CN111352078B - 杂波下基于admm的低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 - Google Patents
杂波下基于admm的低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN111352078B CN111352078B CN202010404522.3A CN202010404522A CN111352078B CN 111352078 B CN111352078 B CN 111352078B CN 202010404522 A CN202010404522 A CN 202010404522A CN 111352078 B CN111352078 B CN 111352078B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- clutter
- transmitting
- iteration
- matrix
- array
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 73
- 238000013461 design Methods 0.000 title claims abstract description 11
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 54
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 40
- 238000005457 optimization Methods 0.000 claims abstract description 24
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 18
- 230000003190 augmentative effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims description 3
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 abstract description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 11
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 9
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 5
- 238000003491 array Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000011160 research Methods 0.000 description 3
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 2
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- OAICVXFJPJFONN-UHFFFAOYSA-N Phosphorus Chemical compound [P] OAICVXFJPJFONN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- QVRVXSZKCXFBTE-UHFFFAOYSA-N n-[4-(6,7-dimethoxy-3,4-dihydro-1h-isoquinolin-2-yl)butyl]-2-(2-fluoroethoxy)-5-methylbenzamide Chemical compound C1C=2C=C(OC)C(OC)=CC=2CCN1CCCCNC(=O)C1=CC(C)=CC=C1OCCF QVRVXSZKCXFBTE-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/023—Interference mitigation, e.g. reducing or avoiding non-intentional interference with other HF-transmitters, base station transmitters for mobile communication or other radar systems, e.g. using electro-magnetic interference [EMI] reduction techniques
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/28—Details of pulse systems
