CN101335499A - 一种四相永磁容错电动机的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种四相永磁容错电动机的控制方法，根据系统故障诊断情况自动决定控制模态，当系统处于正常状况时，采用SVPWM控制，当系统发生缺相故障时，采用容错转矩控制，且根据不同的缺相故障类型采用的不同的容错控制方案。本发明实现了四相永磁容错电动机在正常和缺相故障条件下的高性能运行，克服了传统的容错控制系统为了容错控制的方便而采用电流调节PWM来实现电流跟踪而降低系统正常工作时的稳态性能的不足，建立了四相永磁容错电动机在旋转坐标系下的数学模型，成功地将SVPWM策略应用于四相永磁容错电动机，提高了永磁容错电动机控制系统的动、静态性能及其可靠性。

Description

一种四相永磁容错电动机的控制方法

技术领域

本发明涉及一种四相永磁容错电动机的控制方法，适用于航空航天、军事装备等对可靠性有很高要求的特殊电气传动领域，属于电力传动控制的技术领域。

背景技术

电动作动器系统是飞行自动控制系统不可缺少的关键组成部分，它能否可靠工作直接决定飞行器是否能安全飞行，因此，高可靠电动作动器的研究受到了航空航天领域的广泛关注。可靠性技术的发展正经历从初级的余度技术发展到高级的容错技术。四相永磁容错电动机因具有高可靠性和容错性已在国外航空航天领域开始受到广泛关注。2004年，Mecrow教授将研制的四相永磁容错电机成功应用于飞机的燃油泵系统中，取得了很好的容错效果，大大地提高了燃油泵系统的可靠性，从而显示了四相永磁容错电机在航空系统中具有强大生命力。但国内对四相永磁容错电动机及其控制系统的研究很少。

针对四相永磁容错电动机的控制，目前主要有查表法和最优转矩控制法两种方案。两者相同之处在于都是通过电流控制器发生PWM波，实现电枢电流跟踪参考电流。不同之处在于二者参考电流的获得方法不一样。前者是在采样转子的位置和直流母线电压的基础上在电动机的特性表上查表而得，后者是通过设定以铜耗最小为目标、零脉动转矩为约束条件的一个价值函数而得到各相电流的解析式。查表法虽然简单易行但电动机的非线性、强耦合和局部饱和等因素大大降低了电动机特性曲线的精度，特别是在有故障发生时系统参数将发生变化，从而使该控制方案的调速性较差。最优转矩控制虽然理论上可以实现零转矩波动，但其对故障信号的辨识精度及数字信号的运算和处理速度要求很高，因此在工程上很难实现。

矢量控制通过空间矢量旋转变换实现了电机电流、磁链、转矩的解耦，使交流电机获得了同直流电机一样好的调速性能。特别地电压空间矢量控制(SVPWM)是一种适合同步电动机运行机理、满足圆形气隙磁场要求的高性能控制方法，其具有便于数字实现、开关损耗小、逆变器输出电压利用率高、谐波成分少及转矩波动小等突出优点，是各种应用于变频传动PWM方法中最好的一种。

但是，当缺相故障发生时，逆变器每一个开关状态对应电机空间电压矢量与电机参数和电机运行的状态相关，所以采用SVPWM方法实现电压调制是十分复杂的，即使通过补偿后，空间电压矢量在空间中的分布规律也不强，通过计算矢量作用时间来实现PWM调制十分困难。因此，在正常条件下具有优越调速性能的SVPWM控制在故障条件下并不可行。

正是由于SVPWM不适合于故障条件下的系统控制，所以目前的容错控制系统为了容错控制的方便而采用电流调节PWM来实现电流的跟踪。在缺相故障条件下采用电流调节PWM方法是一个权宜之计，但这种方法工作在正常模式时却不可避免地表现出稳态性能较差、转矩波动大、逆变器开关频率不固定且功率器件不能充分利用等不足，于是目前的容错控制系统虽然兼顾了容错控制的方便但牺牲了正常工作时系统的性能。因此设计一种控制方案，既能充分发挥SVPWM控制在电机正常工作时的优越性能，又能够方便实现故障条件下的电流跟踪是容错控制系统需要解决的关键问题之一。

