CN112292810A - 马达控制装置 - Google Patents
马达控制装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN112292810A CN112292810A CN201980028555.8A CN201980028555A CN112292810A CN 112292810 A CN112292810 A CN 112292810A CN 201980028555 A CN201980028555 A CN 201980028555A CN 112292810 A CN112292810 A CN 112292810A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- phase
- motor
- current
- magnetomotive force
- phases
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 32
- 230000002950 deficient Effects 0.000 claims 2
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 65
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 32
- 238000000034 method Methods 0.000 description 26
- 230000008859 change Effects 0.000 description 10
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 8
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 8
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- HBBGRARXTFLTSG-UHFFFAOYSA-N Lithium ion Chemical compound [Li+] HBBGRARXTFLTSG-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 1
- 229910001416 lithium ion Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000000819 phase cycle Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
- H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
- H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
- H02P29/028—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the motor continuing operation despite the fault condition, e.g. eliminating, compensating for or remedying the fault
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明在多相马达中任一相缺相的情况下，都恰当地调整电流的相位。控制器(203)控制马达(100)的驱动。马达(100)具有与U相、V相及W相各方相对应的多个电枢绕组(121a、121b、121c)，各电枢绕组相互独立地加以连接。在U相、V相及W相中的任一相缺相的情况下，控制器(203)将发生了缺相的相除外的任一正常相作为基准相，以不跨过发生了缺相的相的方式对流至基准相以外的正常相的电流的相位进行调整。
Description
技术领域
本发明涉及马达控制装置。
背景技术
作为本技术领域的背景技术，已知有下述专利文献1。专利文献1中揭示了一种马达驱动装置，其对各相的电枢绕组相互独立设置的多相马达的驱动进行控制，该马达驱动装置具备：逆变电路，其将经由直流母线供给的直流电转换为多相的交流电而分别输出至所述各相的电枢绕组；以及控制器，其用于控制所述逆变电路，在所述交流电中任一相缺相的情况下，所述控制器以所述发生了缺相的相除外的其他正常相的各交流电相互抵消的方式对流至所述正常相的电枢绕组的各电流的相位差进行调整。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第6194113号
发明内容
发明要解决的问题
在将专利文献1记载的马达驱动装置运用于三相马达的情况下，在U相或W相缺相的情况下不会有特别的问题，而在V相缺相的情况下，调整电流的相位会导致马达的旋转方向变为与此前相反的方向这一问题的产生。如此，专利文献1的技术存在根据发生了缺相的相的不同而无法恰当地调整电流的相位这一问题。
解决问题的技术手段
本发明的马达控制装置对具有与多个相各方相对应的多个绕组、各绕组相互独立地加以连接的马达的驱动进行控制，其中，在所述多个相中的任一相缺相的情况下，将所述发生了缺相的相除外的任一正常相作为基准相，以不跨过所述发生了缺相的相的方式对流至所述基准相以外的所述正常相的电流的相位进行调整。
发明的效果
根据本发明，多相马达中无论哪一相缺相都能恰当地调整电流的相位。
附图说明
图1为表示包含本发明的一实施方式的马达控制装置的马达驱动系统的构成的图。
图2为表示马达的结构的一例的图。
图3为表示平时的马达中的各相的电流波形的一例的图。