- G01S7/282—Transmitters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
本发明公开了杂波下基于ADMM的低截获频控阵MIMO雷达收发系统的设计方法,包括:S0:构建多比例优化问题,初始化外循环迭代次数、内循环迭代次数、发射波束矩阵;S1:固定当前的发射波束矩阵,基于多比例优化问题,利用自适应波束法计算接收滤波器;S2:固定本次迭代下的接收滤波器,利用交替方向乘子法更新发射波束向量;S3:重复步骤S1~S2进行循环迭代;S4:基于最终的发射波束矩阵和接收滤波器设计低截获的频控阵MIMO雷达系统。本发明在考虑杂波、干扰和噪声环境以及天线上发射能量受限下,将优化问题构造成多比例分式规划问题,利用循环迭代法优化发射信号。本发明在目标区域上形成零陷,降低了雷达被截获概率的同时实现了最大化输出SINR。
Description
技术领域
本发明属于阵列信号处理技术领域,具体涉及杂波下基于ADMM的低截获频控阵MIMO雷达收发系统的设计方法,用于抑制与信号相干的杂波、干扰和噪声信号,在探测目标的同时降低雷达被截获的概率。
背景技术
在现代电子对抗中,日趋多变复杂的雷达电磁环境对低截获技术提出了新的要求,希望雷达系统能够根据目标和环境的变化,而实时地调整发射端的各项参数指标,以达到更好的低截获效果。低截获概率(Low probability of intercept,LPI)雷达能够探测目标的同时降低被敌方发现的概率,为雷达及其载体的安全性提供保障,研究LPI雷达及其实现技术显得日益迫切,而通过有效的技术使得敌方无法获得雷达发射的辐射能量更是关键所在。
低截获技术在雷达发射端的研究主要包括三个方面:1)将能量分散在频率域中,设计超宽带波形;2)将能量分散在时间域中,设计出高占空比的波形;3)将能量分散在空间域中,设计出较宽的天线辐射方向图主瓣。已有考虑LPI的文献以相控阵为研究对象,利用相控阵实现波束的空间扫描,但相控阵的缺点是其阵列方向图与距离无关,只能实现阵列信号的定向而不能实现特定区域能量控制。
MIMO(Multiple-Input Multiple-Output,多入多出)雷达的概念自2003年一经提出,涌现出了大批学者就其关键技术和相关的方面进行了深入研究。相比相控阵,MIMO雷达具有诸如更好的分辨率、目标检测性能和目标参数估计性能等多方面的明显优势。此外,MIMO雷达通过波形分集技术,在空间形成低增益的宽波束,从而能降低雷达被截获的概率。
由于目标检测和参数估计依赖于输出信干噪比(Signal to Interference plusNoise Ratio,SINR),近年来关于最大化输出SINR的MIMO雷达设计得到关注。频控阵(Frenquency diverse array,FDA)技术作为一种最新雷达技术,其阵列因子是角度、时间和距离的函数;与相控阵波束不依赖距离参数特性不同,频控阵最主要的特点是阵列方向图具有距离依赖性,而且能够有效地控制其发射波束的距离指向。
于是,将频控阵和MIMO技术应用到LPI雷达中,能够实现发射波束的信号能量在感兴趣的区域形成较小的能量辐射,同时通过展宽发射波束宽度降低其发射信号的峰值功率,从而为降低雷达被截获提供一种新的思路。
发明内容
本发明的目的是提供杂波下基于ADMM的低截获频控阵MIMO雷达收发系统的设计方法,该方法在杂波环境下实现目标检测的同时,可降低雷达被截获概率。
本发明针对信号依赖性干扰存在下,通过设计发射和接收机使频控阵MIMO雷达在目标区域上辐射的能量尽量小,形成零陷,尽可能地降低雷达的被截获概率,同时考虑最大化输出SINR。
本发明思路为:
以最小化频控阵MIMO雷达的发射能量辐射和最大化输出SINR为优化目标,但如果将优化准则构造成单个分式规划最小化问题是很难求解。针对该问题,本发明将目标转化为多分式规划和的优化问题;接着,利用循环迭代法,将优化问题转化成两个子优化问题,即:在发射加权矩阵W固定时,利用MVDR法(自适应波束形成法)求解接受滤波器x;在接收滤波器x固定时,利用一种无需近似的ADMM法(交替方向乘子法)求解W,可获得更好的性能。
本发明技术方案如下:
杂波下基于ADMM的低截获频控阵MIMO雷达收发系统的设计方法,包括:
P(W)为空间发射功率,SINR(x,W)为接收端信号经接收滤波器后的输出信干噪比;
Rcje的定义为:Rcje=Rc+Rj+Re,其中,Rc,Rj和Re分别为杂波协方差矩阵、干扰协方差矩阵和噪声协方差矩阵;
在第k次外循环迭代下,执行步骤S2:
S2:固定本次迭代下的接收滤波器xk,利用交替方向乘子法更新发射波束向量d,d=vec(W);
本步骤进一步包括:
S201:更新辅助变量h,本子步骤进一步包括:
S201a:构建分式规划问题其中,t1、t2定义为:RA定义为:Rvx定义为:Rcvx定义为:P表示交换矩阵,X是由接收滤波器构成的矩阵,即x=vec(X),A(r,θ)=a(r,θ)aH(r,θ),IK表示K×K的单位矩阵,K为发射信号矢量集中正交波形信号数量,K≤Mt;h为辅助变量;
