：

步骤2中利用电流环PI调节器获取d-q轴坐标系下的电压u_d、u_q，然后经过park逆变换得到两相静止坐标下变漏磁电机的电压u_α、u_β的方法如下：

其中，

是通过锁相环提取出的估计转子位置角。

进一步，根据步骤2-3中获取的变漏磁电机的两相静止坐标下电流i_α、i_β，两相静止坐标下的电压电压u_α、u_β，然后构造的电机数学模型进而估算定子电流

的实现方法如下：

首先获取两相静止坐标系下的变漏磁电机数学模型：

其中，

式中，

为两相静止坐标系下变漏磁电机定子电流的微分，R为定子电阻，L_d、L_q为电机的交直轴电感，e'_α、e'_β为扩展反电势，ω为电机的电角速度，i_d、i_q为直轴和交轴电流，θ为电角度，ψ_f为永磁磁链；

利用变漏磁电机三相电机定子绕组的对称性，忽略电机损耗以及电枢反应的影响，利用下式关系：

可将变漏磁电机的数学模型简化为下式：

根据上述的变漏磁电机数学模型构造滑模观测器方程如下：

根据上式可得到估算的变漏磁电机定子电流

式中的K为滑模增益，sat()为饱和函数。

进一步，步骤4中，利用估算出的定子电流

获取扩展反电动势

的实现方法如下：

利用变漏磁电机估计的定子电流

与实际值做差然后经过饱和函数和滑模增益，最终可得估计反电势为：

进一步，步骤4中，利用估计的反电势经过变增益自适应检波滤波器后得到经过谐波抑制后的基波反电势

的实现方法如下：

利用步骤4的方法得到的估计扩展反电动势

和步骤5中锁相环提取出变漏磁电机的估计角速度

并给定电机的速度n_ref，然后将

和n_ref通入变增益自适应检波滤波器中，其中变增益自适应检波滤波器的具体实现步骤如下：

步骤4.1，首先获取传统自适应检波滤波器的传递函数G(s)：

其中，v(s)为传递函数的输入量；v'(s)为传递函数的输出量；传统自适应检波器的原理可阐述为：由于s为频率法表示的算子，因此可以将其改写为jω,那么当电机角速度ω＝ω_r时，上式会有如下关系：

∠G(jω_r)＝0°

由上式可知，当通入的电机角速度ω与截止频率ω_r相等时滤波器不会对该频率的波形造成影响，便可提取出不失真的特定频率的波形。

步骤4.2，将步骤4.1中的传递函数进行改进便得下述变增益自适应检波滤波器，传递函数如下：

其中Δk＝k'*abs(n_ref-n)，k'＜1，将给定得电机转速n_ref与反馈的电机转速n作差，然后取绝对值，其中abs()为绝对值函数，k'为调节因子用于放大转速误差值。

步骤4.3，在完成步骤4.2之后将估计的反电势

通入到变增益自适应检波滤波器中得到滤波后的基波反电势

进一步，步骤5中，根据变漏磁电机的数学方程可知变漏磁电机扩展反电势中包含电感耦合项，但本方法由于采用的为id＝0控制方式且iq为直流量，因此iq经微分后等于0，那么扩展反电势可以进一步简化为：

