CN111247793B - 摄像装置和电子设备 - Google Patents

Abstract

本技术涉及能够减少噪声的摄像装置和电子设备。本发明包括：光电转换元件；转换单元，用于将来自所述光电转换元件的信号转换为数字信号；偏置电路，用于提供偏置电流，所述偏置电流用于控制流过所述转换单元中的模拟电路的电流；以及控制单元，用于基于所述转换单元的输出信号来控制所述偏置电路。在开始传输来自所述光电转换元件的电荷时，所述控制单元升高所述模拟电路的预定位置处的电压。所述转换单元使用电平随时间单调减小的斜率信号将来自所述光电转换元件的所述信号转换为所述数字信号。本技术能够适用于例如摄像装置。

Description

摄像装置和电子设备

技术领域

本技术涉及摄像装置和电子设备，并且涉及能够自适应地改变噪声水平并能够拍摄具有改善的图像质量的图像的摄像装置和电子设备。

背景技术

常规地，在具有摄像功能的电子设备(例如，数码相机或数码摄像机等)中，使用诸如电荷耦合器件(CCD：charge coupled device)或互补金属氧化物半导体(CMOS：complementary metal oxide semiconductor)图像传感器等的图像传感器。

图像传感器具有如下像素：其中，用于进行光电转换的光电二极管(PD)和多个晶体管被组合在一起，并且基于从布置在平面中的多个像素输出的像素信号来形成图像。此外，例如通过针对每个像素列布置的多个模数(AD)转换器对从像素输出的像素信号并行地进行AD转换，并输出。

专利文献1提出了一种减少功耗和随机噪声的摄像装置。

引用列表

专利文献

专利文献1：日本专利申请特开第2007-151170号公报

发明内容

本发明要解决的问题

图像传感器的噪声水平由热噪声、1/f噪声和量化噪声(quantization noise)定义。为了减少热噪声，可以考虑改善电路的gm，但是这可能导致模拟电路消耗的电流增加，由此可能增加功率。

此外，虽然1/f噪声对电流敏感，但是它主要由面积和工艺决定，并且采取这些措施可能会导致成本增加。量化噪声由AD转换器的分辨率唯一地确定，但是在低照度下，量化噪声由图像传感器本身的随机噪声和AD转换器的量化噪声定义。随机噪声的热噪声和1/f噪声取决于模拟电路消耗的电流量。

本技术是鉴于上述情况而作出的，使得能够根据AD转换后的输出信号来自适应地、可变地调整模拟电路中消耗的电流，从而在高照度下降低功率并在低照度下实现低噪声。

解决问题的技术方案

根据本技术的一方面的摄像装置包括：光电转换元件；转换单元，其用于将来自所述光电转换元件的信号转换为数字信号；偏置电路，其用于提供偏置电流，所述偏置电流用于控制流过所述转换单元中的模拟电路的电流；以及控制单元，用于基于来自所述转换单元的输出信号来控制所述偏置电路，其中，在开始传输来自所述光电转换元件的电荷时，所述控制单元升高所述模拟电路的预定位置处的电压。

根据本技术的一方面的电子设备包括：摄像装置，所述摄像装置包括：光电转换元件；转换单元，其用于将来自所述光电转换元件的信号转换为数字信号；偏置电路，其用于提供偏置电流，所述偏置电流用于控制流过所述转换单元中的模拟电路的电流；以及控制单元，用于基于来自所述转换单元的输出信号来控制所述偏置电路，其中，在开始传输来自所述光电转换元件的电荷时，所述控制单元升高所述模拟电路的预定位置处的电压。

根据本技术的一方面的摄像装置包括：光电转换元件；转换单元，其用于将来自所述光电转换元件的信号转换为数字信号；偏置电路，其用于提供偏置电流，所述偏置电流用于控制流过所述转换单元中的模拟电路的电流；以及控制单元，用于基于来自所述转换单元的输出信号来控制所述偏置电路。此外，在开始传输来自所述光电转换元件的电荷时，所述控制单元升高所述模拟电路的预定位置处的电压。