S201b:在ADMM框架下,通过引入变量z1、z2、u、v,将上述分式规划问题转化到增广拉格朗日函数ft(d,h,t1,t2,z1,z2,u,v),从而获得目标函数:
其中,ρ1,ρ2,ρ3,ρ4均为惩罚参数,且均大于0;RAt定义为:RAt=RA-t1MtEt;Rxt定义为:Rxt=Rcvx-t2Rvx;
其中:带上标n的参数均在第n次内循环迭代时的参数值;
S204:令n=n+1,重复迭代S201~S203,直至迭代次数达到预设的最大内循环迭代次数,输出当前的d;
S3:令k=k+1,重复步骤S1~S2,至迭代次数达到预设的最大外循环迭代次数或|SINR(k+1)-SINR(k)|/SINR(k)小于预设误差,SINR(k)、SINR(k+1)分别表示本次和下次迭代下所计算的信干噪比;
S4:基于最终的发射波束矩阵和接收滤波器设计低截获的频控阵MIMO雷达系统。
进一步的,发射信号在目标(r,θ)处的空间发射功率P(W)定义为:
其中:
Q表示杂波散射体数量,q表示第q个杂波散射体;
L表示来自不同方向的干扰信号数量,l表示第l个干扰信号;也为了与目标的角度区别,θj,l表示第l个干扰处的角度;表示第l个干扰信号的协方差;IK表示K×K的单位矩阵;b(θj,l)表示第l个干扰信号在接收天线阵列上的导向向量;
本发明具有如下优点和有益效果:
本发明利用ADMM方法,结合频控阵技术,以MIMO雷达的发射能量辐射最小化和目标检测最大化为双优化目标,在考虑杂波、干扰和噪声环境以及天线上发射能量受限下,将优化问题构造成多比例分式规划问题,利用循环迭代法优化发射信号。本发明在目标区域上形成零陷,降低了雷达被截获概率的同时实现了最大化输出SINR。
附图说明
图1为仿真试验中本发明方法在不同K值下,输出SINR随迭代次数变化情况。
图2为仿真实验中本发明方法在不同K值下,SINR性能随CNR(杂噪比)的变化情况;
图3为仿真实验中本发明方法在不同K值下,SINR性能随SNR(信噪比)变化情况;
图4为仿真实验中在不同天线数下,每个发射天线上的发射功率比较;
图5为仿真试验获得在杂波情况下的发射方向图,其中图(a)和(b)分别为距离维和角度维的发射方向图;
图6为仿真试验中获得在杂波情况下的接收方向图,其中图(a)和(b)分别为50m处角度维和10°处距离维的接收方向图;
图7为仿真试验中接收方向图在杂波位置处的比较,其中图(a)、图(b)、图(c)分别为25m处角度维、75m处角度维和40°处距离维的接收方向图。
具体实施方式
下面将对本发明实施所基于的相关理论及具体的实施过程进行详细说明,以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解,从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
(一)信号模型构建
考虑窄带频控阵MIMO(FDA-MIMO)雷达系统的模型,其阵列由Mt个发射天线和Mr个接收天线构成,第m个发射天线上t时刻发射的信号xm(t)见式(1)所示,m=1,2,…,Mt。
式(1)中:
j表示虚数单位;
wm表示第m个发射天线的发射波形加权向量;
0≤t≤Tn,Tn表示雷达脉冲持续时间;
s(t)=[s1(t),s2(t),…,sK(t)]T,其为t时刻的信号矢量集合,包含K个正交波形的信号矢量sk(t),sk(t)为t时刻第k个正交波形的信号矢量,k=1,2,…,K,K≤Mt;[·]T表示转置运算;
fm表示第m个发射天线上的载波频率,fm=f0+(m-1)Δf,f0是第1个发射天线的载频频率,Δf是频率增量,假设f0<<Δf,阵元即发射阵列中各发射天线。
由式(2)可知,对于一定数目的正交波形,可以通过设计发射波束矩阵W来确定发射波形。考虑在远场条件下,位于角度θ、相对于发射阵列第1个阵元距离r处目标的接收信号为aT(r,θ)Ws(t),其中,是发射阵列的导向向量,相位可表示为:
式(3)中,c表示光速,dt表示发射阵列的阵元间隔。
暂不考虑散射体的多普勒转移,只是对静止目标而言,则发射信号经目标散射反射,在接收端通过下变频和匹配滤波后,接收信号Ys可表示为:
Ys=β(r,θ)b(θ)aT(r,θ)W (4)
式(4)中:
β(r,θ)表示位于角度θ、相对于发射阵列第1个阵元距离r处的目标散射体幅度;
b(θ)表示位于角度θ处的接收导向向量,本具体实施方式中接收天线采用相控阵列,故b(θ)定义为:
式(5)中,dr是接收阵列的阵元间隔。
堆积接收信号,将式(4)的矩阵形式转化成向量形式ys,即:
式(6)中:
vec(·)表示将矩阵转变成向量的运算;
考虑FDA-MIMO雷达接收到的回波信号中,除了感兴趣的目标信号外,也包含了与目标信号相干的杂波信号以及干扰和噪声信号。
假设存在Q个杂波散射体,则雷达接收到的杂波信号yc为:
式(7)中:
q表示第q个杂波散射体,q=1,2,…,Q;
为了与目标的幅度、距离和角度区别,βc,q、rc,q、θc,q分别表示(rc,q,θc,q)处第q个杂波散射体的幅度、距离和角度;