而基波反电势

是通过观测器所得的扩展反电势滤波而来，因此

可表述为：

为估计的电角速度；将该式作进一步的正交化，如下所示：

又因为：

即Δθ趋于0时有

然后利用得到的

通入PI调节器便得到估计的角速度

然后将

作进一步的积分便得到估计的角度

而估计的转速可由

得到。

本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有以下显著优点：

1、本发明控制方法将一阶滑模观测器与变增益自适应检波滤波器相结合，提高系统的鲁棒性和抗干扰能力，能够有效克服变漏磁电机电气参数变化的问题。

2、本发明对自适应检波滤波器进行了改进，使得系统在稳态时具备传统自适应检波滤波器的优点，同时提高了变漏磁电机无位置传感器控制系统的动态性能。

3、本发明所采用的自适应检波滤波器能够有效克服传统滑模无位置控制中低通滤波器带来的相位延迟和幅值衰减。

4、本方法需要调试的参数较少，计算量小且利于调速范围大的场合。

5、本发明无需额外的硬件设计，能够有效降低工程实现成本。

附图说明

图1是整个无位置传感器控制系统框图；

图2是传统滑模观测器的结构框图；

图3是传统自适应检波滤波器的结构框图；

图4是传统自适应检波滤波器的幅频响应图；

图5是变增益自适应检波滤波器的结构框图；

图6是改进后的无位置检测结构框图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。

如图1所示，整个无位置传感器控制系统包括，转速电流双闭环模块、基于滑模观测器的反电势观测模块、变增益自适应检波滤波器模块、锁相环位置信息提取模块。

基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法包括如下步骤：

步骤1：将采集得到的变漏磁电机(该电机为现有电机，见CN201910687349.X，一种基于多工况运行的变漏磁永磁同步电机的建模方法，申请人：江苏大学)定子三相电流i_a、i_b、i_c经过Clark变换得到两相静止坐标系下的电流i_α、i_β，可通过下述公式获得：

步骤2：通过电流环PI调节器得到d-q轴坐标系下的电压u_d、u_q，然后经过Park逆变换得到两相静止坐标下的变漏磁电机电压u_α、u_β，具体可根据下述公式获取：

其中，

是通过锁相环提取出来的估计转子位置角。

步骤3：利用得到的两相静止坐标系下的电压u_α、u_β电流i_α、i_β，通过滑模观测器方程得到估计的两相静止坐标系下的变漏磁电机定子电流

具体的实现步骤如下：

步骤3.1：首先写出两相静止坐标系下的内置式变漏磁电机的数学方程，如下式所示：

依据两相静止坐标系下的内置式电机数学模型：

其中，

式中，

为两相静止坐标系下的定子电流的微分，R为定子电阻，L_d、L_q为电机的交直轴电感，e'_α、e'_β为扩展反电势，ω为电机的电角速度，i_d、i_q为直轴和交轴电流，θ为电角度，ψ_f为永磁磁链。

步骤3.2：利用变漏磁电机定子绕组的对称性，忽略电机损耗以及电枢反应的影响进一步简化电机的数学模型，具体实施方法如下：

首先根据下述关系，将其代入步骤3.1中的变漏磁电机数学模型中，

代入后得到的简化数学模型如下式所示：

步骤3.3：根据步骤3.2中简化的变漏磁电机数学模型构造滑模观测器方程，如下式所示：

其中，

为估算出的变漏磁电机定子电流，K为滑模增益，sat()为饱和函数。

步骤4：利用步骤1～3中获取的物理量i_α、i_β、

得到估计的电机反电动势

如图2中的2.1所示，具体实现方法是：利用估算的定子电流

与实际值i_α、i_β作差，然后经过饱和函数sat()和滑模增益K，最终得到估计的反电动势

如下式所示：

步骤5：将步骤4中得到的反电势

通入变增益自适应检波滤波器进而获取估计的基波反电势

具体的实施方法如下：

步骤5.1：写出传统自适应检波滤波器的传递函数G(s)如下式所示：

其结构框图如图3所示，将该传递函数采用频域法表示并且将算子s改写为jω,当电机频率ω＝ω_r时可得下述幅频关系：

∠G(jω_r)＝0°

由该式作出自适应检波滤波器的幅频曲线，如图4所示。

步骤5.2：在步骤的5.1的基础上进一步的增加增益变量Δk，传递函数改变为下式所示：

其中，Δk＝k'*abs(n_ref-n)，k'＜1，其中abs()为绝对值函数，k'为调节因子用于放大转速误差值。然后将给定得电机转速n_ref与反馈的电机转速n作差。变增益自适应检波滤波器结构框图如图5所示，进而按照步骤5.1中的所述方式写出该传递函数的幅频关系如下式所示：