图4为表示平时的马达中的磁通势向量的图。
图5为表示平时的马达中的各相的感应电压、电流及功率的波形例的图。
图6为表示在W相缺相时进行了电流的相位调整的情况下的马达中的各相的感应电压、电流及功率的波形例的图。
图7为表示W相缺相时的马达中的相位调整前和相位调整后的各相的电流波形的一例的图。
图8为表示W相缺相时的马达中的相位调整后的磁通势向量的图。
图9为表示U相缺相时的马达中的相位调整前和相位调整后的各相的电流波形的一例的图。
图10为表示U相缺相时的马达中的相位调整后的磁通势向量的图。
图11为表示V相缺相时的马达中的相位调整前和现有方法下的相位调整后的各相的电流波形的一例的图。
图12为表示V相缺相时的马达中的现有方法下的相位调整后的磁通势向量的图。
图13为表示V相缺相时的马达中的相位调整前和本发明的方法下的相位调整后的各相的电流波形的一例的图。
图14为表示V相缺相时的马达中的本发明的方法下的磁通势向量的图。
图15为说明本发明的方法下的相位调整方法的图。
图16为说明缺相时的相位调整后的马达的向量控制的图。
具体实施方式
下面，参考附图，对本发明的实施方式进行说明。
图1为表示包含本发明的一实施方式的马达控制装置的马达驱动系统的构成的图。图1所示的马达驱动系统200与用于混合动力汽车(HEV)、电动汽车(EV)等的马达100连接在一起，对马达100的驱动进行控制。马达驱动系统200具有直流电源201、平滑电容器202、控制器203以及逆变电路210。
马达100是具有分别对应于U相、V相、W相的三相的电枢绕组121a、121b、121c的独立绕组型六线三相交流马达。这些电枢绕组121a～121c相互独立地连接到马达驱动系统200。马达驱动系统200对流至分别对应于U相、V相、W相的电枢绕组121a～121c的电流分别独立地进行控制，由此，能够驱动马达100。再者，在以下的说明中，有时也将对应于U相的电枢绕组121a称为“U相线圈121a”、将对应于V相的电枢绕组121b称为“V相线圈121b”、将对应于W相的电枢绕组121c称为“W相线圈121c”。
马达100的输出轴115上安装有检测马达100的磁极位置θ的磁极位置检测器113。磁极位置检测器113例如使用旋转变压器等构成。磁极位置检测器113得到的磁极位置θ的检测结果输出至控制器203。
直流电源201经由直流母线201a、201b向逆变电路210供给直流电。直流电源201例如可以利用锂离子电池等二次电池等。
平滑电容器202用于抑制伴随逆变电路210的动作而产生的直流电压的变动，与逆变电路210并联在直流母线201a与直流母线201b之间。
控制器203向逆变电路210所具有的各相的桥式电路210a、210b、210c分别输出驱动信号Gu、Gv、Gw。通过根据该驱动信号Gu、Gv、Gw使桥式电路210a、210b、210c分别进行动作，控制器203可以控制逆变电路210。再者，控制器203相当于本发明的一实施方式的马达控制装置。
逆变电路210具有分别对应于U相、V相、W相的全桥型桥式电路210a、210b及210c。各桥式电路210a、210b、210c具有作为上下各臂的开关元件而发挥功能的4个IGBT 211和与各IGBT 211并联设置的4个二极管212。在桥式电路210a、210b、210c中，各IGBT211根据来自控制器203的驱动信号Gu、Gv、Gw进行开关动作。由此，从直流电源201供给的直流电得以转换为三相交流电，并从桥式电路210a、210b、210c经由各相的交流电力电缆130分别输出至马达100的各相的电枢绕组121a、121b、121c。
各相的交流电力电缆130上分别设置有用于检测流至马达100的电枢绕组121a、121b、121c的各电流的电流传感器140。电流传感器140检测到的各相的电流值iu、iv、iw输出至控制器203。控制器203根据从电流传感器140输入的各相的电流值iu、iv、iw和从磁极位置检测器113输入的磁极位置θ来进行规定的电流控制运算，并根据其运算结果来输出各相的驱动信号Gu、Gv、Gw。
图2为表示马达100的结构的一例的图。如图2所示，例如马达100是由定子120和转子111构成的埋入磁铁型马达，所述定子120是以电枢绕组121a～121c相互在电性上呈120°相位差的方式安装的，所述转子111固定在输出轴115上，在内部埋入有多个永磁铁112。定子120与转子111之间设置有气隙101。
图3为表示平时的马达100中的各相的电流波形的一例的图。图3展示了将图2所示的内部结构的马达100像图1那样与马达驱动系统200连接在一起的情况下因从马达驱动系统200供给的交流电而分别流至马达100的电枢绕组121a～121c的各相的电流值iu、iv、iw的例子。在流通有本图所示的三相交流电流的情况下，图2的转子111逆时针旋转。
图4为表示平时的马达100中的磁通势向量的图。图4展示了与图3所示的A～E的各电角度相对应的马达100内的磁通势向量。图4中，磁通势向量Fu表示流至U相线圈121a的U相电流iu所形成的磁通势，磁通势向量Fv表示流至V相线圈121b的V相电流iv所形成的磁通势，磁通势向量Fw表示流至W相线圈121c的W相电流iw所形成的磁通势。这些磁通势向量是随着电流的时间变化而振幅的大小和正负发生变化的交变磁场。此外，合成磁通势向量Fuvw表示三相的磁通势向量Fu、Fv、Fw合计得到的磁通势，它是随着时间变化而以固定的大小旋转的旋转磁场。
在图3的三相交流电流流到图2所示的内部结构的马达100的情况下，因这些电流而产生的合成磁通势向量Fuvw像图4所示那样逆时针旋转。转子111与该合成磁通势向量Fuvw所示的磁场同步旋转。再者，图4中展示的是图3所示的A～E的各电角度下的磁通势向量Fu、Fv、Fw以及合成磁通势向量Fuvw，省略了剩下的F～M的各电角度下的磁通势向量Fu、Fv、Fw以及合成磁通势向量Fuvw。在F～M的各电角度下，与A～E的各电角度一样，这些磁通势继续逆时针的旋转。