(rc,q,θc,q)表示第q个杂波散射体的位置,该位置为:相对于发射阵列第1个阵元的角度为θc,q、距离为rc,q。
同时假设有L个来自不同方向的干扰信号,则接收到的干扰信号yj表示为
式(8)中:
sj,l表示包含干扰信号的随机向量,且服从零均值高斯分布。
于是,在存在杂波信号、干扰信号和噪声情况下,FDA-MIMO雷达接收端总的接收信号y为:
y=ys+yc+yj+e (9)
式(9)中,e是均值为零的复高斯噪声。
(二)问题描述
本发明要解决的技术问题是:在功率约束条件下,设计发射加权矩阵和接收滤波器,使得接收输出SINR最大化,以抑制杂波和干扰信号;同时考虑最小化目标处的辐射功率,以降低雷达截获频率。
设接收滤波器为x,则接收端的信号经滤波器后的输出SINR为:
式(10)中:
Rc,Rj和Re分别为杂波协方差矩阵、干扰协方差矩阵和噪声协方差矩阵,其分别表示如下:
同时,结合公式aT(r,θ)Ws(t),将发射信号在目标(r,θ)处的空间发射功率P(W)定义为:
式(11)中,||·||2表示矩阵2范数。
考虑在每个天线上的发射能量约束条件下,通过W和x联合设计,使得输出SINR最大化,同时目标处的辐射功率最小,该优化目标问题可表示如下:
式(12)中:
s.t.表示约束于;⊙表示Hadamard积;(·)*表示共轭运算;
(三)发射加权矩阵W和接收滤波器x设计
考虑到接收信号不仅包括目标信号、干扰和噪声信号,还存在杂波,考虑利用加权求和的方法,构造多比例优化问题:
ωp为经验值,通过仿真实验调整其取值,来获取最优值。
考虑SINR时联合设计W和x,本发明利用循环迭代法,将式(13)的多比例优化问题分别转化成两个子优化问题:1)在W固定时,利用MVDR法求解x;2)在x固定时,本发明不通过二阶二次近似逼近的方法,而是利用没有近似的ADMM法求解W。
下面将对两个子优化问题的求解过程做详细描述。
第一部分,固定W时,利用MVDR法求解x。
在发射波束矩阵W固定时,忽略常数部分,此时目标函数如下:
利用MVDR方法,很容易求解最优化解为
第二部分,固定x时,本发明没有使用二阶二次近似逼近的方法求解W,而是利用变量替换的ADMM法求解W。
基于式(10),SINR的分母部分可转化如下:
式(16)中,d和x分别表示W和X的向量形式,即d=vec(W),x=vec(X);P表示交换矩阵;此外令α(x)=xHRjex/MtEt,Rje=Rj+Re。
于是,式(13)中的优化问题转化为:
下面将给出一种没有近似的ADMM法求解式(17)。为了有效求解式(17),定义两个参数t1和t2,分别如下:
t1=dHRAd (18)
于是,式(17)等价于:
为了求解式(20),引入辅助变量h,且令h=d,式(20)转化为:
本发明利用ADMM方法的缩放形式求解式(21)。在ADMM的框架下,通过引入变量z1、z2、u、v,可以将等式约束转化到增广拉格朗日函数中,式(21)的增广拉格朗日函数为:
式(22)中,ρ1,ρ2,ρ3,ρ4>0均为惩罚参数,惩罚参数均为经验值;为了表示方便,分别令RAt=RA-t1/MtEt,Rxt=Rcvx-t2Rvx。
基于ADMM法,通过如下循环迭代方法求解式(22),此循环迭代记为内循环,在第(n+1)次迭代时,求解思路由如下四步组成:
为了获得式(23)的最小值,对式(23)求关于h导数,并使导数为0。对式(23)中的四项分别求关于h导数,得如下式子:
hn+1=Ω-1γ (28)
式(28)中:为了表示方便,分别令:
将式(22)所示的优化问题转化为:
于是,得dn+1值为:
dn+1=Γ-1η (33)
式(33)中,为了表示方便,分别令
将式(22)所示的优化问题转化为:
un+1=un+hn+1-dn+1 (41)
vn+1=vn+(hn+1)Hdn+1-MtEt (42)
根据上述求解思路,下面给出杂波下基于ADMM的低截获FDA-MIMO雷达收发设计方法及系统的具体步骤:
S0:本步骤为初始步骤,假设本发明设计方法的外迭代和内迭代次数分别用k和n表示,初始化外迭代次数k=0,初始化内迭代次数n=0,随机初始化发射波束矩阵W,记为wm 0表示第m个发射天线对应的发射波束向量初始值,m=1,2,…Mt。
在第k次外循环迭代下执行步骤S2:
S2:固定本次迭代下的接收滤波器xk,利用交替方向乘子法更新Rcvx,计算发射波束向量d,d=vec(W);
本步骤进一步包括:
S201:利用式(29)和式(30),计算Ω和γ,利用式(28)h=Ω-1γ更新辅助变量h,更新后的h记为hn+1,表示经第n次内循环迭代更新后的辅助变量;
S202:利用式(34)和式(35),计算Γ和η,利用式(33)d=Γ-1η更新d,更新后的d记为dn+1;
S203:利用式(37)和式(38),更新t1,t2;、
S205:令n=n+1,重复迭代S201~S204,直至迭代次数达到预设的最大内循环迭代次数,输出最后的d,再执行步骤S3;;
S3:令k=k+1,重复步骤S1~S2,直至迭代次数达到预设的最大外循环迭代次数或|STNR(k+1)-SINR(k)|/SINR(k)<ε,其中,ε>0。