∠G(jω_r)＝0°

改进后的自适应检波滤波器的特点在于，当电机运行在稳态时该传递函数所呈现的结果与传统的自适应滤波器具备相同的特点，即当电机频率ω＝ω_r时通过传递函数的物理量没有幅值和相位的衰减，这一特征可以从图4中看出，同时偏离电机频率ω＝ω_r处时，通过该传递函数的物理量会呈现不同程度的衰减，具体表现为离ω_r处越远幅值衰减越强。而由于电机转速n是一个机械参数，相对于电气参数它改变的较为缓慢，因此利用这一特点构造增益变量Δk，改变了该传递函数原有的动态特性，在电机速度改变时拓宽了传递函原有的带宽，从而在速度改变时提高了系统的动态性能，但在稳态时又具备传统自适应检波滤波器的优点。

步骤5.3，将估计的反电势

通入到变增益自适应检波滤波器中得到滤波后的变漏磁电机基波反电势

步骤6、将步骤5.3中得到的基波反电势

经过正交锁相环提取出变漏磁电机转子的角速度和角度

并将

经过转换变为

然后使给定转速n_ref与

作差取绝对值后乘以调节因子k'后通入变增益自适应检波滤波器中。

的具体实现步骤如下面推导所示：

根据步骤3.1可知变漏磁电机扩展反电势中包含电感耦合项，但本系统由于采用的为id＝0控制方式且iq为直流量，因此iq经微分后等于0，那么扩展反电势可以进一步简化为：

而基波反电势

是通过观测器所得的扩展反电势滤波而来，因此

可表述为：

将该式作进一步的正交化，如下所示：

又因为：

即Δθ趋于0时有

然后利用得到的

通入PI调节器便得到估计的角速度

然后将

作进一步的积分便得到估计的角度

而估计的转速可由

得到。

本发明通过针对变漏磁电机电气参数变化这一特性提出采用滑模观测器结合变增益自适应检波滤波器的方法，能够增加控制系统的参数鲁棒性并提高了系统的稳态精度以及动态性能，解决了变漏磁电机电气参数非线性变化及传统滤波器不能兼顾稳态和动态性能的问题，改进后的位置检测结构框图如图6所示。

综上，本发明的一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，包括步骤：(1)利用电流传感器获取变漏磁电机定子三相电流，然后经过Clark变换获取两相静止坐标系下的变漏磁电机定子电流，并通过PI调节器结合逆Park变换得到两相静止坐标系下的电压；(2)利用变漏磁电机两相静止坐标系下的电压电流构造滑模观测器获取反电势估计值；(3)将获取的估计反电势通入变增益自适应检波滤波器，提取变漏磁电机估计反电势中的基波分量；(4)利用正交锁相环从变漏磁电机基波反电势中获取转子位置信息。本发明的控制方法能够增加变漏磁电机控制系统的鲁棒性，并降低了传统无位置传感器控制算法中滤波环节的相位延迟，同时减缓了由于滤波器截止频率而无法兼顾系统稳态与动态性能的问题，从而提高了整个系统的动态性能和稳态精度。

Claims (5)

1.一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1、将变漏磁电机的三相定子电流i_a、i_b、i_c经Clark变换得到两相静止坐标系下的电流i_α、i_β；

步骤2、通过电流环PI调节器及逆Park变换得到两相静止坐标系下变漏磁电机的电压u_α、u_β；

步骤3、根据两相静止坐标下的电流i_α、i_β，两相静止坐标下的电压u_α、u_β，然后通过构造变漏磁电机的数学模型并估计出定子电流

步骤4、将两相静止坐标系下的电流i_α、i_β与估计的定子电流

作差，然后经过滑模控制律，得到两相静止坐标系下变漏磁电机的扩展反电动势

将得到的扩展反电势经过变增益自适应检波滤波器后得到经过谐波抑制后的估计基波反电势

步骤4中，利用估计的反电势经过变增益自适应检波滤波器后得到经过谐波抑制后的基波反电势

的实现方法如下：

利用步骤4的方法得到的估计扩展反电动势

和步骤5中锁相环提取出变漏磁电机的估计角速度

并给定电机的速度n_ref，然后将

和n_ref通入变增益自适应检波滤波器中，其中变增益自适应检波滤波器的具体实现步骤如下：

步骤4.1，首先获取传统自适应检波滤波器的传递函数G(s)：

其中，v(s)为传递函数的输入量；v'(s)为传递函数的输出量，k为增益；传统自适应检波器的原理可阐述为：由于s为频率法表示的算子，因此可以将其改写为jω,那么当电机角速度ω＝ω_r时，上式会有如下关系：