根据本技术的一方面的电子设备包括摄像装置。

请注意，所述摄像装置和所述电子设备可以是独立的设备，或者可以是构成单个设备的内部区块。

本发明的有益效果

根据本技术的一方面，通过根据AD转换后的输出信号自适应地可变地调节模拟电路消耗的电流，能够实现高照度下的低功耗和低照度下的低噪声。

注意，此处说明的效果并不一定是限制性的，而也可以是本发明中描述的任何效果。

附图说明

图1是示出根据本发明的摄像装置的示意性构造的图。

图2是示出像素的详细构造示例的框图。

图3是示出比较电路的详细构造示例的框图。

图4是说明像素电路的详细构造的图。

图5是用于说明像素的操作的时序图。

图6是用于说明包括噪声的电路的构造的图。

图7是用于说明包括噪声的电路的构造的图。

图8是用于说明包括噪声的电路的构造的图。

图9是用于说明包括噪声的电路的构造的图。

图10是用于说明包括判定单元的电路的构造的图。

图11是用于说明判定单元的构造的图。

图12是用于说明偏置电路的构造的图。

图13是用于说明DAC的构造的图。

图14是用于说明从DAC输出的信号的波形的图。

图15是用于说明偏置电路的构造的图。

图16是用于说明来自FD的回流电荷的产生的图。

图17是用于说明来自FD的回流电荷的产生的图。

图18是用于说明偏置电路的构造的图。

图19是用于说明像素的操作的时序图。

图20是用于说明偏置电路的构造的图。

图21是用于说明偏置电路的布置位置的图。

图22是用于说明偏置电路的布置位置的图。

图23是用于说明偏置电路的构造的图。

图24是用于说明像素的操作的时序图。

图25是用于说明偏置电路的构造的图。

图26是用于说明控制的时序的图。

图27是示出在像素共享的情况下比较电路的构造示例的电路图。

图28是用于说明控制的时序的图。

图29是由两个半导体基板的叠层构成的摄像装置的概念图。

图30是示出在摄像装置由两个半导体基板构成的情况下的电路构造示例的图。

图31是由三个半导体基板的叠层构成的摄像装置的概念图。

图32是示出在摄像装置由三个半导体基板构成的情况下的电路构造示例的图。

图33是用于说明包括判定单元的电路的其他构造的图。

图34是用于说明包括判定单元的电路的其他构造的图。

图35是用于说明包括判定单元的电路的其他构造的图。

图36是用于说明包括判定单元的电路的其他构造的图。

图37是示出作为根据本发明的电子设备的摄像装置的构造示例的框图。

图38是示出体内信息获取系统的示意性构造的示例的框图。

图39是示出内窥镜手术系统的示意性构造的示例的图。

图40是示出摄像头和CCU的功能构造的示例的框图。

图41是示出车辆控制系统的示意性构造示例的框图。

图42是示出摄像单元的安装位置的示例的说明图。

具体实施方式

下面将说明用于实施本技术的方式(以下称为实施例)。

<摄像装置的示意性构造示例>

图1示出了根据本发明的摄像装置的示意性构造。

图1中的摄像装置1包括像素阵列单元22，其中，像素21以二维阵列图案布置在使用例如硅(Si)作为半导体的半导体基板11上。像素阵列单元22还设置有时间码传输单元23，该时间码传输单元23用于将由时间码生成单元26生成的时间码传输到每个像素21。然后，围绕半导体基板11上的像素阵列单元22，形成有像素驱动电路24、D/A转换器(DAC)25、时间码生成单元26、垂直驱动电路27、输出单元28和时序生成电路29。

如稍后将参考图2说明的那样，以二维阵列图案布置的像素21均设置有像素电路41和ADC 42。像素21生成与像素中的光接收元件(例如，光电二极管)接收的光量对应的电荷信号，将上述电荷信号转换为数字像素信号SIG，并输出像素信号SIG。

像素驱动电路24驱动像素21中的像素电路41(图2)。DAC 25起到用于生成基准信号(基准电压信号)REF的生成单元的作用，并将所生成的基准信号REF提供给每个像素21，基准信号REF是电平(电压)随时间单调减小的斜率信号。时间码生成单元26生成在每个像素21将模拟像素信号SIG转换为数字信号(AD转换)时使用的时间码，并将该时间码提供给相应的时间码传输单元23。

针对像素阵列单元22设置有多个时间码生成单元26，并且在像素阵列单元22中设置有与对应于时间码生成单元26的数量一样多的时间码传输单元23。即，时间码生成单元26和用于传输由其生成的时间码的时间码传输单元23一一对应。

垂直驱动电路27基于从时序生成电路29提供的时序信号进行控制，以使输出单元28按照预定顺序输出在像素21中生成的数字像素信号SIG。从像素21输出的数字像素信号SIG从输出单元28输出到摄像装置1的外部。输出单元28根据需要执行预定的数字信号处理(例如用于校正黑电平的黑电平校正处理或相关双采样(CDS)处理等)，然后将所得到的信号输出到外部。