(四)仿真实验
本仿真实验中,考虑频控阵MIMO雷达系统的发射天线和接收天线数分别为Mt=8,Mr=8,天线阵列按均匀线阵布置,且收发天线间隔为半波长。载频频率f0=1GHz,频率增量Δf=3MHz。每个天线上的发射能量Et=1。
此外,假设目标信号位于(50m,10°),其功率为20dB;杂波信号位于(50m,-50°)、(25m,10°)和(75m,40°),且杂波功率均为30dB;干扰信号来自两个方向分别为-30°和60°,其功率均为35dB;高斯噪声的协方差为
本仿真实验拟验证存在干扰和噪声情况下,且K分别取6,7和8值时,本发明方法设计加权波束矩阵和接收滤波器的性能比较。
首先,验证本发明方法的收敛性能。图1给出了不同K值时,本发明方法输出SINR随迭代次数变化情况。图2给出了在不同K值时,本发明方法输出SINR随CNR变化情况。从图中可以看出,当K值固定时,本发明方法的输出SINR随CNR变化基本上恒定不变。图3对比了在不同K值下,本发明方法的输出SINR随SNR变化情况。从图3可知,本发明方法的输出SINR随SNR的增加而增加。图4给出了迭代次数为300次时不同K值下时本发明方法的每个发射天线上发射功率比较。由图4可知,本发明方法每个天线上发射功率更接近于1。
其次,仿真本发明方法的发射和接收方向图。见图5,其中图5(a)和5(b)分别为距离维和角度维的发射方向图,该图对比了杂波情况下本发明方法的发射方向图。由图可知,不管在距离维还是角度维,本发明方法的发射方向图在目标处形成的零陷随着K增加而增加。图6对比了杂波情况下在目标位置处的发射方向图。由图6(a)可知,在角度维的主瓣区域,本发明方法能更好地能量聚焦。在杂波位置50°,以及干扰方向-30°和60°,本发明方法都形成了准确的零陷。由图6(b)可知,在距离维的主瓣区域,本发明方法能更好地在距离50m能量聚焦。在杂波位置25m,本发明方法都形成了准确的零陷。由图5可知,不管在距离维还是角度维,本发明方法的接收方向图在杂波和干扰信号处形成的零陷随着K增加而增加。
图7比较了在杂波情况下,本发明方法在杂波位置处的接收方向图。图7(a)和7(b)分别展示了在25m和75m处角度维的接收方向图。从图7(a)和7(b)可以看到,在杂波10°和40°,以及干扰-30°和60°处,都形成了至少-70dB以上的零陷。图7(c)展示了本发明方法在40°处距离维的接收方向图。从图7(c)可以看到,在杂波75m处,本发明方法都形成了至少-50dB以上的零陷,完全抑制了杂波。
总之,在存在杂波、干扰和噪声情况下,本发明方法所获得的发射方向图,其能在在目标位置处形成更深的零陷;接收方向图在目标处能很好地能量聚焦,且在杂波和干扰位置处形成更深的零陷。
以上所述仅为本发明的实施例,并非因此限制本发明的专利范围,凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换,或直接或间接运用在其他相关的技术领域,均同理包括在本发明的专利保护范围内。
Claims (5)
1.杂波下基于ADMM的低截获频控阵MIMO雷达收发系统的设计方法,其特征是,包括:
P(W)为空间发射功率,SINR(x,W)为接收端信号经接收滤波器后的输出信干噪比;
Rcje的定义为:Rcje=Rc+Rj+Re,其中,Rc,Rj和Re分别为杂波协方差矩阵、干扰协方差矩阵和噪声协方差矩阵;
在第k次外循环迭代下,执行步骤S2:
S2:固定本次迭代下的接收滤波器xk,利用交替方向乘子法更新发射波束向量d,d=vec(W);
本步骤进一步包括:
S201:更新辅助变量h,本子步骤进一步包括:
S201a:构建分式规划问题其中,t1、t2定义为:RA定义为:Rvx定义为:Rcvx定义为:P表示交换矩阵,X是由接收滤波器构成的矩阵,即x=vec(X),A(r,θ)=a(r,θ)aH(r,θ),IK表示K×K的单位矩阵,K为发射信号矢量集中正交波形信号数量,K≤Mt;h为辅助变量;Q表示杂波散射体数量,q表示第q个杂波散射体,分别用rc,q和θc,q表示第q个杂波处的距离和角度,表示第q个杂波的协方差;α(x)=xHRjex/MtEt,Rje=Rj+Re;
S201b:在ADMM框架下,通过引入变量z1、z2、u、v,将上述分式规划问题转化到增广拉格朗日函数ft(d,h,t1,t2,z1,z2,u,v),从而获得目标函数:
其中,ρ1,ρ2,ρ3,ρ4均为惩罚参数,且均大于0;RAt定义为:RAt=RA-t1/MtEt;Rxt定义为:Rxt=Rcvx-t2Rvx;
其中:带上标n的参数均在第n次内循环迭代时的参数值;
S205:令n=n+1,重复迭代S201~S204,直至迭代次数达到预设的最大内循环迭代次数,输出当前的d;
S3:令k=k+1,重复步骤S1~S2,至迭代次数达到预设的最大外循环迭代次数或|SINR(k +1)-SINR(k)|/SINR(k)小于预设误差,SINR(k)、SINR(k+1)分别表示本次和下次迭代下所计算的信干噪比;