图2所示那样的使用永磁铁的马达100的电压方程由以下式(1)表示。
[数式1]
上述式(1)中，vu、vv、vw及iu、iv、iw分别表示U相、V相、W相的电压和电流，R表示相当于一相的绕组电阻，P表示微分算子。此外，式(1)中，各相的感应电压eu、ev、ew、各相的自感Lu、Lv、Lw、各相间的互感Muv、Mvw、Mwu分别由以下式(2)、(3)、(4)表示。
[数式2]
[数式3]
[数式4]
式(2)中，ωe表示马达100的电角度转速，ψm表示永磁铁112的绕组交链磁通。此外，式(3)中，la表示相当于一相的漏电感，式(3)、(4)中，La、Las分别表示相当于一相的有效电感的平均值分量和振幅分量。
再者，在图2所示的埋入磁铁型马达的情况下，式(3)、(4)中Las≠0。
马达100向输出轴115输出的轴扭矩T由以下式(5)表示。式(5)中，POUT表示马达100向输出轴115输出的机械能(轴功率)，ωm表示输出轴115的旋转角速度(轴转速)。即，轴扭矩T是轴功率POUT除以轴转速ωm得到的值。因此，若轴转速ωm和马达轴功率POUT为固定值，则轴扭矩T也固定。再者，式(5)中为了简化计算是将马达100的极对数设为1、以ωe＝ωm的形式来计算的，而实际上，若将马达100的极对数设为Pp，则ωm＝ωe/Pp的关系成立。
[数式5]
上述式(5)中的马达100的轴功率POUT由以下式(6)表示。
[数式6]
POUT＝Pu+Pv+Pw＝eu·iu+ev·iv+ew·iw···(6)
再者，式(6)所示的轴功率POUT与马达100的输入功率PIN减去铜损和铁损等各损失得到的值相等。马达100的输入功率PIN像以下式(7)所示那样以各相的瞬时电压vu、vv、vw与瞬时电流iu、iv、iw的积分别相加得到的值的形式求出。
[数式7]
PIN＝vu·iu+vv·iv+vw·iw···(7)
在表面磁铁型马达、凸极比相对较小的埋入磁铁型马达中，如式(6)所示，输入功率PIN当中，由各相的感应电压eu、ev、ew与瞬时电流iu、iv、iw的积决定的功率Pu、Pv、Pw主要转换为轴功率POUT。
如根据式(5)所知，若在马达100正以固定的轴转速ωm旋转时轴功率POUT为固定值，则轴扭矩T固定。如根据式(6)所知，要使马达100的轴功率POUT固定，像前面叙述过的那样，需要输入功率PIN中的由各相的感应电压eu、ev、ew与瞬时电流iu、iv、iw的积决定的功率Pu、Pv、Pw的和是固定的。
图5为表示平时的马达100中的各相的感应电压、电流及功率的波形例的图。如前文所述，U相线圈121a、V相线圈121b、W相线圈121c中各自产生的各相的感应电压eu、ev、ew的相位差均为120°。平时，控制器203像图5所示那样以分别流至U相线圈121a、V相线圈121b、W相线圈121c的各相的电流iu、iv、iw相互呈120°的相位差的方式决定各桥式电路210a、210b、210c中的IGBT 211的动作时刻。结果，以感应电压与电流的积求出的各相的功率Pu、Pv、Pw像图5所示那样以感应电压及电流的2倍的频率脉动，相互的相位差为60°。另一方面，三相的功率Pu、Pv、Pw合计得到的输入功率PIN像图5所示那样是固定的。因而得知，若感应电压和电流为正弦波，则原理上不会产生扭矩脉动。
再者，在上述说明中，感应电压波形、电流波形假定为理想的正弦波，而实际上，感应电压波形、电流波形中多少会含有高次谐波，并不是理想的正弦波。但在该情况下，控制器203通过将感应电压波形、电流波形视为正弦波来控制马达100，也能大致无问题地使马达100动作。
如以上所说明，在能够分别独立地控制流至U相线圈121a、V相线圈121b、W相线圈121c的电流的独立绕组型马达100中，通过形成三相的电流平衡的状态，也能在产生固定扭矩的情况下转动马达100。该原理对于三相以外的独立绕组型多相马达也成立。即，若将马达的相数设为n，则通过将各相的电流的相位逐一错开360/n°，能使各相的电流平衡而使马达以固定扭矩旋转。
平时，马达驱动系统200可以通过使马达100的所有相通电来控制马达100的扭矩而使马达100旋转驱动。但是，例如在因任一桥式电路210a、210b、210c中IGBT 211的动作发生异常或者任一相内交流电力电缆130或马达100内的线路发生断路等异常而导致任一相缺相而无法通电的情况下，通过与平时相同的控制方法将无法恰当地控制马达100的扭矩。即，在从逆变电路210分别输出至马达100的U相线圈121a、V相线圈121b、W相线圈121c的交流电中任一相缺相的情况下，若与平时同样地将各相的电流iu、iv、iw的相位逐一错开120°来进行电流控制，则马达100中会产生较大的扭矩脉动。因此，在以往的马达驱动系统中，在输出至马达的交流电中任一相缺相的情况下，须停止马达的旋转。
另一方面，在本发明的马达驱动系统200中，在输出至马达100的交流电中任一相缺相的情况下，通过控制器203、以发生了缺相的相除外的其他正常相的各交流电相互抵消的方式来调整流至正常相的电枢绕组的电流的相位差。由此，能够减少马达100中的输出扭矩的脉动、继续马达100的旋转。
图6为表示在W相缺相时进行了电流的相位调整的情况下的马达100中的各相的感应电压、电流及功率的波形例的图。在W相缺相的情况下，在马达驱动系统200中，控制器203像图6所示那样将V相的电流iv的相位从平时的状态朝加快60°的方向(图的左侧方向)挪动，由此，以V相的电流iv的相位与U相的电流iu的相位差变为60°的方式进行调整。具体而言，在控制器203进行的电流控制运算中，调整要输出的V相电流iv的相位，根据该调整后的相位从控制器203向V相的桥式电路210b输出驱动信号Gv。由此，如图6所示，U相功率Pu的峰部分与V相功率Pv的谷部分以及U相功率Pu的谷部分与V相功率Pv的峰部分各自重叠，它们得以相互抵消。结果，在W相的缺相时也能像图6所示那样使三相的功率Pu、Pv、Pw合计得到的输入功率PIN固定。因此，可以抑制扭矩脉动，并且继续马达100的旋转。