时序生成电路29包括用于产生各种时序信号的时序产生器等，并将所产生的各种时序信号提供给像素驱动电路24、DAC 25和垂直驱动电路27等。

摄像装置1如上所述地构造。注意，在图1中，如上所述，已经说明了构成摄像装置1的所有电路都形成在一个半导体基板11上。然而，如稍后将说明的那样，构成摄像装置1的电路可以被构造成分离地布置在多个半导体基板11上。

<像素的详细构造示例>

图2是示出像素21的详细构造示例的框图。

像素21包括像素电路41和ADC(AD转换器)42。

像素电路41将与接收到的光量对应的电荷信号作为模拟像素信号SIG输出至ADC42。ADC 42将从像素电路41提供的模拟像素信号SIG转换为数字信号。

ADC 42包括比较电路51和数据存储单元52。

比较电路51将从DAC 25提供的基准信号REF与像素信号SIG进行比较，并将作为表示比较结果的比较结果信号的输出信号VCO输出。当基准信号REF和像素信号SIG相同(电压相同)时，比较电路51将输出信号VCO反相。

比较电路51包括差分输入电路61、电压转换电路62和正反馈电路(PFB)63。稍后将参考图3详细说明。

数据存储单元52除了接收来自比较电路51的输出信号VCO之外，还接收来自垂直驱动电路27的WR信号、RD信号和WORD信号，WR信号表示像素信号写入操作，RD信号表示像素信号读取操作，WORD信号用于在像素信号的读取操作期间内控制像素21的读取时序。此外，还经由时间码传输单元23提供由时间码生成单元26生成的时间码。

数据存储单元52包括：锁存控制电路71，其基于WR信号和RD信号来控制时间码的写入操作和读取操作；以及锁存存储单元72，其用于存储时间码。

在时间码写入操作中，锁存控制电路71使锁存存储单元72存储从时间码传输单元23提供的时间码，并在从比较电路51输入Hi(高)输出信号VCO的时候每单位时间更新所述时间码。

然后，当基准信号REF和像素信号SIG相同(电压相同)并且从比较电路51提供的输出信号VCO反转为Lo(低)时，停止写入(更新)所提供的时间码，并且最后存储在锁存存储单元72中的时间码被保留在锁存存储单元72中。存储在锁存存储单元72中的时间码表示像素信号SIG和基准信号REF相等时的时间，并且表示如下数据：该数据表示像素信号SIG在那时是基准电压，即，表示数字化的光量值。

在基准信号REF的扫描结束并且将时间码存储在像素阵列单元22中的所有像素21的锁存存储单元72中之后，像素21的操作从写入操作变更为读取操作。

在时间码读取操作中，当像素21基于控制读取时序的WORD信号已经达到其自身的读取时序时，锁存控制电路71将存储在锁存存储单元72中的时间码(数字像素信号SIG)输出到时间码传输单元23。时间码传输单元23在列方向(垂直方向)上顺序地传输所提供的时间码，并将该时间码提供给输出单元28。

在下文中，为了与在时间码写入操作中被写入锁存存储单元72中的时间码区分开，表示像素信号SIG是在此时的基准电压的数字化像素数据也被称为AD转换后的像素数据，上述数字化像素数据是在时间码读取操作中从锁存存储单元72读取的输出信号VCO被反转时的反转时间码。

<比较电路的第一构造示例>

图3是示出构成比较电路51的差分输入电路61、电压转换电路62和正反馈电路63的详细构造的电路图。

差分输入电路61将从像素21中的像素电路41输出的像素信号SIG与从DAC 25输出的基准信号REF进行比较，并且当像素信号SIG高于基准信号REF时输出预定的信号(电流)。

差分输入电路61包括：构成差分对的晶体管81和82；构成电流镜的晶体管83和84；作为用于提供与输入偏置电流Vb对应的电流Icm的恒流源的晶体管85；以及用于输出差分输入电路61的输出信号HVO的晶体管86。

晶体管81、82和85由负沟道MOS(NMOS)晶体管构成，晶体管83、84和86由正沟道MOS(PMOS)晶体管构成。

在形成差分对的晶体管81和82之中，从DAC 25输出的基准信号REF被输入到晶体管81的栅极，从像素21中的像素电路41输出的像素信号SIG被输入到晶体管82的栅极。晶体管81和82的源极被连接到晶体管85的漏极，晶体管85的源极连接到预定电压VSS(VSS<VDD2<VDD1)。