对SVPWM方法的研究目前主要集中于三相电机系统，也有学者提出了五相电机和六相电机的SVPWM策略，但从目前公开发表的文献看还没有四相电机的SVPWM控制策略，因此研究四相永磁容错电动机的SVPWM控制，不仅可服务于四相永磁容错电动机的高性能控制，而且可以直接用于其他四相电动机的控制系统。

综上所述，在现有技术的基础上，在考虑可行性的前提下整合各种先进的控制方法和手段，设计出一种新的适用于四相永磁容错电动机的容错控制方法以实现其高可靠和高精度控制是非常重要和必要的。

发明内容

本发明的目的在于克服传统的容错控制系统为了容错控制的方便而采用电流调节PWM来实现电流跟踪而牺牲电动机正常情况下的稳态性能的不足，提出一种应用于四相永磁容错电动机的容错双模控制方法实现其在正常和缺相故障条件下的高性能运行；本发明的进一步的目的还在于，针对现有四相永磁容错电机在高精度和高可靠性控制方面的不足，提出一种不同于传统三相系统的SVPWM策略，将其应用于四相永磁容错电机的控制系统；基于现有四相永磁容错电机控制系统计算过分复杂而难于工程实现的不足，提出一种容错转矩控制策略，方便地实现其在故障条件下的无扰运行且最大限度地提高其在故障条件下的负载能力。

本发明的技术解决方案：提出一种应用于四相永磁容错电动机的容错双模控制方法实现其在正常和缺相故障条件下的高性能运行；提出了一种四相永磁容错电动机的空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)策略，并巧妙设计了零矢量的插入顺序和重合矢量的选择顺序，方便了DSP的数字实现；提出一种新颖的容错转矩控制策略，以形成圆形磁场为目标、以铜耗最小和最大转矩输出为约束条件来计算故障条件下各相电流的解析式，再通过电流跟踪实现其在故障条件下的无扰运行。本发明的具体解决方案可通过以下步骤实现：

(1)取控制周期T值，根据当前速度的给定值ω_r和当前速度值，对系统进行故障诊断；

(2)当系统处于正常模态时采用SVPWM策略；

(3)当系统处于缺相故障模态时采用容错转矩控制策略，且根据不同的缺相故障类型采用的不同的容错控制方案。

本发明的原理是：

(1)本发明通过故障诊断智能地选择不同的控制模态，这样既保证了电机在正常条件下采用SVPWM控制的优越的稳态性能又实现了电机在缺相故障条件下的电流跟踪而实现其无扰运行。

(2)四相永磁容错电机是一个多变量、非线性且强耦合的复杂系统，借助于空间矢量坐标变换可以简化其数学模型，为实现矢量解耦控制创造条件。

假设电机：四相绕组对称分布；气隙磁场为正弦波；铁磁部分磁路线性；转子无阻尼绕组，永磁体没有阻尼作用；相间互感为零(由于各相实现了电、磁隔离，因此这种假设是合理的)。则在四相静止坐标系中的电压方程可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\\ u_d\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{r}_s& 0& 0& 0\\ 0& r_s& 0& 0\\ 0& 0& r_s& 0\\ 0& 0& 0& r_s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ i_d\end{array}\right]+p\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_a\\ {\mathrm{\ψ}}_b\\ {\mathrm{\ψ}}_c\\ {\mathrm{\ψ}}_d\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中r_s为定子电枢相绕组；u_x、i_x、ψ_x(x＝a，b，c，d)分别为定子绕组各相的电压、电流和磁链；p为微分算子。

磁链方程用矩阵表示为：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_a\\ {\mathrm{\ψ}}_b\\ {\mathrm{\ψ}}_c\\ {\mathrm{\ψ}}_d\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{L}_{\mathrm{aa}}& 0& 0& 0\\ 0& L_{\mathrm{bb}}& 0& 0\\ 0& 0& L_{\mathrm{cc}}& 0\\ 0& 0& 0& L_{\mathrm{dd}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ i_d\end{array}\right]+{\mathrm{\ψ}}_f\left[\begin{array}{c}{\cos \mathrm{\θ}}_e\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_e\\ -\cos {\mathrm{\θ}}_e\\ {\sin \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，L_xx为定子绕组自感系数且有L_xx＝L；ψ_f为永磁体磁链；θ_e为转子轴线与定子A相绕组轴线夹角的电角度。定义n_p为转子极对数，则转矩方程为：