∠G(jω_r)＝0°

由上式可知，当通入的电机角速度ω与截止频率ω_r相等时滤波器不会对该频率的波形造成影响，便可提取出不失真的特定频率的波形；

步骤4.2，将步骤4.1中的传递函数进行改进便得下述变增益自适应检波滤波器，传递函数如下：

其中Δk＝k'*abs(n_ref-n)，k'＜1，将给定得电机转速n_ref与反馈的电机转速n作差，然后取绝对值，其中abs()为绝对值函数，k'为调节因子用于放大转速误差值；

步骤4.3，在完成步骤4.2之后将估计的反电势

通入到变增益自适应检波滤波器中得到滤波后的基波反电势

步骤5、将步骤4中得到的估计基波反电势

经过锁相环提取出变漏磁电机转子的估计角速度和估计角度ω、θ并将ω及给定的转速反馈到变增益自适应检波滤波器中。

2.根据权利要求1所述的一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，其特征在于：

步骤1中利用电流传感器获取变漏磁电机的定子三相电流i_a、i_b、i_c得到两相静止坐标系下的电流i_α、i_β方法如下：

步骤2中利用电流环PI调节器获取d-q轴坐标系下的电压u_d、u_q，然后经过park逆变换得到两相静止坐标下变漏磁电机的电压u_α、u_β的方法如下：

其中，

是通过锁相环提取出的估计转子位置角。

3.根据权利要求2所述的一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，其特征在于：根据步骤2-3中获取的变漏磁电机的两相静止坐标下电流i_α、i_β，两相静止坐标下的电压u_α、u_β，然后构造的电机数学模型进而估算定子电流

的实现方法如下：

首先获取两相静止坐标系下的变漏磁电机数学模型：

其中，

式中，

为两相静止坐标系下变漏磁电机定子电流的微分，R为定子电阻，L_d、L_q为电机的交直轴电感，e'_α、e'_β为扩展反电势，ω为电机的电角速度，i_d、i_q为直轴和交轴电流，θ为电角度，ψ_f为永磁磁链；

利用变漏磁电机三相电机定子绕组的对称性，忽略电机损耗以及电枢反应的影响，利用下式关系：

可将变漏磁电机的数学模型简化为下式：

根据上述的变漏磁电机数学模型构造滑模观测器方程如下：

根据上式可得到估算的变漏磁电机定子电流

式中的K为滑模增益，sat()为饱和函数。

4.根据权利要求3所述的一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，其特征在于：步骤4中，利用估算出的定子电流

获取扩展反电动势

的实现方法如下：

利用变漏磁电机估计的定子电流

与实际值做差然后经过饱和函数和滑模增益，最终可得估计反电势为：

5.根据权利要求1所述的一种基于变增益自适应检波滤波器的变漏磁电机无位置传感器控制方法，其特征在于：

步骤5中，根据变漏磁电机的数学方程可知变漏磁电机扩展反电势中包含电感耦合项，但本方法由于采用的为id＝0控制方式且iq为直流量，因此iq经微分后等于0，那么扩展反电势可以进一步简化为：

而基波反电势

是通过观测器所得的扩展反电势滤波而来，因此

可表述为：

为估计的电角速度；将该式作进一步的正交化，如下所示：

又因为：

即Δθ趋于0时有

然后利用得到的

通入PI调节器便得到估计的角速度

然后将

作进一步的积分便得到估计的角度

而估计的转速可由

得到。

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