晶体管81的漏极连接到构成电流镜电路的晶体管83和84的栅极以及晶体管83的漏极，晶体管82的漏极连接到晶体管84的漏极和晶体管86的栅极。晶体管83、84和86的源极连接到第一电源电压VDD1。

电压转换电路62包括例如NMOS晶体管91。晶体管91的漏极连接到差分输入电路61的晶体管86的漏极，晶体管91的源极连接到正反馈电路63中的预定连接点，晶体管91的栅极连接到偏置电压VBIAS。

构成差分输入电路61的晶体管81至86是用于在高至第一电源电压VDD1的高电压下工作的电路，正反馈电路63是用于在低于第一电源电压VDD1的第二电源电压VDD2下工作的电路。电压转换电路62将从差分输入电路61输入的输出信号HVO转换为使得正反馈电路63能够工作的低电压信号(转换信号)LVI，并将其提供给正反馈电路63。

偏置电压VBIAS是能够被转换为不会破坏以恒定电压工作的正反馈电路63的晶体管101至105的电压就足够了。例如，偏置电压VBIAS能够是与正反馈电路63的第二电源电压VDD2相同的电压(VBIAS＝VDD2)。

正反馈电路63基于通过将来自差分输入电路61的输出信号HVO转换为对应于第二电源电压VDD2的信号而获得的转换信号LVI，输出当像素信号SIG高于基准信号REF时被反转的比较结果信号。此外，当作为比较结果信号而被输出的输出信号VCO被反转时，正反馈电路63增加转变速度(transition speed)。

正反馈电路63包括七个晶体管101至107。这里，晶体管101、102、104和106由PMOS晶体管构成，晶体管103、105和107由NMOS晶体管构成。

晶体管91的源极(其是电压转换电路62的输出端子)连接到晶体管102和103的漏极以及晶体管

和105的栅极。晶体管101的源极连接到第二电源电压VDD2，晶体管101的漏极连接到晶体管102的源极，晶体管102的栅极连接到晶体管104和105的漏极，晶体管104和105的漏极也是正反馈电路63的输出端子。

晶体管103、105和107的源极都连接到预定电压VSS。初始化信号INI被提供给晶体管101和103的栅极。作为第二输入并且不是转换信号LVI(第一输入)的控制信号TERM被提供给晶体管106的栅极和晶体管107的栅极。

晶体管106的源极连接到第二电源电压VDD2，晶体管106的漏极连接到晶体管104的源极。晶体管107的漏极连接到比较电路51的输出端子，并且晶体管107的源极连接到预定电压VSS。

在如上所述构造的比较电路51中，当将作为第二输入的控制信号TERM设为Hi时，无论差分输入电路61的状态如何，都能够把输出信号VCO设为Lo。

例如，当由于比预期亮度更高的亮度(例如，在摄像装置1的视角中被反射的太阳图像)而导致像素信号SIG的电压降到基准信号REF的最终电压以下时，比较电路51的输出信号VCO变为Hi，并且比较时段结束，使得由输出信号VCO控制的数据存储单元52无法固定该值，并且失去AD转换功能。

为了防止上述情况发生，通过在基准信号REF的扫描结束时输入Hi脉冲控制信号TERM，能够将尚未反转为Lo的输出信号VCO强制反转。由于数据存储单元52存储(锁存)紧接在强制反转之前的时间码，因此，在采用图3的构造的情况下，ADC 42最终起到AD转换器的作用，该AD转换器将对于一定水平以上的亮度输入的输出值钳位。

当将偏置电压VBIAS控制为Lo电平而使晶体管91被关断并且将初始化信号INI设为Hi时，无论差分输入电路61的状态如何，输出信号VCO都会变为Hi。因此，通过组合输出信号VCO的强制Hi输出和上述通过控制信号TERM输出的强制Lo，不管前级的差分输入电路61以及像素电路41和DAC 25的状态如何，都能够将输出信号VCO设定为任意值。

借助此功能，例如，能够仅通过电信号输入来测试像素21之后的电路，而无需依赖于摄像装置1的光学输入。

<像素电路的详细构造示例>

将参考图4说明像素电路41的详细构造。图4是示出除了图3所示的比较电路51的差分输入电路61之外的像素电路41的细节的电路图。

像素电路41包括：作为光电转换元件的光电二极管(PD)121、放电晶体管122、传输晶体管123、复位晶体管124和FD(浮动扩散层)125。

在调整曝光时间时使用放电晶体管122。具体地，当期望在任意时刻开始曝光时段时使放电晶体管122导通的话，则至此为止累积于光电二极管121中的电荷被排出。因此，在放电晶体管122被关断之后，曝光时段开始。