图7为表示W相缺相时的马达100中的相位调整前和相位调整后的各相的电流波形的一例的图。图7中，(a)表示相位调整前的U相电流iu和V相电流iv的波形，像图5中说明过的那样，它们呈120°的相位差。(b)、(c)均表示相位调整后的U相电流iu和V相电流iv的波形，像图6中说明过的那样，它们呈60°的相位差。再者，图7的(b)展示的是与图6中说明过的同样地将V相电流iv的相位从平时的状态朝加快60°的方向(图的左侧方向)进行了挪动的情况。另一方面，图7的(c)与图6中说明过的不一样，展示的是将U相电流iu的相位从平时的状态朝推迟60°的方向(图的右侧方向)进行了挪动的情况。
图8为表示W相缺相时的马达100中的相位调整后的磁通势向量的图。图8中展示了与图7的(b)所示的A～E的各电角度相对应的马达100内的磁通势向量。图8中，磁通势向量Fu表示流至U相线圈121a的U相电流iu所形成的磁通势，磁通势向量Fv表示流至V相线圈121b的V相电流iv所形成的磁通势。这些磁通势向量是随着电流的时间变化而振幅的大小和正负发生变化的交变磁场。此外，合成磁通势向量Fuv表示磁通势向量Fu、Fv合计得到的磁通势，它是随着时间变化而以固定的大小旋转的旋转磁场。再者，图8中，由于是W相缺相，因此不存在源于W相电流iw的磁通势向量Fw。
图8中，合成磁通势向量Fuv在逆时针旋转，转子111与该合成磁通势向量Fuv所示的磁场同步旋转。即，W相缺相时的相位调整后的转子111的旋转方向与图4中说明过的平时的转子111的旋转方向是一致的。因此得知，在W相缺相的情况下，通过像上述那样进行U相电流iu或V相电流iv的相位调整，可以抑制扭矩脉动，并且朝正转方向转动转子111。
如以上所说明，在W相缺相的情况下，控制器203通过图7的(b)、(c)中的任一方法而以U相电流iu与V相电流iv的相位差变为60°的方式进行调整。由此，可以维持马达100的旋转状态，并且使三相的功率Pu、Pv、Pw合计得到的输入功率PIN固定而抑制扭矩脉动。
图9为表示U相缺相时的马达100中的相位调整前和相位调整后的各相的电流波形的一例的图。图9中，(a)表示相位调整前的V相电流iv和W相电流iw的波形，像图5中说明过的那样，它们呈120°的相位差。(b)、(c)均表示相位调整后的V相电流iv和W相电流iw的波形，它们呈60°的相位差。再者，图9(b)展示了将W相电流iw的相位从平时的状态朝加快60°的方向(图的左侧方向)进行了挪动的情况。另一方面，图9的(c)展示了将V相电流iv的相位从平时的状态朝推迟60°的方向(图的右侧方向)进行了挪动的情况。
图10为表示U相缺相时的马达100中的相位调整后的磁通势向量的图。图10中展示了与图9的(b)所示的A～E的各电角度相对应的马达100内的磁通势向量。图10中，磁通势向量Fv表示流至V相线圈121b的V相电流iv所形成的磁通势，磁通势向量Fw表示流至W相线圈121c的W相电流iw所形成的磁通势。这些磁通势向量是随着电流的时间变化而振幅的大小和正负发生变化的交变磁场。此外，合成磁通势向量Fvw表示磁通势向量Fv、Fw合计得到的磁通势，它是随着时间变化而以固定的大小旋转的旋转磁场。再者，图10中，由于是U相缺相，因此不存在源于U相电流iu的磁通势向量Fu。
图10中，合成磁通势向量Fvw在逆时针旋转，转子111与该合成磁通势向量Fvw所示的磁场同步旋转。即，与前文所述的W相缺相的情况一样，U相缺相时的相位调整后的转子111的旋转方向与图4中说明过的平时的转子111的旋转方向也是一致的。因此得知，在U相缺相的情况下，通过像上述那样进行V相电流iv或W相电流iw的相位调整，可以抑制扭矩脉动，并且朝正转方向转动转子111。
如以上所说明，在U相缺相的情况下，控制器203通过图9的(b)、(c)中的任一方法而以V相电流iv与W相电流iw的相位差变为60°的方式进行调整。由此，可以维持马达100的旋转状态，并且使三相的功率Pu、Pv、Pw合计得到的输入功率PIN固定而抑制扭矩脉动。
图11为表示V相缺相时的马达100中的相位调整前和现有方法下的相位调整后的各相的电流波形的一例的图。图11中，(a)表示相位调整前的U相电流iu和W相电流iw的波形，它们呈120°的相位差。(b)、(c)均表示现有方法下的相位调整后的U相电流iu和W相电流iw的波形，它们呈60°的相位差。再者，图11的(b)展示的是将W相电流iw的相位从平时的状态朝加快方向(图的左侧方向)挪动而使W相电流iw靠近U相电流iu、相对于U相电流iu而言W相电流iw的相位晚60°的情况。另一方面，图11的(c)展示的是将U相电流iu的相位从平时的状态朝推迟方向(图的右侧方向)挪动而使U相电流iu靠近W相电流iw、相对于U相电流iu而言W相电流iw的相位晚60°的情况。
图12为表示V相缺相时的马达100中的现有方法下的相位调整后的磁通势向量的图。图12中展示了与图11的(b)所示的A～E的各电角度相对应的马达100内的磁通势向量。图12中，磁通势向量Fu表示流至U相线圈121a的U相电流iu所形成的磁通势，磁通势向量Fw表示流至W相线圈121c的W相电流iw所形成的磁通势。这些磁通势向量是随着电流的时间变化而振幅的大小和正负发生变化的交变磁场。此外，合成磁通势向量Fuw表示磁通势向量Fu、Fw合计得到的磁通势，它是随着时间变化而以固定的大小旋转的旋转磁场。再者，图12中，由于是V相缺相，因此不存在源于V相电流iv的磁通势向量Fv。