$T_e=n_p\left[\begin{array}{cccc}{i}_a& i_b& i_c& i_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{-\sin \mathrm{\θ}}_e\\ -\cos {\mathrm{\θ}}_e\\ \sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]{\mathrm{\ψ}}_f---\left(3\right)$

如图2所示，定义永磁体基波磁场方向d轴，顺着旋转方向超前d轴90度方向为系的轴为q轴；四相静止坐标系的轴为A、B、C、D，二相静止坐标系的轴为α、β。

四相瞬时磁势在二相静止坐标系的α、β轴上的投影变换为，

即有，

$\left[\begin{array}{c}{F}_{\mathrm{\α}}\\ F_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& -1& 0\\ 0& -1& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{F}_A\\ F_B\\ F_C\\ F_D\end{array}\right]---\left(5\right)$

二相静止磁势在二相旋转坐标系的d、q轴上的投影变换为，

$\left[\begin{array}{c}{F}_d\\ F_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& \sin {\mathrm{\θ}}_e\\ {-\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{F}_{\mathrm{\α}}\\ F_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(6\right)$

于是可得，

$\left[\begin{array}{c}{F}_d\\ F_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& -\sin {\mathrm{\θ}}_e& -\cos {\mathrm{\θ}}_e& \sin {\mathrm{\θ}}_e\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_e& -\cos {\mathrm{\θ}}_e& {\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{F}_A\\ F_B\\ F_C\\ F_D\end{array}\right]---\left(7\right)$

令式(7)中的变换阵扩充为单位正交矩阵并记为C有，

$C=\frac{\sqrt{2}}{2}\left[\begin{array}{cccc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& {-\sin \mathrm{\θ}}_e& {-\cos \mathrm{\θ}}_e& {\sin \mathrm{\θ}}_e\\ {-\sin \mathrm{\θ}}_e& {-\cos \mathrm{\θ}}_e& {\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\\ -1& 0& -1& 0\\ 0& 1& 0& 1\end{array}\right]---\left(8\right)$

C即为从四相静止坐标系到二相旋转坐标系的变换矩阵。于是，对式(1)、(2)、(3)分别进行坐标变换即可得四相永磁容错电机在二相旋转坐标系下的电压方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_d=r_s{i}_d+p{\mathrm{\ψ}}_d-{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_q\\ U_q=r_s{i}_q+p{\mathrm{\ψ}}_q+{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_d\end{array}\right.---\left(9\right)$

磁链方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_d=L_d{i}_d+\sqrt{2}{\mathrm{\ψ}}_f\\ {\mathrm{\ψ}}_q=L_q{i}_q\end{array}\right.---\left(10\right)$

转矩方程为：

$T_e=n_p[\sqrt{2}{\mathrm{\ψ}}_f{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q]---\left(11\right)$

另外，转矩平衡方程可表示为；

$J\frac{{\mathrm{d\ω}}_e}{\mathrm{dt}}=n_p(T_e-T_L-B\frac{{\mathrm{\ω}}_e}{n_p})---\left(12\right)$

式中，ψ_d、ψ_q、i_d、i_q、L_d、L_q分别为定子磁链、电流和电感在d、q轴上的分量，J为转子的转动惯量，T_L为负载转矩，B为阻尼系数。对比式(1)、(2)、(3)和(9)、(10)、(11)可以看出，通过坐标变换，电机的数学模型得到了简化，实现了四相永磁容错电磁转矩的解耦。

(3)采用可逆PWM控制的基于H全桥的逆变器共有16种开关信号的组合，从而构成16个基本电压空间矢量，其中有4个零矢量，4对重合矢量。本发明通过设计零矢量的插入顺序和重合矢量的选择顺序实现了功率开关次数最少。同时，为了使得磁链的运动速度平滑，零矢量不是集中地加入，而是将其平均分成几点，多点地插入到磁链轨迹中去，保证作用时间仍为t₀，这样以便减少电动机的脉动。另外，为了方便DSP的数字实现，在选择零矢量和基本电压空间矢量时还应做到任意一次电压空间矢量的变化只有一个桥臂的开关动作。

