CN112350552A - 一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的mosfet驱动器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的MOSFET驱动器。本发明通过将直接驱动输出级NMOS管的驱动电路—即NMOS驱动电路的供电范围限制在VF+到地电压之间,因此输出级NMOS管的栅‑源电压范围就被限制在VF+到地电压之间;通过将直接驱动输出级PMOS管的驱动电路—即PMOS驱动电路的供电范围限制在VIN到VF‑之间,因此输出级PMOS管的栅‑源电压范围就被限制在VIN到VF‑之间。本发明可避免高电压、大电流MOSFET驱动器的输出峰值电流大小随电源电压的变化而迅速变化,提高了MOSFET驱动器电路的应用适用性。同时,可广泛应用于高电压、大电流MOSFET驱动器集成电路的设计中,具有良好的应用前景和经济效益。
Description
技术领域
本发明属于电源管理类集成电路领域,具体涉及一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的MOSFET驱动器。
背景技术
随着电子系统的发展,对电源管理类集成电路的性能要求越来越高。MOSFET驱动器作为电源管理类集成电路中的重要一员,随着应用需求的发展,其工作电压范围越来越宽,驱动电流越来越大。MOSFET驱动器用于直接驱动VDMOS等功率器件,其输出级通常都采用PMOS和NMOS组成的对管结构,传统的MOSFET驱动器通常随着电源电压的变化,其输出级峰值电流的大小会产生较大的波动,造成对后级功率器件的栅电容的充放电速度产生变化,降低了驱动器电路的应用环境适用性,不利于系统级用户对驱动器电路的设计选型。
发明内容
本发明的目的在于克服上述不足,提供一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的MOSFET驱动器,其线路设计简单可靠,避免了高电压、大电流MOSFET驱动器的输出峰值电流大小随电源电压的变化而迅速变化,而不利于驱动器电路的设计选型,提高了驱动器电路的应用适用性。
为了达到上述目的,本发明包括二次电源模块、驱动级电压变换模块、防共通的驱动器反相器链模块和输出级对管,输出级对管为PMOS管和NMOS管;
二次电源模块用于将电源电压VIN转换为电路内部的二次电源电压VREF,并将二次电源电压VREF送至驱动级电压变换模块中;
驱动级电压变换模块用于将接收到的二次电源电压VREF再次转换为二次电源VF+和二次电源VF-,其中二次电源VF+用于防共通的驱动器反相器链模块中NMOS驱动级的供电,二次电源VF-用于防共通的驱动器反相器链模块中PMOS驱动级的供电,并将二次电源VF+和二次电源VF-发送至防共通的驱动器反相器链模块中;
防共通的驱动器反相器链模块用于对输入信号IN进行了防共通的延时处理后,通过PMOS驱动级和NMOS驱动级分别输出两路信号,控制输出级对管PMOS管和NMOS管的两个栅极;
输出级对管的PMOS管的漏极和NMOS管的漏极相连,并同时与输出端相连OUT相连。
二次电源VF+为相对于地电压的恒定电压。
二次电源VF-为相对于电源电压VIN具有恒定电压差的电压。
NMOS管的峰值电流与其栅-源电压VGSN的关系为:
其中,μnCOX为工艺常数,WN/LN为输出级NMOS管的器件宽长比,VTHN为NMOS管的开启阈值,达到峰值电流的条件为:
VDSN=VGSN-VTHN
其中,VDSN为NMOS管的漏-源电压差。
二次电源模块、驱动级电压变换模块和输出级对管均通过电源电压VIN供电,且均接地。
防共通的驱动器反相器链模块中的PMOS驱动器通过电源电压VIN供电,但不接地,其最低电位为二次电源VF-;防共通的驱动器反相器链模块中的NMOS驱动器接地但不是通过电源电压VIN供电,而是通过二次电源VF+供电。