图12中，合成磁通势向量Fuw在顺时针旋转，转子111与该合成磁通势向量Fuw所示的磁场同步旋转。即，在现有方法中，与前文所述的U相或W相缺相的情况不一样，V相缺相时的相位调整后的转子111的旋转方向与图4中说明过的平时的转子111的旋转方向是相反的。因此，在V相缺相的情况下，若像上述那样通过现有方法来进行U相电流iu或W相电流iw的相位调整，则转子111会相对于正转方向而言发生倒转。
因此，在本发明中，在V相缺相时，通过以与以往不一样的方法进行相位调整来防止转子111的倒转。下面，对其具体方法进行说明。
图13为表示V相缺相时的马达100中的相位调整前和本发明的方法下的相位调整后的各相的电流波形的一例的图。图13中，(a)表示相位调整前的U相电流iu和W相电流iw的波形，与图11一样，它们呈120°的相位差。(b)、(c)均表示本发明的方法下的相位调整后的U相电流iu和W相电流iw的波形，它们呈60°的相位差。再者，图13的(b)展示的是与图11的(b)的情况相反地将W相电流iw的相位从平时的状态朝推迟方向(图的右侧方向)挪动而使W相电流iw靠近U相电流iu、相对于W相电流iw而言U相电流iu的相位晚60°的情况。另一方面，图13的(c)展示的是与图11的(c)的情况相反地将U相电流iu的相位从平时的状态朝加快方向(图的左侧方向)挪动而使U相电流iu靠近W相电流iw、相对于W相电流iw而言U相电流iu的相位晚60°的情况。即，图13的(b)、(c)与图11的(b)、(c)的情况相比，U相电流iu与W相电流iw的相序发生了调换。
图14为表示V相缺相时的马达100中的本发明的方法下的相位调整后的磁通势向量的图。图14中展示了与图13的(b)所示的A～E的各电角度相对应的马达100内的磁通势向量。图14中，磁通势向量Fu表示流至U相线圈121a的U相电流iu所形成的磁通势，磁通势向量Fw表示流至W相线圈121c的W相电流iw所形成的磁通势。这些磁通势向量是随着电流的时间变化而振幅的大小和正负发生变化的交变磁场。此外，合成磁通势向量Fuw表示磁通势向量Fu、Fw合计得到的磁通势，它是随着时间变化而以固定的大小旋转的旋转磁场。再者，图14中，由于是V相缺相，因此不存在源于V相电流iv的磁通势向量Fv。
图14中，合成磁通势向量Fuw在逆时针旋转，转子111与该合成磁通势向量Fuw所示的磁场同步旋转。即，根据本发明的方法，与U相或W相缺相的情况一样，也能使V相缺相时的相位调整后的转子111的旋转方向与平时的转子111的旋转方向一致。因此，在V相缺相的情况下，通过像上述那样以本发明的方法来进行U相电流iu或W相电流iw的相位调整，可以抑制扭矩脉动，并且朝正转方向转动转子111。
如以上所说明，在V相缺相的情况下，控制器203通过图13的(b)、(c)中的任一方法而以U相电流iu与W相电流iw的相位差变为60°的方式进行调整。由此，可以维持马达100的旋转状态，并且使三相的功率Pu、Pv、Pw合计得到的输入功率PIN固定而抑制扭矩脉动。
接着，进而参考图15，对本发明的方法下的相位调整方法进行说明。图15为说明本发明的方法下的相位调整方法的图。
图15的(a)展示了马达100中三相未缺相而健全的情况下的各相的电流iu、iv、iw的相位关系。在三相健全的情况下，如图15的(a)所示，各相的电流iu、iv、iw相互的相位差为120°。
图15的(b)展示了马达100中三相中的U相缺相的情况下的相位调整后的V相电流iv与W相电流iw的相位关系。在该情况下，控制器203例如像前文所述的图9的(b)中说明过的那样使W相电流iw的相位从平时的状态朝加快60°的方向偏移。即，在U相缺相的情况下，控制器203像图15的(b)所示那样将三相当中发生了缺相的U相除外的正常相中的一相即V相作为基准相，使流至剩下的W相的W相电流iw的相位以60°的偏移量朝加快方向(顺时针方向)偏移。此时，W相电流iw的相位以不跨过发生了缺相的U相的方式得到调整。由此，在U相缺相时也能抑制扭矩脉动，并且将马达100的旋转维持在正转方向上。
再者，图15的(b)展示的是图9的(b)中说明过的相位调整方法也就是以V相为基准相而使W相电流iw的相位朝加快方向(顺时针方向)偏移60°程度的情况，但也可使用图9的(c)中说明过的相位调整方法。具体而言，在U相缺相的情况下，控制器203也可将三相当中发生了缺相的U相除外的正常相中的另一相即W相作为基准相，使流至剩下的V相的V相电流iv的相位以60°的偏移量朝推迟方向(逆时针方向)偏移。此时，V相电流iv的相位以不跨过发生了缺相的U相的方式得到调整。
图15的(c)展示了马达100中三相中的W相缺相的情况下的相位调整后的U相电流iu与V相电流iv的相位关系。在该情况下，控制器203例如像前文所述的图7的(b)中说明过的那样使V相电流iv的相位从平时的状态朝加快60°的方向偏移。即，在W相缺相的情况下，控制器203像图15的(c)所示那样将三相当中发生了缺相的W相除外的正常相中的一相即U相作为基准相，使流至剩下的V相的V相电流iv的相位以60°的偏移量朝加快方向(顺时针方向)偏移。此时，V相电流iv的相位以不跨过发生了缺相的W相的方式得到调整。由此，在W相缺相时也能抑制扭矩脉动，并且将马达100的旋转维持在正转方向上。
再者，图15的(c)展示的是图7的(b)中说明过的相位调整方法也就是以U相为基准相而使V相电流iv的相位朝加快方向(顺时针方向)偏移60°程度的情况，但也可使用图7的(c)中说明过的相位调整方法。具体而言，在W相缺相的情况下，控制器203也可将三相当中发生了缺相的W相除外的正常相中的另一相即V相作为基准相，使流至剩下的U相的U相电流iu的相位以60°的偏移量朝推迟方向(逆时针方向)偏移。此时，U相电流iu的相位以不跨过发生了缺相的W相的方式得到调整。