传输晶体管123将由光电二极管121产生的电荷传输到FD 125。复位晶体管124将保持在FD 125中的电荷复位。FD 125连接到差分输入电路61的晶体管82的栅极。因此，差分输入电路61的晶体管82也起到像素电路41的放大晶体管的作用。

复位晶体管124的源极连接到差分输入电路61的晶体管82的栅极和FD 125，复位晶体管124的漏极连接到晶体管82的漏极。因此，没有用于复位FD 125的电荷的固定复位电压。这是因为：通过控制差分输入电路61的电路状态，能够使用基准信号REF来任意地设定用于复位FD 125的复位电压，并且电路的固定模式噪声被存储在FD 125中，使得其分量能够通过CDS操作而被消除。

<像素单元时序图>

将参考图5的时序图说明图4所示的像素21的操作。

首先，在时间t1，将基准信号REF设为复位电压V_rst，并且通过接通复位晶体管124复位FD 125的电荷，上述复位电压V_rst用于将FD 125的电荷从待机电压V_stb复位至该复位电压V_rst。此外，在时间t1，将提供给正反馈电路63的晶体管101和103的栅极的初始化信号INI设为Hi，并且将正反馈电路63设为初始状态。

在时间t2，将基准信号REF升高到预定电压V_u，并且开始基准信号REF与像素信号SIG之间的比较(基准信号REF的扫描)。此时，由于基准信号REF大于像素信号SIG，因此输出信号VCO为Hi。

在判定基准信号REF和像素信号SIG相同的时间t3，输出信号VCO被反转(转变为低)。当输出信号VCO被反转时，如上所述，正反馈电路63加速输出信号VCO的反转。此外，数据存储单元52存储当输出信号VCO被反转时的时间点的时间数据(N位的DATA[1]至DATA[N])。

在信号写入时段结束并且信号读取时段开始的时间t4，提供给比较电路51的晶体管81的栅极的基准信号REF的电压减小到使晶体管81关断的电平(待机电压V_stb)。因此，抑制了比较电路51在信号读取时段的电流消耗。

在时间t5，用于控制读取时序的WORD信号变为Hi，并且从数据存储单元52的锁存控制电路71输出N位的锁存时间信号DATA[1]至DATA[N]。在此处获取的数据是当执行相关双采样(CDS)处理时的处于复位电平的P相数据。

在时间t6，基准信号REF上升到预定电压V_u，提供给晶体管101和103的栅极的初始化信号INI被设为Hi，并且正反馈电路63再次被设置为初始状态。

在时间t7，通过Hi传输信号TX使像素电路41的传输晶体管123接通，并且光电二极管121产生的电荷被传输到FD 125。

在初始化信号INI返回到低之后，开始比较基准信号REF与像素信号SIG(基准信号REF的扫描)。此时，由于基准信号REF大于像素信号SIG，输出信号VCO为Hi。

然后，在判定基准信号REF和像素信号SIG相同的时间t8，输出信号VCO被反转(转换为低)。当输出信号VCO被反转时，正反馈电路63加速了输出信号VCO的反转。此外，数据存储单元52存储在输出信号VCO被反转时的时间点的时间数据(N位的DATA[1]至DATA[N])。

在信号写入时段结束并且信号读取时段开始的时间t9，提供给比较电路51的晶体管81的栅极的基准信号REF的电压减小到使晶体管81关断的电平(待机电压V_stb)。因此，抑制了比较电路51在信号读取时段的电流消耗。

在时间t10，用于控制读取时序的WORD信号变为Hi，并且从数据存储单元52的锁存控制电路71输出N位的锁存时间信号DATA[1]至DATA[N]。在此处获取的数据是当执行相关双采样(CDS)处理时的信号电平的D相数据。时间t11是与上述时间t1相同的状态，在该期间内驱动下一个1V(一个垂直扫描周期)。