与现有技术相比,本发明通过将直接驱动输出级NMOS管的驱动电路—即NMOS驱动电路的供电范围限制在VF+到地电压之间,因此输出级NMOS管的栅-源电压范围就被限制在VF+到地电压之间;通过将直接驱动输出级PMOS管的驱动电路—即PMOS驱动电路的供电范围限制在VIN到VF-之间,因此输出级PMOS管的栅-源电压范围就被限制在VIN到VF-之间。本发明可避免高电压、大电流MOSFET驱动器的输出峰值电流大小随电源电压的变化而迅速变化,提高了MOSFET驱动器电路的应用适用性。同时,可广泛应用于高电压、大电流MOSFET驱动器集成电路的设计中,具有良好的应用前景和经济效益。
附图说明
图1为本发明的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明。
参见图1,本发明包括二次电源模块、驱动级电压变换模块、防共通的驱动器反相器链模块和输出级对管;
二次电源模块用于将电源电压VIN转换为电路内部的二次电源电压VREF,并将二次电源电压VREF送至驱动级电压变换模块中;
驱动级电压变换模块用于将接收到的二次电源电压VREF再次转换为二次电源VF+和VF-,其中VF+用于防共通的驱动器反相器链模块中NMOS驱动级的供电,VF-用于防共通的驱动器反相器链模块中PMOS驱动级的供电,并VF+和VF-发送至防共通的驱动器反相器链模块中;二次电源VF+为相对于地电压的恒定电压;二次电源VF-为相对于电源电压VIN具有恒定电压差的电压。
防共通的驱动器反相器链模块用于对输入信号IN进行了防共通的延时处理后,通过PMOS驱动级和NMOS驱动级分别输出两路信号,控制输出级对管PMOS管和NMOS管的两个栅极;
输出级对管的PMOS管的漏极和NMOS管的漏极相连,并同时与输出端相连OUT相连。首先二次电源模块将电源电压VIN转换为电路内部的一个相对于地的二次电源电压VREF,再通过驱动级电压变换电路将该二次电源VREF分别再次转换为两个二次电源信号:一个是相对于地电压的恒定的二次电源VF+,用于NMOS驱动级的供电;一个是相对于电源电压VIN具有恒定电压差的二次电源VF-,即VCC-VF-电压差恒定,用于PMOS驱动级的供电。防共通的反相器链模块对输入信号IN进行了防共通的延时处理后,分别输出两路信号,用于直接控制输出级对管的两个栅极。由于直接驱动输出级NMOS栅极的驱动信号的供电范围被限制在VF+到地之间,因此输出级NMOS栅极的驱动信号就被限制在VF+到地之间;由于直接驱动输出级PMOS栅极的驱动信号的供电范围被限制在VIN到VF-之间,因此输出级PMOS栅极的驱动信号就被限制在VIN到VF-之间。
以输出级NMOS管为例,由于NMOS管的峰值电流与其栅-源电压VGSN的关系为:
其中,μnCOX为工艺常数,WN/LN为输出级NMOS管的器件宽长比,且达到该峰值电流的条件为:
VDSN=VGSN-VTHN (2)
因此,在输出级NMOS管导通过程中,随着VGSN的逐步增大,VDSN逐步减小,受后级负载影响,VDSN随VGSN的增大而下降的速度不同。
通常驱动器后级的功率器件的电容较大,VDSN随VGSN的增大而下降的速度较慢,因此当VDSN下降至VDSN=VGSN-VTH时,通常此时的VGSN已经上升至本发明设计方法所设定的VF+电压,按照公式(1),
而当后级负载电容较小时,式(1)中的VGSN小于设计设定的VF+电压,因此其峰值电流必然小于式(3)所示的IDNMAX电压。
同理,输出级PMOS管的最大输出电流为:
由于VIN-VF-电压恒定,因此输出级PMOS管的输出峰值电流IDPMAX也保持恒定。
可见,输出级NMOS和PMOS的输出峰值电流,均与电源电压VIN的大小无关。
实施例:
采用上述发明,对某一款高电压、大电流MOSFET驱动器进行了线路设计。
表1和表2分别对比测试了在后级负载电容CL=10nF、CL=1nF条件下,VIN电压在10V、15V、20V、25V条件下,输出峰值拉电流IDPMAX和峰值灌电流IDNMAX的变化情况。
表1输出峰值拉电流IDPMAX(单位:A)
负载电容 | V<sub>IN</sub>=10V | V<sub>IN</sub>=15V | V<sub>IN</sub>=20V | V<sub>IN</sub>=25V |
C<sub>L</sub>=10nF | 1.17 | 1.26 | 1.36 | 1.46 |
C<sub>L</sub>=1nF | 0.55 | 0.66 | 0.74 | 0.81 |