(4)容错转矩控制器以形成圆形磁场为目标，以铜耗最小和输出转矩最大为约束条件，这样消除了缺相条件下电机的原理性转矩形脉动且尽可能提高了电机在故障条件下的负载能力。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)针对正常模式和故障模式分别实施两种不同方案的控制策略，克服了传统采用单一的电流控制模式而使系统在正常工作时不便采用更优越的控制方法的不足。

(2)正常工作模式下采用的SVPWM控制策略不仅实现了电流、磁链和转矩的解耦，而且还减小了输出转矩的脉动和输出电流的谐波成分，并且还提高了电压的利用率。

(3)本发明设计的基于H桥的五段式电压空间PWM波形实现了功率开关管的开关次数最少，满足了任意一次电压空间矢量的变化只有一个桥臂的开关动作，做到了零矢量的分别插入，并且各基本电压空间矢量的作用时间相同，从而输出脉动很小的电流且方便了DSP的数字实现，成功地将传统的三相SVPWM技术用于四相永磁容错电动机的调速系统。

(4)本发明设计的容错转矩控制器的各相电流的解算以形成圆形磁场为目标，以铜耗最小和最大转矩输出为约束条件实现了电机在缺相故障条件下的无扰运行，且方便了工程实现并尽可能提高了系统在故障条件下的负载能力。

附图说明

图1是本发明的控制结构示意图；

图2是四相永磁容错电动机的坐标变化图；

图3是本发明方法的总流程图；

图4是本发明中系统处于正常模态时的工作流程图；

图5是本发明中系统处于缺相故障模态时的工作流程图；

图6是四相永磁容错电动机基本的电压空间矢量及其选择顺序图；

图7是五段式的四相PWM波形在扇区0、1、2、3中的信号图；

图8是采用本发明在正常条件下的转矩输出波形图；

图9是采用本发明在电机缺相条件下的转矩输出波形图；

图10是采用本发明的速度输出波形图。

具体实施方式

如图1所示，本发明的在实际应用时，利用双模控制器实现容错永磁电动机的容错控制，当系统正常工作时采用SVPWM控制，当系统缺相故障下采用容错转矩控制方式。具体步骤如图3所示：

(1)初始化控制系统的各个参数，取控制周期T值，通过上位机获取当前速度的给定值ω_r；

(2)对系统进行故障诊断；

(3)当故障检测到系统无故障时系统采用SVPWM控制；

(4)当故障检测到系统有故障时系统采用容错转矩控制。

如图4所示，当故障检测到系统无故障时系统采用SVPWM控制，其步骤为：

①给定转速ω_r与实际反馈ω作差，得到转速误差Δω；

②Δω经过转速控制器，得到q轴给定电流值i_qr，同时给定d轴电流值i_dr＝0；

③dq坐标系中d轴与q轴给定电流分别与其反馈电流作差，得到旋转坐标系下的两相电流误差；

④d轴与q轴电流误差经过电流PI调节器得到dq坐标系两相电压V_dr和V_qr；

⑤根据下列公式(13)，计算由两相电压V_dr、V_qr结合转子位置角反馈θ经dq/αβ坐标变换得到αβ坐标系下的两相电压V_αr、V_βr；

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\αr}}\\ V_{\mathrm{\βr}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& -\mathrm{si}{\mathrm{n\θ}}_e\\ \sin {\mathrm{\θ}}_e& \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dr}}\\ V_{\mathrm{qr}}\end{array}\right]---\left(13\right)$

⑥V_αref、V_βref作为期望电压矢量进行SVPWM调制，发出发脉冲输入四相H全桥逆变器，进而驱动四相永磁容错电动机；

⑦根据下列公式(14)，四相定子电流i_a、i_b、i_c、i_d经过abcd/αβ坐标变换得到i_α、i_β

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& -1& 0\\ 0& -1& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ i_d\end{array}\right]---\left(14\right)$

⑧根据下列公式(15)，两相电流i_α、i_β结合转子位置反馈角θ经过αβ/dq坐标变得到i_d、i_q，作为下一周期电流比较的根据，反馈到第③步；

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& \sin {\mathrm{\θ}}_e\\ -\sin {\mathrm{\θ}}_e& \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(15\right)$