通过上述像素21的驱动，首先，获取并随后读取P相数据(复位电平)，接着，获取并随后读取D相数据(信号电平)。

通过上述操作，摄像装置1的像素阵列单元22的每个像素21能够执行全局快门操作，在该操作中，所有像素同时被复位并且所有像素同时被曝光。由于能够同时使所有像素曝光并读取所有像素，因此无需设置通常像素中通常设置有的用于保持电荷直到电荷被读取的保持部。此外，像素21的构造不需要用于选择输出像素信号SIG的像素的选择晶体管等，而这样的选择晶体管等对于列并行读取型摄像装置而言是必需的。

通过参考图5所述的像素21的驱动，总是将放电晶体管122控制为关断。然而，如图5中的虚线所示，在期望的时间，将放电信号OFG设为Hi，暂时导通放电晶体管122并随后将其关断，以此设定任意的曝光时段。

<关于噪声>

顺便提及，摄像装置1(图1)的噪声电平由热噪声、1/f噪声和量化噪声定义。为了减少热噪声，可以考虑改善电路的gm，但是模拟电路消耗的电流增加，并且功率可能增加。

此外，虽然1/f噪声也对电流很敏感，但是它主要由面积和工艺决定，并且针对性的措施会增加成本。量化噪声由ADC 42的分辨率唯一地确定，但是在低照度下，量化噪声由图像传感器本身的随机噪声(热噪声或1/f噪声)和ADC 42的量化噪声定义，并且热噪声和1/f噪声取决于模拟电路消耗的电流量。

因此，下面将进一步说明这样的摄像装置1：该摄像装置1通过根据AD转换后的输出信号(来自ADC 42的输出信号)自适应地、可变地调整模拟电路消耗的电流，能够实现在高照度时的低功耗以及在低照度时的低噪声。

在下面的说明中，噪声将被图示和说明如下。如图6所示，预定电路301是包括噪声的电路。噪声是从电路301中的电阻器元件、电容器元件、或晶体管元件等产生的。假定对包括可能产生噪声的元件的电路301执行用于减少噪声的外部控制。

在这种情况下，如图7所示，通过说明噪声被等效地输入转换，通过输入给出预定的噪声量，并且电路302本身是无噪声的来给出以下说明。在图7所示的电路图中，电路302是不产生噪声的电路。在电路302的外部设置加法单元303，并且向加法单元303输入预定的噪声量。由于加法单元303连接到电路302，因此，噪声被提供给电路302。

再次参考图6所示的电路301，例如，当流过电路301中包括的晶体管元件的电流改变时，噪声量也会改变。换句话说，能够通过控制流过晶体管元件的电流来控制噪声量。因此，如图8所示，构想出控制流过电路301’(为了与图6所示的电路301区分开而用上撇号表示)中的晶体管元件的电流，以控制电路301’的噪声。

如图9所示，这可以用如图7所示的无噪声电路302来表示。即，参考图9，能够通过控制输入到无噪声电路302’的噪声量(输入到加法单元303的噪声量)来控制电路302’的噪声。

如上所述，在摄像装置1中，产生了诸如热噪声、1/f噪声和量化噪声等噪声。摄像装置1中包括的ADC 42包括例如如图3所示的多个晶体管元件。将对如下的摄像装置1A给出进一步说明，该摄像装置1A通过控制流过上述晶体管元件的电流来控制ADC 42中产生的噪声量，并以改善的图像质量进行摄像。

<执行噪声控制的摄像装置的构造>

图10是示出进行噪声控制的摄像装置的构造的图，特别是示出包括用于控制ADC42中产生的噪声量的构造的ADC 42和周边电路的图。为了控制在ADC 42中产生的噪声量，设置了判定单元401，该判定单元401基于来自ADC 42的输出进行稍后说明的判定。

作为判定单元401的判定的结果，对提供给ADC 42的噪声量进行控制。如稍后说明的那样，通过控制流过ADC 42中的预定晶体管元件的电流来控制噪声量。判定单元401起到用于控制ADC 42中的电流的控制单元的作用。

输出复位数字数据和信号数字数据作为来自ADC 42的输出。通过加法单元402计算出复位数字数据和信号数字数据之间的差，并且生成累积于像素电路41中(累积于像素电路41中的光电二极管121中)的电荷的信号，并且将该信号作为输出信号输出。

输出信号也被输入到判定单元401。如稍后将详细说明的那样，判定单元401判定被摄图像的性质(例如，是高照度还是低照度)，并根据判定结果来控制噪声量。

图11是示出判定单元401的构造示例的图。判定单元401包括判定值计算单元431、比较单元432、控制表参考单元433和选择单元434。

从ADC 42输出的像素信号被提供给判定单元401的判定值计算单元431。所提供的像素信号可以是整个像素区域的像素值、一个像素的像素值以及表示由一个以上像素组成的像素的像素值等。