图15的(d)展示了马达100中三相中的V相缺相的情况下的相位调整后的U相电流iu与W相电流iw的相位关系。在该情况下，控制器203例如像前文所述的图13的(b)中说明过的那样使W相电流iw的相位从平时的状态朝推迟60°的方向偏移。即，在V相缺相的情况下，控制器203像图15的(d)所示那样将三相当中发生了缺相的V相除外的正常相中的一相即U相作为基准相，使流至剩下的W相的W相电流iw的相位以60°的偏移量朝与图15的(b)所示的U相缺相时相反的方向即推迟方向(逆时针方向)偏移。此时，W相电流iw的相位以不跨过发生了缺相的V相的方式得到调整。由此，在V相缺相时也能抑制扭矩脉动，并且将马达100的旋转维持在正转方向上。
此处，考虑在V相缺相时使W相电流iw的相位朝与图15的(b)所示的U相缺相时相同的方向即加快方向(顺时针方向)偏移的情况。在该情况下，如图15的(e)所示，W相电流iw的相位跨过发生了缺相的V相而以180°的偏移量得到调整。结果，像图12中说明过的那样，转子111中产生顺时针旋转的合成磁通势向量Fuw，因此，马达100的旋转方向相对于平时而言发生倒转。
再者，图15的(d)展示的是图13的(b)中说明过的相位调整方法也就是以U相为基准相而使W相电流iw的相位朝推迟方向(逆时针方向)偏移60°程度的情况，但也可使用图13的(c)中说明过的相位调整方法。具体而言，在V相缺相的情况下，控制器203也可将三相当中发生了缺相的V相除外的正常相中的另一相即W相作为基准相，使流至剩下的U相的U相电流iu的相位以60°的偏移量朝与W相缺相时相反的方向即加快方向(顺时针方向)偏移。此时，U相电流iu的相位以不跨过发生了缺相的V相的方式得到调整。
图16为说明缺相时的相位调整后的马达100的向量控制的图。在马达100中U相、V相、W相中的任一相缺相的情况下，控制器203对流至发生了缺相的相除外的正常相的各相的电流iu、iv、iw中的任一方进行上述相位调整，之后以正常相的合成磁通势向量Fuv、Fvw、Fuw与转子111的磁极位置之间的相位差始终为某固定值的方式对流至正常相的电流的振幅及相位进行控制。由此，使得转子111的旋转位置例如像图16的(a)到图16的(b)那样变化，通过继续与此相同的控制，可以驱动马达100。再者，此时的合成磁通势向量与磁极位置的相位差例如可以根据马达100的运转状态(扭矩、转速)加以变更。此外，磁极位置可以利用磁极位置检测器113来检测。
再者，如以上说明过的缺相时的电流相位调整带来的扭矩脉动的减少也能运用于三相以外的独立绕组型多相马达。即，若将视为控制对象的马达的相数设为n、将发生了缺相的相数设为m，则本发明的马达控制装置在任一相缺相的情况下以正常相的各交流电的相位差Dp(°)满足以下式(8)的方式调整正常相的各电流。此时，将任一正常相作为基准相，以不跨过发生了缺相的相的方式对流至基准相以外的正常相的各电流的相位进行调整。由此，可以将正常相的合成磁通势向量的旋转方向维持在与平时相同的方向，并且将正常相的各交流电相互抵消。结果，可以抑制马达的输出扭矩的脉动、继续马达的旋转。
Dp＝360/2(n－m)···(8)
其中，n、m为正整数，n≥m+2。
要满足上述式(8)，以流至正常相的电枢绕组的各电流的相位差Di(°)满足以下式(9)的方式进行调整即可。由此，在任一相发生了缺相时，可以将正常相的各交流电相互抵消、抑制马达的输出扭矩的脉动。
Di＝360/(n－m)－360/n···(9)
再者，上述式(8)、(9)中，若设定n＝3、m＝1，则Dp＝90°、Di＝60°，得知分别与图6所示的U相功率Pu与V相功率Pv的关系以及U相电流iu与V相电流iv的关系一致。
根据以上说明过的本发明的一实施方式，取得以下作用效果。
(1)身为马达控制装置的控制器203对马达100的驱动进行控制。马达100具有与多个相各方相对应的多个电枢绕组121a、121b、121c，各电枢绕组相互独立地加以连接。在多个相中的任一相缺相的情况下，控制器203将发生了缺相的相除外的任一正常相作为基准相，以不跨过发生了缺相的相的方式对流至基准相以外的正常相的电流的相位进行调整。因此，多相马达中无论哪一相缺相都能恰当地调整电流的相位。
(2)马达100的多个相分别对应于U相、V相及W相。在U相缺相的情况下，控制器203像图9或图15的(b)中说明过的那样将未缺相的V相或W相中的一相作为基准相，使流至剩下的W相或V相的电流iw、iv的相位以规定偏移量(60°)朝规定偏移方向(加快方向或推迟方向)偏移。此外，在W相缺相的情况下，像图7或图15的(c)中说明过的那样将未缺相的U相或V相中的一相作为基准相，使流至剩下的V相或U相的电流iv、iu的相位以上述偏移量(60°)朝上述偏移方向(加快方向或推迟方向)偏移。另一方面，在V相缺相的情况下，像图13或图15的(d)中说明过的那样将未缺相的U相或W相中的一相作为基准相，使流至剩下的W相或U相的电流iw、iu的相位以上述偏移量(60°)朝与上述偏移方向相反的方向(推迟方向或加快方向)偏移。因此，在身为代表性的多相马达的三相马达中，无论U相、V相、W相中的哪一相缺相都能恰当地调整电流的相位。
(3)缺相时控制器203进行电流iu、iv、iw的相位调整时的偏移量以相位角计为60°。因此，可以在不跨过发生了缺相的相的情况下将正常相的各交流电相互抵消而抑制输出扭矩的脉动。
(4)马达100上安装有检测马达100所具有的转子111的磁极位置的磁极位置检测器113。控制器203根据该磁极位置检测器113检测到的磁极位置来控制流至正常相的电流的振幅及相位，由此来驱动马达100。因此，在缺相时也能恰当地继续马达100的驱动。
以上说明过的实施方式、各种变形例只是一例，只要无损发明的特征，本发明便不限定于这些内容。此外，上文中对各种实施方式、变形例进行了说明，但本发明并不限定于这些内容。在本发明的技术思想的范围内思索的其他形态也包含在本发明的范围内。
符号说明