⑨转子位置角反馈到第⑤步和第⑧步，转速ω反馈到第①步。

其中，V_αref、V_βref作为期望电压矢量进行SVPWM调制，其步骤为：

①如图6所示，根据V_αref、V_βref的值判断所在的扇区并选择相应的零矢量和基本空间电压矢量，即在0扇区，U_x＝U₀，i_x±45＝U₄₅；在1扇区，U_x＝U₉₀，U_x±45＝U₄₅，其余依次类推。同时，在不同的扇区插入不同的零矢量。具体地说，在0、1扇区插入O₁₁₁₁，在2、3扇区插入O₀₀₀₀，在4、5扇区插入O₀₁₀₁，在6、7扇区插入O₁₀₁₀。

②根据公式(16)计算零矢量和基本空间电压矢量在周期T内的作用时间。

在此基础上得出了五段式的空间电压矢量PWM波形在0、1、2、3扇区如图7所表示。由图7可以看出，这种设计具有如下的特点：

·达到了功率开关次数最少；

·任意一次空间电压矢量的变化只有一个桥被臂的开关动作；

·在不同的扇区插入了不同的零矢量，且各零矢量的作用时间相同；

·电机正反转每个扇区的两个相临基本矢量U_x和U_x±45的选择顺序不变，也就是说电机的正反转只与扇区的选择顺序有关。正转时(磁链逆时针旋转)，扇区的顺序是0-1-2-3-4-5-6-7-0；反转时，扇区的顺序是7-6-5-4-3-2-1-0-7。

如图5所示，当故障检测到系统有故障时系统采用容错转矩控制器，其步骤为：

①给定转速ω_ref与实际反馈ω作差，得到转速误差Δω；

②Δω经过转速控制器，得到容错转矩控制器的电流幅值参考值I_mr；

③根据故障判别结果进行容错控制，其具体的方法为以保持故障前的圆形磁场为目标，以铜耗最小和最大转矩输出为约束条件，在仍保持电流正弦波输出的条件下求解各相电流的解析式，

当A、B、C、D相分别开路时，各相电流解析式分别由下列公式(17)、(18)、(19)、(20)确定：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=0\\ i_{\mathrm{bref}}=I_{\mathrm{mr}}{\cos \mathrm{\θ}}_e\\ i_{\mathrm{cref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(17\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{bref}}=0\\ i_{\mathrm{cref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(18\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}={2I}_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{bref}}=I_{\mathrm{mr}}{\cos \mathrm{\θ}}_e\\ i_{\mathrm{cref}}=0\\ i_{\mathrm{dref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(19\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=I_{\mathrm{mr}}({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{bref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_e\right)\\ i_{\mathrm{cref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}=0}\end{array}\right.---\left(20\right)$

其中θ_e为转子电角度，且有θ_e＝n_pθ，n_p为电机极对数。C、D相分别开路的情况可依次类推。同时，当任意相临的两相缺相时，电机仍可以调整剩余两相的幅值来实现无扰动运行，如在当电机在A、B相缺相运行时的各相期望电流由公式(21)所决定，

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=0\\ i_{\mathrm{bref}}=0\\ i_{\mathrm{cref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}}={2I}_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(21\right)$

B、C相开路时的各相期望电流由公式(22)所决定，

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}={2I}_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{bref}}=0\\ i_{\mathrm{cref}}=0\\ i_{\mathrm{dref}}={2I}_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(22\right)$

C、D相开路时的各相期望电流由公式(23)所决定，

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}={2I}_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{bref}}={2I}_{\mathrm{mr}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_e\right)\\ i_{\mathrm{cref}}=0\\ i_{\mathrm{dref}}=0\end{array}\right.---\left(23\right)$

D、A相开路时的各相期望电流由公式(24)所决定；

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=0\\ i_{\mathrm{bref}}={2I}_{\mathrm{mr}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_e\right)\\ i_{\mathrm{cref}}={2I}_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}}=0\end{array}\right.---\left(24\right)$