表2输出峰值灌电流IDNMAX(单位:A)
负载电容 | V<sub>IN</sub>=10V | V<sub>IN</sub>=15V | V<sub>IN</sub>=20V | V<sub>IN</sub>=25V |
C<sub>L</sub>=10nF | 3.44 | 3.50 | 3.55 | 3.59 |
C<sub>L</sub>=1nF | 0.88 | 0.98 | 1.04 | 1.07 |
由表1、表2可见,当后级负载电容CL=10nF时,电源电压VIN从10V变化到25V,输出峰值电流基本上变化幅度很小,电源电压25V相对电源电压10V时的输出峰值拉电流仅增大了24.7%,输出峰值灌电流仅增大了4%,而这个变化主要是因为电路内部的二次电源(VF-相对电源电压VIN的电压差以及VF+相对地电位的电压差)在信号转换时的波动引起的,如果电路设计可以保证内部二次电源很稳定的话,输出峰值电流就可以更加稳定了。而在相同的电源电压VIN下,当后级负载电容CL=1nF时,输出峰值电流总是小于负载电容=10nF时的输出峰值电流。
对比未采用本发明的驱动器电路,其输出级对管的栅-源电压信号摆幅直接在电源电压VIN和地之间变化。当其电源电压VIN从10V变换到25V时,输出峰值拉、灌电流的变化幅度分别达到了221%和88%。
由此可见,本发明提出了一种有效的设计方法,使高电压、大电流的MOSFET驱动器在不同的VIN电源电压条件下,其输出级峰值拉电流IDPMAX和峰值灌电流IDNMAX都基本保持不变。成功的避免了高压、大电流MOSFET驱动器的输出峰值电流大小随电源电压的变化而迅速变化,提高了MOSFET驱动器电路的应用适用性。本发明提出的这种设计方法简单有效,可广泛应用于高电压、大电流MOSFET驱动器集成电路的设计中,具有良好的应用前景和经济效益。
Claims (6)
1.一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的MOSFET驱动器,其特征在于,包括二次电源模块、驱动级电压变换模块、防共通的驱动器反相器链模块和输出级对管,输出级对管为PMOS管和NMOS管;
二次电源模块用于将电源电压VIN转换为电路内部的二次电源电压VREF,并将二次电源电压VREF送至驱动级电压变换模块中;
驱动级电压变换模块用于将接收到的二次电源电压VREF再次转换为二次电源VF+和二次电源VF-,其中二次电源VF+用于防共通的驱动器反相器链模块中NMOS驱动级的供电,二次电源VF-用于防共通的驱动器反相器链模块中PMOS驱动级的供电,并将二次电源VF+和二次电源VF-发送至防共通的驱动器反相器链模块中;
防共通的驱动器反相器链模块用于对输入信号IN进行了防共通的延时处理后,通过PMOS驱动级和NMOS驱动级分别输出两路信号,控制输出级对管PMOS管和NMOS管的两个栅极;
输出级对管的PMOS管的漏极和NMOS管的漏极相连,并同时与输出端相连OUT相连。
2.根据权利要求1所述的一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的MOSFET驱动器,其特征在于,二次电源VF+为相对于地电压的恒定电压。
3.根据权利要求1所述的一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的MOSFET驱动器,其特征在于,二次电源VF-为相对于电源电压VIN具有恒定电压差的电压。
5.根据权利要求1所述的一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的MOSFET驱动器,其特征在于,二次电源模块、驱动级电压变换模块和输出级对管均通过电源电压VIN供电,且均接地。
6.根据权利要求1所述的一种输出峰值电流不受电源电压变化影响的MOSFET驱动器,其特征在于,防共通的驱动器反相器链模块中的PMOS驱动器通过电源电压VIN供电,最低电位为二次电源VF-;防共通的驱动器反相器链模块中的NMOS驱动器接地,通过二次电源VF+供电。
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