100…马达
111…转子
113…磁极位置检测器
120…定子
121a…电枢绕组(U相线圈)
121b…电枢绕组(V相线圈)
121c…电枢绕组(W相线圈)
130…交流电力电缆
140…电流传感器
200…马达驱动系统
201…直流电源
201a、201b…直流母线
202…平滑电容器
203…控制器
210…逆变电路
210a、210b、210c…桥式电路
211…IGBT
212…二极管。
Claims (4)
1.一种马达控制装置，其对具有与多个相各方相对应的多个绕组、各绕组相互独立地加以连接的马达的驱动进行控制，该马达控制装置的特征在于，
在所述多个相中的任一相缺相的情况下，将所述发生了缺相的相除外的任一正常相作为基准相，以不跨过所述发生了缺相的相的方式对流至所述基准相以外的所述正常相的电流的相位进行调整。
2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，
所述多个相分别对应于U相、V相及W相，
在所述U相缺相的情况下，将未缺相的所述V相或所述W相中的一相作为所述基准相，使流至剩下的所述W相或所述V相的电流的相位以规定偏移量朝规定偏移方向偏移，
在所述W相缺相的情况下，将未缺相的所述U相或所述V相中的一相作为所述基准相，使流至剩下的所述V相或所述U相的电流的相位以所述偏移量朝所述偏移方向偏移，
在所述V相缺相的情况下，将未缺相的所述U相或所述W相中的一相作为所述基准相，使流至剩下的所述W相或所述U相的电流的相位以所述偏移量朝与所述偏移方向相反的方向偏移。
3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，
所述偏移量以相位角计为60°。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的马达控制装置，其特征在于，
所述马达上安装有检测所述马达所具有的转子的磁极位置的磁极位置检测器，
根据所述磁极位置检测器检测到的所述磁极位置来控制流至所述正常相的电流的振幅及相位，由此来驱动所述马达。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018-121809 | 2018-06-27 | ||
| JP2018121809 | 2018-06-27 | ||
| PCT/JP2019/019851 WO2020003807A1 (ja) | 2018-06-27 | 2019-05-20 | モータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN112292810A true CN112292810A (zh) | 2021-01-29 |
| CN112292810B CN112292810B (zh) | 2024-04-05 |
Family
ID=68984817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201980028555.8A Active CN112292810B (zh) | 2018-06-27 | 2019-05-20 | 马达控制装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP7069313B2 (zh) |
| CN (1) | CN112292810B (zh) |
| DE (1) | DE112019002548T5 (zh) |
| WO (1) | WO2020003807A1 (zh) |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101159391A (zh) * | 2007-09-21 | 2008-04-09 | 东南大学 | 双通道容错式磁通切换永磁电机及其控制方法 |
| CN101335499A (zh) * | 2008-07-24 | 2008-12-31 | 江苏大学 | 一种四相永磁容错电动机的控制方法 |
| JP2014128127A (ja) * | 2012-12-26 | 2014-07-07 | Daikin Ind Ltd | 三相出力配線の欠相検知装置 |
| JP2016092992A (ja) * | 2014-11-06 | 2016-05-23 | ダイキン工業株式会社 | 電動機制御装置 |
| CN106416051A (zh) * | 2014-06-26 | 2017-02-15 | 日立汽车系统株式会社 | 电动机驱动装置 |
| JP2018042316A (ja) * | 2016-09-05 | 2018-03-15 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | インバータ制御装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01321899A (ja) * | 1988-06-21 | 1989-12-27 | Fuji Electric Co Ltd | 巻線形誘導機の駆動方式 |
| JP4065441B2 (ja) * | 2004-07-28 | 2008-03-26 | 松下電器産業株式会社 | モータ駆動装置及びモータ駆動方法 |
| JP2015109777A (ja) * | 2013-12-05 | 2015-06-11 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | モータ制御装置 |
-
2019
- 2019-05-20 JP JP2020527281A patent/JP7069313B2/ja active Active