④四相电流给定值i_ar、i_br、i_cr、i_dr分别与四相电流实际反馈值i_a、i_b、i_c、i_d比较得到四相电流误差给电流滞环比较器；

⑤电流滞环比较器根据四相电流误差决定逆变器的开关状态，发触发脉冲；

⑥触发脉冲驱动逆变器给四相永磁容错电动机供电，转速ω反馈到第①步，转子位置反馈到第③步。

本实施例中系统参数选择如下：定子绕组电阻r_s＝0.125Ω，各相自感L_X＝1.116mH(X＝A，B，C，D)，转子的转动惯量J＝2.5×10^-4Kg·m²，极对数为3，相数为4，转子磁链ψ_f＝0.09Wb，额定负载转矩T_L＝2N·m，额定电流为10A。电机给定速度ω_ref＝3000r/m，转速调节器采用PI控制且限幅为10，滞环环宽为0.06，SVPWM的电流环采用PI控制(k_pi＝0.4，k_ii＝1)。

在空载时启动到给定速度，在t＝0.5s时候突加负载转矩T_L＝1.2N·m，在电机正常情况采用SVPWM控制和A相开路时候采用容错转矩控制的输出转矩对比仿真波形分别如图8、图9所示。从图中可以看出，采用本发明的双模控制方案可实现转矩的跟踪，同时可以看出，正常模态下采用SVPWM控制时的转矩脉动较小，而采用基于电流调节PWM的控制方式转矩波动稍大，这一方面证明了SVPWM控制的优越性，同时也说明了容错转矩控制的可行性。

图10是采用本发明的速度响应图，横坐标表时间，单位为秒，纵坐标表转子速度，单位为r/m。在额定转矩下启动，在t＝4s时系统发生B相开路故障，图10中上面的矩形脉冲表速度给定，下边的曲线表采用本发明的速度响应。从响应曲线可以看出，在系统发生故障前，采用SVPWM控制系统响应快速，有很好的动、静态特性，在系统发生B相开路故障后，采用容错转矩控制基本上实现了速度的跟踪，只是与SVPWM控制相比表现出较大的波动，这正是电流调节PWM与电压调节的SVPWM相比所固有的不足之处。

从以上仿真波形可以看出，本发明的基于SVPWM和容错转矩控制的双模控制策略不仅实现了电机在正常工作时的高性能控制，而且实现了电机在故障条件下的无扰运行，从而弥补了传统容错系统因考虑容错控制的需要采用单一的电流调节PWM控制而牺牲正常情况下的稳态性能的不足，同时证明了本发明提出的四相永磁容错电动机的SVPWM控制策略的正确性和优越，也证明了本发明提出的容错转矩控制的正确和行性，从而为四相永磁容错电动实现高精度和高可靠性控制提供了理论依据和实践基础。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (6)

1、一种四相永磁容错电动机的控制方法，其特征在于：根据系统故障诊断情况选择控制模态，当系统处于正常状况时，采用SVPWM控制，当系统发生缺相故障时，采用容错转矩控制，且根据不同的缺相故障类型采用的不同的容错控制方案。

2、根据权利要求1所述的四相永磁容错电动机的一种高性能控制方法，其特征在于，所述当系统处于正常状况时，采用SVPWM控制，其步骤进一步为：

①给定转速ω_r与实际反馈ω作差，得到转速误差Δω；

②Δω经过转速控制器，得到q轴给定电流值i_qr，同时给定d轴电流值i_dr＝0；

③dq坐标系中d轴与q轴给定电流分别与其反馈电流作差，得到旋转坐标系下的两相电流误差；

④d轴与q轴电流误差经过电流PI调节器得到dq坐标系两相电压V_dr和V_qr；

⑤根据下列公式(1)，计算由两相电压V_dr、V_qr结合转子位置角反馈θ经dq/αβ坐标变换得到αβ坐标系下的两相电压V_αr、V_βr；

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\αr}}\\ V_{\mathrm{\βr}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& -\sin {\mathrm{\θ}}_e\\ {\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dr}}\\ V_{\mathrm{qr}}\end{array}\right]---\left(1\right)$

⑥V_αref、V_βref作为期望电压矢量进行SVPWM调制，发触发脉冲输入四相H全桥逆变器，进而驱动四相永磁容错电动机；

⑦根据下列公式(2)，四相定子电流i_a、i_b、i_c、i_d经过abcd/αβ坐标变换得到i_α、i_β

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& -1& 0\\ 0& -1& 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\\ i_d\end{array}\right]---\left(2\right)$

⑧根据下列公式(3)，两相电流i_α、i_β结合转子位置反馈角θ经过αβ/dq坐标变得到i_d、i_q，作为下一周期电流比较的根据，反馈到第③步；

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& {\sin \mathrm{\θ}}_e\\ -{\sin \mathrm{\θ}}_e& {\cos \mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

⑨转子位置角反馈到第⑤步和第⑧步，转速ω反馈到第①步。

3、根据权利要求1所述的四相永磁容错电动机的一种高性能控制方法，其特征在于，当系统发生缺相故障时，采用容错转矩控制器，其步骤进一步为：

①给定转速ω_ref与实际反馈ω作差，得到转速误差Δω；

②Δω经过转速控制器，得到容错转矩控制器的电流幅值参考值I_mr；

③根据故障判别结果进行容错控制，其具体的方法为以保持故障前的圆形磁场为目标，以铜耗最小和最大转矩输出为约束条件，在仍保持电流正弦波输出的条件下求解各相电流的解析式，

当A、B、C、D相分别开路时，各相电流解析式分别由下列公式(4)、(5)、(6)、(7)确定：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=0\\ i_{\mathrm{bref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos {\mathrm{\θ}}_e\\ i_{\mathrm{cref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(4\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{bref}}=0\\ i_{\mathrm{cref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(5\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{bref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos {\mathrm{\θ}}_e\\ i_{\mathrm{cref}}=0\\ i_{\mathrm{dref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(6\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{bref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_e\right)\\ i_{\mathrm{cref}}=I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}}=0\end{array}\right.---\left(7\right)$

以上式中θ_e为转子电角度，且有θ_e＝n_pθ，n_p为电机极对数。同时，当任意相临的两相缺相时，电机仍可以调整剩余两相的幅值和相位来满足圆形磁场条件而实现其无扰运行，如在当电机A、B相缺相运行时的各相期望电流由公式(8)所决定，其余情况可依此类推；

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{aref}}=0\\ i_{\mathrm{bref}}=0\\ i_{\mathrm{cref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/2)\\ i_{\mathrm{dref}}=2I_{\mathrm{mr}}\cos ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(8\right)$

④四相电流给定值i_ar、i_br、i_cr、i_dr分别与四相电流实际反馈值i_a、i_b、i_c、i_d比较得到四相电流误差给电流滞环比较器；

⑤电流滞环比较器根据四相电流误差发触发脉冲以决定逆变器的开关状态；

⑥触发脉冲驱动逆变器给四相永磁容错电动机供电，转速ω反馈到第①步，转子位置反馈到第③步。

4、根据权利要求2所述的四相永磁容错电动机的一种高性能控制方法，其特征在于所述步骤⑥中，V_αref、V_βref作为期望电压矢量进行SVPWM调制，其步骤为：

①根据V_αref、V_βref的值判断定子磁势所在的扇区并选择相应的零矢量和基本空间电压矢量；

②根据公式(9)计算基本空间电压矢量和零矢量在周期T内的作用时间。

5、根据权利要求3所述的四相永磁容错电动机的一种高性能控制方法，其特征在于所述步骤③中，根据故障判别结果计算各相参考电流，其特征为：

①故障发生后的磁势与故障前一样，即以形成圆形磁场为目标；

②故障发生后相电流以铜耗最小为约束条件之一；

③故障发生后相电流以最大转矩输出为约束条件之二，即使故障发生后的定子磁势垂直于转子磁势Ψ_f且沿着转子的旋转方向超前90°。

6、根据权利要求4所述的四相永磁容错电动机的一种高性能控制方法，其特征在于所述步骤①中，根据V_αref、V_βref的值判断定子磁势所在的扇区并选择相应的零矢量和基本空间电压矢量，其特征为：

①功率开关次数达到最少；

②任意一次空间电压矢量的变化只有一个桥臂的开关动作；

③在不同的扇区插入了不同的零矢量并选择不同的重合矢量，且各零矢量的作用时间相同，且磁链旋转一周16个矢量都被利用到；

④电机正反转每个扇区的两个相临基本矢量U_x和U_x±45的选择顺序不变，也就是说电机的正反转只与扇区的选择顺序有关。

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