CN102790575B - 基于电流预测的永磁同步电机控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电流预测的永磁同步电机控制方法，属于永磁同步电机控制领域。该方法主要包括改进的电流预测步骤和与其结合的基于锁相环思想的无传感器转速、转角位置辨识步骤。根据检测到的电机定子电流与电流指令提前一个开关周期预测电机定子电流，并预测相应的控制电压，再根据估测的电机反电动势辨识电机转速及转角位置信息。本发明还提供实现上述控制方法的控制系统，包括转速调节器、电流预测单元、反电动势估算单元、控制器和空间矢量调制单元。本发明保证永磁同步电机在参数发生变化时还能安全、高效的运行，在永磁同步电机控制领域中具有很好的应用前景。

Description

基于电流预测的永磁同步电机控制方法及系统

技术领域

本发明涉及永磁同步电机控制策略，特别涉及基于锁相环(PLL)无传感器、电流预测的永磁同步电机控制方法。

背景技术

直驱永磁风力发电机组在运行效率、可靠性、并网控制、故障穿越等方面相比双馈型风电机组具有较多优势，加之近年来永磁材料价格走低，使其迅速成为变速恒频风力发电领域的重要发展方向。在直驱风力发电系统中，电机侧变流器通过控制发电机的转速实现风能与电能能量转换，而风又具有“忽有忽无、随时变化”的特点，因此如何保证机侧变流器具有良好的动、静态特性成为了永磁同步发电机技术的研究热点之一；另外，永磁同步发电机常与风力机直接相连接，其机械结构往往使编码器无法安装，并且编码器易受环境等因素影响，可靠性差。为此，简单、可靠的无传感器技术亦成为了直驱永磁风力发电技术的研究热点之一。

鉴于结合空间矢量调制(SVPWM)技术的预测控制算法具有可实现电流的快速精确控制、开关频率恒定且电流纹波较低、适于数字实现等优点，一些科研工作者将这种方法引用到永磁同步电机的控制系统中，但是预测控制算法本质上是一种基于模型的控制算法，对电机模型参数的失配比较敏感，而电机又存在精确参数不宜获知、运行中参数易发生变化等特点，因此亟需解决预测控制算法参数鲁棒性差的问题。

为了达到电机控制的目的，在电机运转过程中需实时获知电机的转速和转角信息，而传统的机械式编码器存在安装困难，编码器易受环境因素影响，可靠性差等问题，为此，近年来无传感器技术得到了快速发展。但由于不同电机、不同控制方式的电气特性的差异，使得无传感器技术不具有普遍适用性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于电流预测的永磁同步电机控制方法，保证永磁同步电机在参数发生变化时还能安全、高效的运行。

本发明的另一目的在于提供上述控制方法的装置。

基于电流预测的永磁同步电机控制方法，通过脉宽调制控制电机，所述脉宽调制所需的电压指令按照如下方式产生：

$u_r^{*}\left(k\right)=H_m^{-1}\·I^{*}\left(k\right)-H_m^{-1}{G}_m\·I(k+1)-e\left(k\right)$

其中，I(k+1)＝(1-D)I^*(k)+D(2I(k)-I(k-1))

$H_m^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{dm}}/T_s& 0\\ 0& L_{\mathrm{qm}}/T_s\end{array}\right]$

$G_m=\left[\begin{array}{cc}1-T_s{R}_s/L_{\mathrm{dm}}& T_s{L}_{\mathrm{qm}}{\mathrm{\ω}}_e/L_{\mathrm{dm}}\\ -T_s{L}_{\mathrm{dm}}{\mathrm{\ω}}_e/L_{\mathrm{qm}}& 1-T_s{R}_s/L_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]$

I(k)为电机在第k个采样时刻的电流值，I^*(k)为电流参考指令，e(k)为反电动势，L_dm,L_qm分别为交、直轴电感估计值，T_s为开关周期，Rs为定子绕组电阻，ω_e为转子电气角速度，D∈(0,1)

实现所述永磁同步电机控制方法的控制系统，包括转速调节器、电流预测单元、反电动势估算单元、控制器和空间矢量调制单元，转速调节器、电流预测单元和反电动势估算单元的输出端连接控制器的输入端，控制器的输出端连接空间矢量调制单元和反电动势估算单元的输入端。

本发明的效果体现在：针对传统预测控制存在对电机模型参数的失配比较敏感的问题，提出了解决方法。分析了预测控制影响系统稳定的两个因素：一是电流、电压前向假设近似的深度，二是输出电压中各项权重系数。传统预测控制不仅对电流进行前向假设近似，也对输出电压也进行假设近似，所以导致系统前向假设深度太深，同时控制器中前向假设电压、电流存在迭代关系，进而导致输出电压中各项权重系数较大。本发明中，结合无差拍控制的思想，仅对电机电流进行预测，且只使用一阶拉格朗日插值公式，前向假设深度较低；另外结合电流指令，对预测电流权值系数进行调整，也降低了输出电压中各项权重系数，达到提高系统稳定型的目的。

本发明既保留了传统预测控制算法快速精确控制、电流纹波小及易于数字实现等优点，又同时具备一定的算法鲁棒性，能够保证电机在全工况运行过程中安全、高效运行。另外基于PLL的锁相技术通过结合电压指令进行反电动势估算，省去了电压霍尔及电压信号后期处理的问题。特别的结合直驱性风力发电系统的特点：永磁同步电机在风速达到切入风速时才开始控制，此时电机转速基本达到额定转速的30％，电机反电动势数值已足以保证锁相精度，在这种工况下，结合本发明的电流预测方法可实现永磁同步电机无传感器控制。

附图说明

图1为本发明控制原理图；

图2为本发明控制系统结构框图；

图3为本发明反电动势估算模块结构框图；

图4为本发明中在电机参数存在一定比例变化时锁相结果示意图；

图5为本发明中在电机参数存在一定比例变化时电流控制波形示意图。

具体实施方式

本发明的技术构思为：分析永磁同步电机数学模型，基于该模型得到电机转矩方程、电压方程、磁链方程、运动方程，并根据数字控制理论、无差拍控制理论得到理想条件下电机控制方程或者控制框图。考虑电机数字控制的实际问题：系统存在采样延迟，算法运算延迟，电机参数不宜精确获得及电机运行中参数会发生变化等问题，需对理想条件下的电机控制方程进行修正：结合预测控制算法，提前一个开关周期预测电机输出电流，并在此基础上预测输出控制电压指令，以此抵消由于系统采样、运算等造成的延时；通过对预测的电机电流进行适当处理，进而提高控制系统的鲁棒性，达到控制的目的。结合电网电压PLL锁相思想，通过估测电机反电动势，进而得到电机转子磁链位置，实现软件辨识电机转速、转角位置信息的功能，消除机械式编码器带来的问题。针对反电动势估算中，电机端口电压难于采样的难题，本发明使用指令电压代替采样电压，该方法不仅可省去电压霍尔等硬件成本，还免去了对采用电压信号处理的问题。

下面结合附图对本发明具体实施方式进行阐述。

根据永磁同步电机物理模型，列出理想条件下电机控制方程：

$u_r^{*}\left(k\right)=H_m^{-1}\·I^{*}\left(k\right)-H_m^{-1}{G}_m\·I\left(k\right)-e\left(k\right)---\left(1\right)$

其中： $u_r^{*}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{rd}}^{*}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{rq}}^{*}\left(k\right)\end{array}\right],$ $I^{*}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{I}_d^{*}\left(k\right)\\ I_q^{*}\left(k\right)\end{array}\right],$ $I\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{I}_d\left(k\right)\\ I_q\left(k\right)\end{array}\right],$

$e\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{e}_d\left(k\right)\\ e_q\left(k\right)\end{array}\right],$ $G_m=\left[\begin{array}{cc}1-T_s{R}_s/L_{\mathrm{dm}}& T_s{L}_{\mathrm{qm}}{\mathrm{\ω}}_e/L_{\mathrm{dm}}\\ -T_s{L}_{\mathrm{dm}}{\mathrm{\ω}}_e/L_{\mathrm{qm}}& 1-T_s{R}_s/L_{\mathrm{qm}}\end{array}\right],$ $H_m^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{dm}}/T_s& 0\\ 0& L_{\mathrm{qm}}/T_s\end{array}\right]$

‘k’为离散域采样时刻，k＝1,2,3…n，T_s为采样周期，I(k)为电机在kT_s时刻电流值，其他同类型变量意义相同；

u _rq,u_rd为交、直轴定子电压；

I_q,I_d为交、直轴定子电流；

e_q,e_d为交、直轴反电动势；

ω_e为转子电气角速度；

Rs为定子绕组电阻；

L_q,L_d为交、直轴电感实际值，带“m”下标表示估计值；

带“*”上标为对应变量指令值。

考虑到数字实现中存在控制滞后问题，亦即kT_s时刻指令u_r ^*(k)在(k+1)T_s时刻执行。但(k+1)T_s时刻理论上电压指令应为：

$u_r^{*}(k+1)=H_m^{-1}\·I^{*}(k+1)-H_m^{-1}{G}_m\·I(k+1)-e(k+1)---\left(2\right)$

其中I^*(k+1)为指令值，电机在旋转坐标系下的指令值不变，故该值不用改变。

对于I(k+1)，可使用电流预测算法，对第(k+1)T_s时刻电流进行预测，本方法中使用拉格朗日插值定理和指令电流结合的方式进行预测，表达式为式(3)：

I(k+1)＝(1-D)I^*(k)+D(2I(k)-I(k-1))   (3)

其中D为权值系数，需满足条件D∈(0，1)。

对于反电动势e(k+1)，亦可使用预测算法进行预测，但考虑到在dq坐标系下永磁同步电机反电动势为直流量，故假定：

e(k+1)≈e(k)   (4)

e(k)可通过电机模型估算得到，但考虑到估算反电动势中存在高频分量，而该高频分量易造成系统不稳定，特使用低通滤波器：

$\tilde{E}\left(k\right)=J_{m}I\left(k\right)-H_m^{-1}I(k-1)-u_r^{*}(k-1)---\left(5\right)$

其中 $\tilde{E}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{\tilde{E}}_d\left(k\right)\\ -{\tilde{E}}_q\left(k\right)\end{array}\right],$ $J_m=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{dm}}/T_s+R_{\mathrm{sm}}& -{\mathrm{\ω}}_e{L}_{\mathrm{qm}}\\ {\mathrm{\ω}}_e{L}_{\mathrm{dm}}& L_{\mathrm{qm}}/T_s+R_{\mathrm{sm}}\end{array}\right]$

$e\left(k\right)=\mathrm{ae}(k-1)+b\tilde{E}\left(k\right)---\left(6\right)$

其中a,b为一阶低通滤波器离散化数值，限制条件为低通滤波器截止频率高于系统带宽。

至此，得到改进后的电机控制方程：

$\begin{array}{c}{u}_r^{*}\left(k\right)=H_m^{-1}\·I^{*}\left(k\right)-H_m^{-1}{G}_m\·I(k+1)-e\left(k\right)\\ I(k+1)=(I-D)I^{*}\left(k\right)+D(2I\left(k\right)-I(k-1))\\ e\left(k\right)=\mathrm{ae}(k-1)+b(J_{m}I\left(k\right)-H_m^{-1}I(k-1)-u_r^{*}(k-1))\end{array}---\left(7\right)$

另外，本方法需在基于转子磁场定向的旋转坐标系(dq坐标系)下进行运算，这就要求知道电机转角位置信息，且在电机控制中需进行转速环闭环控制，亦即需要转速信息。根据电机的端口电气特性，通过无传感器技术可实时辨识电机转速及电机转角位置信息。

鉴于控制方法中需要实时估算电机反电动势，而电机反电动势与磁链及转速存在如下关系：

e＝ω_eψ_f   (8)

其中，ψ_f为永磁体磁链。

通过式(8)知道磁链与反电动势具有相同的相角信息，故通过对反电动势进行锁相即可得到电机转速及转角信息。利用电机转角位置信息对采集的电机电流i_a,i_b转化dq坐标系下的交、直轴电流I_q,I_d，通过对电机转速进行闭环控制得到电流参考指令I^*(k)。

实现上述永磁同步电机控制方法的控制系统如图2所示，包括采样单元、转速调节器、电流预测单元、反电动势估算单元、控制器和空间矢量调制单元，采样电路的输出端连接反电动势估算单元的第一输入端，反电动势估算单元的第一、二、三输出端分别连接转速调解器的输入端、电流预测单元的输入端和控制器的第一输入端；转速调节器和电流预测单元的输出端分别连接控制器的第二、三输入端，控制器的输出端分别连接空间矢量调制单元的输入端和反电动势估算单元的第二输入端。

具体操作为：采样电路采样电机端口电流i_a,i_b，将信号处理后送至反电动势估算单元，反电动势估算单元依据i_a,i_b计算得到反电动势e(k)，进而得到相应的转速ω_e及转角位置信息θ_s，并将i_a,i_b转化dq坐标系下的交、直轴电流I_q,I_d；转速调解器对转速进行闭环控制生成电流参考指令I^*(k)；电流预测单元依据当前时刻以及上一个采样时刻的交、直轴电流I_q,I_d生成预测电流I(k+1)；控制器结合电流参考指令I^*(k)、预测电流I(k+1)以及反电动势e(k)生成电压指令u_r ^*(k)，后经过SVPWM模块，产生驱动信号，经外部驱动调理电路送至PWM整流器，并周而复始进行运算控制，实现永磁同步电机侧变流器控制的目的。

反电动势估算单元的结构框图参见图3，包括坐标变换模块、反电动势估算模块和PLL模块。坐标变换模块首先根据前一采样时刻的转角位置信息将i_a,i_b转换到dq坐标系下的交、直轴电流I′_q,I′_d，反电动势估算模块接收I′_q,I′_d，并结合电压指令u_r ^*(k)和电机模型计算得到反电动势e(k)，PLL模块根据反电动势e(k)计算得到当前的转速及转角位置信息，坐标变换模块再依据当前的转角位置信息将i_a,i_b转到dq坐标系下的交、直轴电流I_q,I_d。

图4为在电机电感参数存在±50％(波动比例表示为m，m＝L_qm/L_q或L_dm/L_d)波动时应用本发明的锁相结果示意图，图5为在电机电感参数存在±50％波动时应用本发明的电流波形示意图。图中可以看出，本发明基于电流预测的永磁同步电机控制方法，在电机参数波动±50％时也能保证其良好的动、静态特性，通过现代控制理论分析，使用朱利判据论证，表明本发明具有良好的稳定性及一定的鲁棒性。转速及转角位置辨识误差极小，且算法简单，能满足电机运行时的特性需要。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.基于电流预测的永磁同步电机控制方法，具体为，通过脉宽调制控制电机，所述脉宽调制所需的电压指令按照如下方式产生：

$u_r^{*}\left(k\right)=H_m^{-1}\·I^{*}\left(k\right)-H_m^{-1}{G}_m\·(k+1)-e\left(k\right)$

其中，I(k+1)＝(1-D)I^*(k)+D(2I(k)-I(k-1))

$H_m^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{dm}}/T_s& 0\\ 0& L_{\mathrm{qm}}/T_s\end{array}\right]$

$G_m=\left[\begin{array}{cc}1-T_s{R}_s/L_{\mathrm{dm}}& T_s{L}_{\mathrm{qm}}{\mathrm{\ω}}_e/L_{\mathrm{dm}}\\ -T_s{L}_{\mathrm{dm}}{\mathrm{\ω}}_e/L_{\mathrm{qm}}& 1-T_s{R}_s/L_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]$

I(k)为电机在第k个采样时刻的电流值，I^*(k)为电流参考指令，e(k)为反电动势，L_dm,L_qm分别为交、直轴电感估计值，T_s为开关周期，Rs为定子绕组电阻，ω_e为转子电气角速度，D∈(0,1)；

反电动势 $e\left(k\right)=\mathrm{ae}(k-1)+b(J_{m}I\left(k\right)-H_m^{-1}I(k-1)-u_r^{*}(k-1)),$ 其中， $J_m=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{dm}}/T_s+R_{\mathrm{sm}}& -{\mathrm{\ω}}_e{L}_{\mathrm{qm}}\\ {\mathrm{\ω}}_e{L}_{\mathrm{dm}}& L_{\mathrm{qm}}/T_s+R_{\mathrm{sm}}\end{array}\right],$ R_sm为定子绕组电阻估计值，a,b为一阶低通滤波器离散化数值，限制条件为低通滤波器截止频率高于系统带宽。

2.实现权利要求1所述永磁同步电机控制方法的控制系统，包括转速调节器、电流预测单元、反电动势估算单元、控制器和空间矢量调制单元，转速调节器、电流预测单元和反电动势估算单元的输出端连接控制器的输入端，控制器的输出端连接空间矢量调制单元和反电动势估算单元的输入端。