S4:基于最终的发射波束矩阵和接收滤波器设计低截获的频控阵MIMO雷达系统。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201911328715 | 2019-12-20 | ||
CN2019113287159 | 2019-12-20 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN111352078A CN111352078A (zh) | 2020-06-30 |
CN111352078B true CN111352078B (zh) | 2020-11-10 |
Family
ID=71195120
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202010404522.3A Expired - Fee Related CN111352078B (zh) | 2019-12-20 | 2020-05-13 | 杂波下基于admm的低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN111352078B (zh) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111999727B (zh) * | 2020-07-29 | 2022-07-05 | 中国人民解放军国防科技大学 | 一种基于主瓣幅度响应控制的机载频率分集阵列雷达快速运动目标检测方法 |
CN112130139B (zh) * | 2020-08-21 | 2024-05-03 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种分布式全相参稀疏直线阵列雷达系统优化布阵方法 |
CN112147896B (zh) * | 2020-09-28 | 2021-09-03 | 中国科学院数学与系统科学研究院 | 一种非标准型mimo离散非线性系统的自适应控制方法及系统 |
CN113655446B (zh) * | 2021-03-17 | 2024-09-13 | 南京航空航天大学 | 基于交替方向乘子法的频率-码型联合捷变波形设计方法 |
CN113050079B (zh) * | 2021-03-18 | 2022-06-28 | 电子科技大学长三角研究院(衢州) | 一种雷达发射波形和接收滤波器权向量的联合生成方法 |
CN113268853B (zh) * | 2021-04-14 | 2022-12-16 | 中国电子科技集团公司电子科学研究院 | 一种天线方向图优化方法、装置及可读存储介质 |
CN113780533B (zh) * | 2021-09-13 | 2022-12-09 | 广东工业大学 | 基于深度学习及admm的自适应波束成形方法及系统 |
CN114048431B (zh) * | 2021-09-29 | 2023-06-13 | 湖北工业大学 | 一种基于协方差矩阵重构和admm的波束形成方法 |
CN116540180B (zh) * | 2023-03-23 | 2024-05-03 | 湖北盛林生物工程有限公司 | 一种新体制雷达液位探测系统设计方法 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105699945B (zh) * | 2016-01-30 | 2017-12-26 | 湖北工业大学 | 频控阵mimo雷达系统中的波形优化设计方法 |
CN105785328B (zh) * | 2016-03-15 | 2018-07-06 | 西安电子科技大学 | 基于子阵划分的fda距离-角度解耦合波束形成方法 |
US10397947B2 (en) * | 2016-08-12 | 2019-08-27 | Qualcomm Incorporated | Adaptive waveform selection in wireless communications |
CN106646394B (zh) * | 2017-02-28 | 2018-03-02 | 湖北工业大学 | 一种fda‑mimo雷达中基于循环优化的发射波束矩阵设计方法 |
CN109901149B (zh) * | 2019-03-25 | 2022-10-28 | 西安电子科技大学 | 一种基于fda-mimo雷达的目标参数估计方法 |
CN109991577B (zh) * | 2019-04-15 | 2022-12-02 | 西安电子科技大学 | 基于fda-ofdm的低截获发射信号设计方法 |
-
2020
- 2020-05-13 CN CN202010404522.3A patent/CN111352078B/zh not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