- 2019-05-20 WO PCT/JP2019/019851 patent/WO2020003807A1/ja active Application Filing
- 2019-05-20 DE DE112019002548.1T patent/DE112019002548T5/de active Pending
- 2019-05-20 CN CN201980028555.8A patent/CN112292810B/zh active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101159391A (zh) * | 2007-09-21 | 2008-04-09 | 东南大学 | 双通道容错式磁通切换永磁电机及其控制方法 |
| CN101335499A (zh) * | 2008-07-24 | 2008-12-31 | 江苏大学 | 一种四相永磁容错电动机的控制方法 |
| JP2014128127A (ja) * | 2012-12-26 | 2014-07-07 | Daikin Ind Ltd | 三相出力配線の欠相検知装置 |
| CN106416051A (zh) * | 2014-06-26 | 2017-02-15 | 日立汽车系统株式会社 | 电动机驱动装置 |
| JP2016092992A (ja) * | 2014-11-06 | 2016-05-23 | ダイキン工業株式会社 | 電動機制御装置 |
| JP2018042316A (ja) * | 2016-09-05 | 2018-03-15 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | インバータ制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE112019002548T5 (de) | 2021-02-04 |
| JPWO2020003807A1 (ja) | 2021-06-10 |
| CN112292810B (zh) | 2024-04-05 |
| JP7069313B2 (ja) | 2022-05-17 |
| WO2020003807A1 (ja) | 2020-01-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6194113B2 (ja) | モータ駆動装置 | |
| JP4022630B2 (ja) | 電力変換制御装置、電力変換制御方法、および電力変換制御用プログラム | |
| US20130334937A1 (en) | Rotary electric machine driving system | |
| JPWO2008038338A1 (ja) | 永久磁石同期電動機のベクトル制御装置 | |
| US10263557B2 (en) | Drive system | |
| JP6159659B2 (ja) | 電力変換器の制御装置及び電気車 | |
| CN110235356B (zh) | 电机及其控制装置 | |
| WO2018101158A1 (ja) | モータとその制御装置 | |
| WO2018131318A1 (ja) | モータとその制御装置 | |
| CN109451783B (zh) | 6线3相马达、逆变装置以及马达系统 | |
| JP6113651B2 (ja) | 多相電動機駆動装置 | |
| WO2017090350A1 (ja) | 電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両 | |
| JP5135794B2 (ja) | モータ制御方法 | |
| CN110063018B (zh) | 励磁绕组型旋转电机 | |
| JP2021044954A (ja) | 交流回転機の制御装置 | |
| CN112292810B (zh) | 马达控制装置 | |
| JP2006050705A (ja) | 電動機制御装置 | |
| Cervone et al. | A constrained optimal model predictive control for mono inverter dual parallel pmsm drives | |
| JP6839896B2 (ja) | モータ制御装置および電動車両 | |
| CN113169696A (zh) | 控制方法及相关联的控制系统 | |
| US20230155533A1 (en) | Motor control device, electric vehicle, and motor control method | |
| CN114384296A (zh) | 电流检测装置 | |
| JP2012170283A (ja) | 回転電機制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| CB02 | Change of applicant information | ||
| CB02 | Change of applicant information |
Address after: Ibaraki Applicant after: Hitachi astemo Co.,Ltd. Address before: Ibaraki Applicant before: HITACHI AUTOMOTIVE SYSTEMS, Ltd. |
|
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |