CN112103982A - 基于傅里叶分解的mmc小信号阻抗建模方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法,包括以下步骤:步骤1:建立MMC时域状态空间模型;步骤2:通过傅里叶分解将MMC时域状态空间模型转换至频域,得到MMC频域定常模型;步骤3:在MMC频域定常模型上对MMC的稳态工作点进行求解;步骤4:在稳态工作点对MMC进行微扰线性化,得到MMC的小信号模型;步骤5:向MMC注入频率为ωp的电压扰动Δup,通过建立的小信号模型计算在ωp频率下对应的电流响应Δip;步骤6:将扰动电压和对应的扰动电流相除,得到MMC在该扰动频率下的阻抗;步骤7:改变扰动频率的大小,重复步骤5和步骤6,得到MMC在一定范围内的阻抗曲线。本发明解决了现有模型不能够考虑MMC内部谐波耦合的问题,使建立的模型更为精确。
Description
技术领域
本发明涉及电力系统输配电技术领域,尤其涉及一种基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法。
背景技术
由于模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)具有模块化结构,效率高,体积小,输出波形质量高,易于安装、维护等优点,在高压直流输电(HighVoltage Direct Current,HVDC)和异步电网互联系统中得到了广泛应用。但近年来国内外多个柔性直流工程在调试或运行过程中出现了高频谐波谐振现象,基于MMC的光伏、风电及直流输电系统也多次出现了频率为20~30Hz的次同步振荡现象,严重影响着系统的安全运行。由于MMC结构相比于传统的两电平、三电平换流器要复杂,导致它的控制系统要比传统的换流器更为复杂,MMC的多时间尺度动态控制特性及其与电网之间的相互作用是导致系统振荡事故频发主要因素。因此,针对MMC-HVDC系统的稳定性分析就显得尤为重要。
MMC小信号模型是分析MMC-HVDC系统的稳定性的重要工具。由于MMC在稳态运行时桥臂电流和电容电压中具有多种频次谐波分量,具有典型的时变非线性多频率响应特征,导致传统电力电子变换器的建模方法和线性系统分析方法均难以直接应用于MMC。目前对于MMC的小信号建模方法大致可以分为时域和频域两类。时域建模法通过获得系统的参数矩阵进而基于特征值和根轨迹分析系统的小信号稳定性。时域建模方法虽然可以描述MMC的内部动态特性,但建模过程复杂,且难以解释MMC内部复杂的谐波耦合问题,应用于交直流系统稳定性分析时有较大局限性。
频域分析法通过建立系统频域阻抗模型,进而利用阻抗稳定判据和Bode图等频域分析工具研究交直流系统小信号稳定性,并可通过信号测试法对MMC及交流系统频域阻抗进行测量验证,在实际MMC-HVDC系统稳定性分析中更为适用。目前针对MMC进行频域建模的方法主要包括谐波线性化和傅里叶分解法。多谐波线性化的基本思路是在系统的激励中注入特定频率下的小扰动信号,分别推导状态变量中扰动频率所对应的响应,从而获得考虑小扰动分量的线性模型;随后再将线性模型中的电压与电流相除即可获得系统的小信号阻抗,进而实现系统稳定性的分析。但使用谐波线性化方法对MMC进行建模时,其过程复杂,不利于计算机编程实现。采用傅里叶分解法对MMC进行建模时可以克服上述缺点。傅里叶分解法通过将时域模型转化至频域,然后在稳态工作点进行小扰动分析即可得到MMC的小信号阻抗模型,建模过程较为简单,并且易于编程求解,模型精度更高。但传统的傅里叶分解法采用推导的方式进行建模,且没有考虑MMC内部谐波耦合,模型精度仍然有待提高。
发明内容
针对上述现有技术的不足,本发明提供一种基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法,旨在解决现有MMC小信号阻抗建模方法不精确的技术问题,并且能够将该模型应用于分析基于MMC的高压直流输电系统的稳定性,进而提高基于MMC的高压直流输电系统运行可靠性。
为解决上述技术问题,本发明的技术方案如下:
一种基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法,所述MMC包括与三相交流电一一对应的三相桥臂,三相桥臂并联;每相桥臂均包含串联的上桥臂与下桥臂,并且上桥臂包含串联的N个子模块,下桥臂包含串联的N个子模块,包括以下步骤:
其中,A(t),B(t)是表征MMC电路参数的矩阵,x(t)为所选取的状态变量,ic(t)为相环流,为上桥臂电容电压之和,为下桥臂电容电压之和,ig(t)为交流侧电流,u(t)为所选取的输出变量,u(t)=[Udc,0,0,ug(t)]T,Udc为直流侧电压,ug(t)为交流侧电压;
步骤2,基于Fourier级数分解,通过傅里叶分解将所述MMC时域状态空间模型转化为频域方程,得到MMC频域定常模型sX=(A-Q)X+BU;
其中,元素X,U,A,B分别对应于所述MMC时域状态空间模型中的x(t),u(t),A(t),B(t),Q表示频率信息的对角矩阵;
步骤3,在所述MMC频域定常模型上对MMC的稳态工作点进行求解,MMC在稳态运行时,所述MMC频域定常模型中的复变量s趋近于零,对所述MMC频域定常模型sX=(A-Q)X+BU求逆,得到系统的稳态工作点Xss=-(A-Q)-1(BU);
步骤4,将小扰动分析法应用于所述MMC时域状态空间模型,得到时域状态方程:
其中,符号“Δ”表示小扰动信号,扰动项ΔB(t)=0,忽略式中的2次项后得到线性化时域状态方程:
将所述线性化时域状态方程转化到频域,当系统稳态运行时,复变量s趋于0,将所述稳态工作点和所述线性化时域状态方程整理为矩阵形式后得到MMC小信号模型:
ΔAX+(A-ΔQ)ΔX+BΔU=0;
将所述稳态工作点代入所述MMC小信号模型后,对于一个给定的输入信号扰动ΔU,解出状态变量的扰动响应:
ΔX=-(A-ΔQ)-1(ΔAX+BΔU);
步骤5,向MMC注入频率为ωp的电压扰动Δup,通过建立的所述MMC小信号模型计算在ωp频率下对应的电流响应Δip;
步骤6,通过计算在扰动频率ωp下产生的扰动电压和对应的扰动电流之比,得到MMC在所述扰动频率ωp下的交流侧小信号阻抗,其定义为:
步骤7,根据需求在预设的范围内改变扰动频率的大小,重复步骤5和步骤6,得到MMC在所述预设的范围内的阻抗曲线。
与现有技术相比,本发明具有以下有益效果:
1、对MMC进行小信号阻抗建模的过程中,采用傅里叶分解法的建模方法,能够考虑换流器内部的谐波耦合问题,从而使得到的MMC的阻抗模型的较为精确,通过建模所得到的MMC阻抗曲线和实际MMC阻抗曲线几乎吻合,建模精度高。
2、由于本发明所建立的模型精度高,因此能够将该模型应用于分析基于MMC的高压直流输电系统的稳定性,进而提高基于MMC的高压直流输电系统运行可靠性。
附图说明
图1是MMC的拓扑结构示意图;
图2是本具体实施方式中基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法的流程图;
图3是MMC单相支路的平均值等效电路示意图;
图4是采用现有MMC小信号阻抗建模方法与实际MMC阻抗的对比示意图;
图5是采用本具体实施方式的基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法与实际MMC阻抗的对比示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚、明确,下面结合附图和具体实施方式对本发明的内容做进一步详细说明。可以理解的是,此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明,而非对本发明的限定。另外还需要说明的是,为了便于描述,附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部内容。
一种基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法,采用的MMC拓扑结构参考图1所示,所述MMC包括与三相交流电一一对应的三相桥臂,三相桥臂并联;每相桥臂均包含串联的上桥臂与下桥臂,并且上桥臂包含串联的N个子模块,下桥臂包含串联的N个子模块,包括以下步骤,流程如图2所示:
步骤1,将所述MMC的单相支路变换为平均值等效电路,该等效电路参阅图3的示意图,列写MMC的基本电路方程,得到所述MMC的数学模型;将所述MMC的数学模型以状态空间的形式进行表示,得到MMC时域状态空间模型
其中,A(t),B(t)是表征MMC电路参数的矩阵,x(t)为所选取的状态变量,ic(t)为相环流,为上桥臂电容电压之和,为下桥臂电容电压之和,ig(t)为交流侧电流,u(t)为所选取的输出变量,u(t)=[Udc,0,0,ug(t)]T,Udc为直流侧电压,ug(t)为交流侧电压;
步骤2,基于Fourier级数分解,通过傅里叶分解将所述MMC时域状态空间模型转化为频域方程,即通过傅里叶分解将MMC的时域模型转换至频域,得到MMC频域定常模型sX=(A-Q)X+BU;
其中,元素X,U,A,B分别对应于所述MMC时域状态空间模型中的x(t),u(t),A(t),B(t),Q表示频率信息的对角矩阵;
步骤3,在所述MMC频域定常模型上对MMC的稳态工作点进行求解,MMC在稳态运行时,所述MMC频域定常模型中的复变量s趋近于零,对所述MMC频域定常模型sX=(A-Q)X+BU求逆,得到系统的稳态工作点Xss=-(A-Q)-1(BU);
步骤4,将小扰动分析法应用于所述MMC时域状态空间模型,得到时域状态方程:
其中,符号“Δ”表示小扰动信号,考虑到B(t)在MMC中是常系数矩阵,因此扰动项为0,扰动项ΔB(t)=0,忽略式中的2次项后得到线性化时域状态方程:
将所述线性化时域状态方程转化到频域,当系统稳态运行时,复变量s趋于0,将所述稳态工作点和所述线性化时域状态方程整理为矩阵形式后得到MMC小信号模型:
ΔAX+(A-ΔQ)ΔX+BΔU=0;
将所述稳态工作点代入所述MMC小信号模型后,对于一个给定的输入信号扰动ΔU,解出状态变量的扰动响应:
ΔX=-(A-ΔQ)-1(ΔAX+BΔU);
步骤5,向MMC注入频率为ωp的电压扰动Δup,通过建立的所述MMC小信号模型计算在ωp频率下对应的电流响应Δip;
步骤6,通过计算在扰动频率ωp下产生的扰动电压和对应的扰动电流之比,得到MMC在所述扰动频率ωp下的交流侧小信号阻抗,其定义为:
步骤7,根据需求在预设的范围内改变扰动频率的大小,重复步骤5和步骤6,得到MMC在所述预设的范围内的阻抗曲线。
进一步的,所述步骤1中的矩阵A(t),B(t)分别表示为:
其中,R为MMC桥臂电阻,C=Carm/N,Carm为半桥子模块所并联的电容值,N为桥臂子模块个数,L为MMC桥臂电感;su(t),sl(t)分别为MMC上下桥臂的开关函数,表示为:
其中,m1和θ1是控制器产生的基频调制电压的调制比和相位,m2和θ2是二次谐波环流控制器产生的二倍频调制电压的调制比和相位,ω1=2πf,f为50Hz的基波频率。
进一步的,所述步骤2中的元素X,U,A,B分别表示为:
X=[…,X-3,X-2,X-1,X0,X1,X2,X3,…];
U=[…,U-3,U-2,U-1,U0,U1,U2,U3,…];
Q=diag[…,-j3ω1I,-j2ω1I,-jω1I,O,jω1I,j2ω1I,j3ω1I,…];
其中,I是具有和状态变量相同阶数的的单位矩阵,O是具有和状态变量相同阶数的零矩阵,元素的下标表示考虑的谐波次数。
进一步的,所述MMC时域状态空间模型中的x(t),u(t),A(t),B(t)的第h次谐波的傅里叶系数分别对应于元素Xh,Uh,Ah,Bh,
其中,
U0=[Udc,0,0,0],U1=[0,0,0,0.5Ug],U±h=[0](h≥2);
其中,M1=m1/2,M2=m2/2,m1是控制器产生的基频调制电压的调制比,m2是二次谐波环流控制器产生的二倍频调制电压的调制比,Carm为半桥子模块所并联的电容值,Ic、 和Ig分别为相环流上桥臂、电容电压之和、下桥臂电容电压之和,以及交流侧电流所对应的频域状态变量;下标h为考虑的谐波次数,Udc为直流侧电压值,Ug为交流侧电压幅值,上标T代表转置矩阵。
进一步的,所述时域状态方程中的ΔA(t)、Δx(t)、Δu(t)为扰动信号构成的矩阵,分别表示为:
ΔX=[…,Xp-3,Xp-2,Xp-1,Xp,Xp+1,Xp+2,Xp+3,…]T;
ΔU=[…,Up-3,Up-2,Up-1,Up,Up+1,Up+2,Up+3,…]T;
其中,Ap±h表示A矩阵在ωp±hω1频率下所对应共轭的复傅里叶系数;Xp±h表示X矩阵在ωp±hω1频率下所对应共轭的复傅里叶系数;Up±h表示U矩阵在ωp±hω1频率下所对应共轭的复傅里叶系数。
现有技术中在对MMC进行小信号阻抗建模的过程中,将MMC换流器视为两电平VSC换流器进行处理,不考虑换流器内部的谐波耦合问题,从而使得到的MMC的阻抗模型的精度大打折扣,对应的MMC交流阻抗与实际MMC阻抗对比,如参考图4所示,从图中可以看出,采用传统方法建模得到的MMC阻抗曲线和实际MMC阻抗曲线相差较大。而采用本发明的小信号阻抗模型由于考虑了MMC内部谐波耦合,如图5所示,MMC阻抗曲线和实际MMC阻抗曲线几乎吻合,模型精度更高。
上述实施例只是为了说明本发明的技术构思及特点,其目的是在于让本领域内的普通技术人员能够了解本发明的内容并据以实施,并不能以此限制本发明的保护范围。凡是根据本发明内容的实质所做出的等效的变化或修饰,都应涵盖在本发明的保护范围内。
Claims (5)
1.一种基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法,所述MMC包括与三相交流电一一对应的三相桥臂,三相桥臂并联;每相桥臂均包含串联的上桥臂与下桥臂,并且上桥臂包含串联的N个子模块,下桥臂包含串联的N个子模块,其特征在于,包括以下步骤:
其中,A(t),B(t)是表征MMC电路参数的矩阵,x(t)为所选取的状态变量,ic(t)为相环流,为上桥臂电容电压之和,为下桥臂电容电压之和,ig(t)为交流侧电流,u(t)为所选取的输出变量,u(t)=[Udc,0,0,ug(t)]T,Udc为直流侧电压,ug(t)为交流侧电压;
步骤2,基于Fourier级数分解,通过傅里叶分解将所述MMC时域状态空间模型转化为频域方程,得到MMC频域定常模型sX=(A-Q)X+BU;
其中,元素X,U,A,B分别对应于所述MMC时域状态空间模型中的x(t),u(t),A(t),B(t),Q表示频率信息的对角矩阵;
步骤3,在所述MMC频域定常模型上对MMC的稳态工作点进行求解,MMC在稳态运行时,所述MMC频域定常模型中的复变量s趋近于零,对所述MMC频域定常模型sX=(A-Q)X+BU求逆,得到系统的稳态工作点Xss=-(A-Q)-1(BU);
步骤4,将小扰动分析法应用于所述MMC时域状态空间模型,得到时域状态方程:
其中,符号“Δ”表示小扰动信号,扰动项ΔB(t)=0,忽略式中的2次项后得到线性化时域状态方程:
将所述线性化时域状态方程转化到频域,当系统稳态运行时,复变量s趋于0,将所述稳态工作点和所述线性化时域状态方程整理为矩阵形式后得到MMC小信号模型:
ΔAX+(A-ΔQ)ΔX+BΔU=0;
将所述稳态工作点代入所述MMC小信号模型后,对于一个给定的输入信号扰动ΔU,解出状态变量的扰动响应:
ΔX=-(A-ΔQ)-1(ΔAX+BΔU);
步骤5,向MMC注入频率为ωp的电压扰动Δup,通过建立的所述MMC小信号模型计算在ωp频率下对应的电流响应Δip;
步骤6,通过计算在扰动频率ωp下产生的扰动电压和对应的扰动电流之比,得到MMC在所述扰动频率ωp下的交流侧小信号阻抗,其定义为:
步骤7,根据需求在预设的范围内改变扰动频率的大小,重复步骤5和步骤6,得到MMC在所述预设的范围内的阻抗曲线。
4.如权利要求1所述的基于傅里叶分解的MMC小信号阻抗建模方法,其特征在于,所述MMC时域状态空间模型中的x(t),u(t),A(t),B(t)的第h次谐波的傅里叶系数分别对应于元素Xh,Uh,Ah,Bh,
其中,
U0=[Udc,0,0,0],U1=[0,0,0,0.5Ug],U±h=[0](h≥2);
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