"Cognitive FDA-MIMO radar for LPI transmit beamforming";Jie Xiong等;《IET radar, sonar and navigation》;20171231;第11卷(第10期);第1574-1580页 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN111352078A (zh) | 2020-06-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN111352078B (zh) | 杂波下基于admm的低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 | |
CN111352080B (zh) | Papr和相似性约束下低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 | |
CN105785328B (zh) | 基于子阵划分的fda距离-角度解耦合波束形成方法 | |
CN106646394B (zh) | 一种fda‑mimo雷达中基于循环优化的发射波束矩阵设计方法 | |
Shao et al. | Adaptive frequency offset selection in frequency diverse array radar | |
CN111352077B (zh) | 基于多比例分式规划的低截获频控阵mimo雷达系统的设计方法 | |
CN111352079B (zh) | 一种基于频控阵mimo雷达的低截获系统的设计方法 | |
CN105044684B (zh) | 基于射频隐身的mimo跟踪雷达发射波束的形成方法 | |
CN105158756A (zh) | 集中式mimo雷达射频隐身时多目标跟踪波束指向方法 | |
CN110058218B (zh) | 一种基于四维天线阵的射频隐身发射波束形成方法及系统 | |
CN109901149A (zh) | 一种基于fda-mimo雷达的目标参数估计方法 | |
CN105866746A (zh) | 一种数字相控阵中fmcw体制t/r单元的应用 | |
Li et al. | Robust joint design of transmit waveform and receive filter for MIMO-STAP radar under target and clutter uncertainties | |
Chen et al. | Transmit beamforming based on 4-D antenna arrays for low probability of intercept systems | |
CN107479053B (zh) | 基于stap的舰载mimo雷达稳健发射与接收联合设计方法 | |
Wensheng et al. | Design of synthetic aperture radar low-intercept radio frequency stealth | |
CN109725296A (zh) | 一种四维天线形成多波束电磁干扰的方法 | |
He et al. | Game theoretic countermeasure analysis for multistatic radars and multiple jammers | |
Lan et al. | Range-angle pencil-beamforming for non-uniformly distributed array radar | |
Yu et al. | Transmitting strategy with high degrees of freedom for pulsed‐coherent FDA radar | |
CN114114188A (zh) | 一种低旁瓣的fda雷达通信一体化波形设计方法 | |
Pakdaman et al. | Separable transmit beampattern design for MIMO radars with planar colocated antennas | |
CN110320499A (zh) | 基于子阵划分的mimo雷达多波束发射方向图设计方法 | |
Xiong et al. | Space time adaptive processing for airborne MIMO radar based on space time sampling matrix | |
Deng et al. | Frequency diverse arc array beampattern synthesis analysis with nonlinear frequency offset |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20201110 |