由一个以上像素组成的像素可以是例如布置在像素阵列单元的预定区域中的像素或像平面相位差像素。此外，这样的像素能够是该像素周围的区域中的各像素的代表像素，并且可以在读取不是所述代表像素的像素之前读取来自作为所述代表像素的像素的信号。然后，判定单元401能够使用从所述代表像素读取的信号来进行判定。

输入到判定值计算单元431的像素信号的单位能够与将被控制的单位相匹配。例如，在以一个像素为单位进行控制的情况下，以一个像素为单位提供像素信号。

即，判定单元401进行判定的精度可以是整个像素区域、一个像素单位或多个像素单位。

输入到判定值计算单元431的像素信号的单位可以是每个像素、每列、每个包括预定数量像素的像素块以及所有像素等。

此外，控制时序(用于判定的时序)可以是恒定的(针对每个帧执行)，或者可以针对每预定数量的帧执行，上述控制时序例如是：像素信号被输入到判定值计算单元431的时刻、判定单元401进行判定的时刻等。

注意，如稍后所述，判定单元401进行判定的时刻和使用判定的结果控制电流值等的时刻可以是不同的。在此，将进行判定的时刻记载为控制时刻，并继续进行说明。

此外，在一个图像由多个帧(子帧)形成的情况下，可以对每个子帧执行控制，或者可以在多个子帧的预定子帧中进行控制。

例如，在使用四个子帧生成一帧的情况下，可以对每个子帧进行控制，或者可以对四个子帧中的预定子帧(例如，第一子帧)进行控制(对其他子帧进行使用预定子帧的值的控制)。

判定值计算单元431使用输入的像素信号来计算屏幕中的平均值、代表值、关于图像是否已经饱和的最大值等。上述所有这些值都可以计算出来，或者可以计算出它们中的至少一者。

注意，可以使用已经预先经过了诸如缺陷校正等处理的像素信号来计算由判定值计算单元431计算的判定值。

来自判定值计算单元431的判定值被提供给比较单元432。判定阈值也被提供给比较单元432。判定阈值能够被构造成从判定单元401的外部提供，或者能够被构造成由比较单元432保持或生成。判定阈值可以是固定值，或者可以是随预定条件而变化的可变值。

比较单元432将来自判定值计算单元431的判定值与判定阈值进行比较，并将比较结果提供给控制表参考单元433。控制表参考单元433参照用于模拟电路的噪声控制的控制信号，例如电流值表。该表是例如其中将比较结果与电流值彼此相关联的表。

上述表可以被保存在控制表参考单元433中，或者，可以被保存在控制表参考单元433的外部。

将来自控制表参考单元433的参考值(例如，电流值)、强制控制值和模式选择信号提供至选择单元434。响应于所述模式选择信号，选择单元434判断是否进行强制控制，并且根据判断的结果，选择来自控制表参考单元433的参考值或强制控制值，并将选择结果提供给每个模拟电路(例如ADC 42)。

<用于控制差分输入电路的电流的第一构造>

图12示出了在根据判定单元401的判定结果来控制流过ADC 42中的晶体管元件的电流的情况下的ADC 42及其周边单元的构造示例。图12仅示出了ADC 42中的差分输入电路61。偏置电路501连接到晶体管85的栅极，该偏置电路501用于控制流过差分输入电路61的晶体管85的电流Icm。

判定单元401的判定结果被提供给偏置电路501。偏置电路501包括多个晶体管511和电流源512。偏置电路501被构造成能够通过改变构成晶体管511的多个晶体管所使用的数量来改变所连接的差分输入电路61的电流值。

在流过偏置电路501的电流是电流Ipixbias的情况下，晶体管511的沟道长度L是固定的，沟道宽度W(偏置W大小)为Wpixbias，像素电流源W大小为Wcmbias，流过晶体管85的电流Icm为Icm＝Ipixbias×(Wcmbias/Wpixbias)。

即，可以利用每单位W的电流密度恒定的特性进行控制。即使该电流值在差分输入电路61侧为一个数位[nA]的等级，由于在后级中包括正反馈电路63的构造(正反馈(PositiveFeedBack)构造)，因此也能够进行上述操作。

以这种方式，通过控制流过差分输入电路61中的晶体管(在此，为晶体管85)的电流，能够控制由晶体管85(包含晶体管85的整个电路)产生的噪声。

例如，在拍摄亮图像(高照度图像)的情况下，即使噪声大，也认为噪声对图像质量的影响较小。此外，在拍摄暗图像(低照度图像)的情况下，如果噪声大，则认为噪声对图像质量的影响大。

此外，噪声还取决于流过晶体管的电流值，并且噪声会随着该电流值的增大而减小。

由于上述原因，当判定单元401能够判断出正在拍摄具有高照度的图像时，将差分输入电路61(差分输入电路61中的晶体管85)的电流值控制为低电流值的判定值被输出到偏置电路501，偏置电路501进行控制以减小差分输入电路61中的电流值。为此，当拍摄具有高照度的图像时，能够实现功率的降低。

此外，当判定单元401能够判断出正在拍摄低照度图像时，用于控制差分输入电路61(差分输入电路61中的晶体管85)的电流值的判定值被输出到偏置电路501，并且偏置电路501进行控制以增大差分输入电路61中的电流值。为此，能够在拍摄低照度的图像时减少噪声。

<用于控制差分输入电路的电流的第二构造>

图13示出了在根据判定单元401的判定结果来控制流过ADC 42中的晶体管元件的电流的情况下的ADC 42及其周边单元的第二构造示例。图13仅示出了ADC 42中的差分输入电路61。DAC 25连接到晶体管81的栅极，DAC 25用于控制提供给差分输入电路61的晶体管81的基准信号REF。

如上所述，DAC 25生成基准信号(基准电压信号)REF，并将其提供给每个像素21，该基准信号REF是电平(电压)随时间单调减小的斜率信号。

判定单元401的判定结果被提供给DAC 25。DAC 25包括电阻器551和电流源552。在DAC 25中，例如，电流源552包括多个电流源，并且通过分别控制多个电流源的接通和断开来控制电流源552的电流值。

DAC 25被构造成这样：地面(GND)为基准电位，并且DAC的波形(基准信号REF的波形)由流过电阻器551的电流的IR压降确定。通常，已知在电流较大的情况下，电流散粒噪声增加并且DAC 25的噪声劣化。考虑到FD 125的电压范围(图4)，例如，在信号量较小的情况下等，如图14所示，DAC波形的电流均匀地减小。

在图14中，实线表示基准信号REF在正常时间段的波形，虚线表示基准信号REF在电流均匀地减小时的波形。因此，通过给基准信号REF一个偏移，能够减少DAC 25中产生的噪声。

尽管这里表示为DC，但是，例如，可以根据增益(斜率的梯度)将其与偏移量一起改变。此外，如图14中的虚线所示，由于还能够减小FD 125的初始电压的DC值，因此，能够抑制FD 125的暗电流，并且还能够抑制由于FD 125的暗电流而导致的散粒噪声。因此，能够进一步减少随机噪声。

即，在低亮度信号的情况下(当信号电平低时)，进行控制从而通过减小电流值并将像素的FD 125的初始电压设置为低来减小暗电流散粒噪声。另一方面，在高信号亮度的情况下(当信号电平高时)，进行控制以使电流增大并且使FD 125的电压增大，从而能够获得高亮度信号。

此时，尽管暗电流散粒噪声有可能增加，但是由于亮度高而不明显。此外，因为针对所有像素设置一个DAC 25，所以它不会消耗如差分输入电路61那样多的功率。因此，减小差分输入电路61的电流会导致较低的功率。例如，在像素为10Mpix的情况下，能够在10M的放大倍数下获得上述效果。

<用于控制差分输入电路的电流的第三构造>

图12所示的用于控制差分输入电路的电流的第一构造和图13所示的用于控制差分输入电路的电流的第二构造可以组合。图15示出了ADC 42及其周边单元的构造示例，其中组合了第一构造和第二构造。

在图15所示的ADC 42中，偏置电路501连接到晶体管85的栅极，该偏置电路501用于控制流过差分输入电路61的晶体管85的电流。此外，DAC 25连接到晶体管81的栅极，该DAC 25用于控制提供给差分输入电路61的晶体管81的基准信号REF。

判定单元401的判定结果被提供给偏置电路501和DAC 25。由偏置电路501和DAC25执行的控制与上述情况相似。

即，在判定单元401判定信号值为应该抗噪声的低亮度信号(信号电平较低)的情况下，偏置电路501将电流值反馈给模拟电路(例如，ADC 42)，并且偏置电路501的工作方向是降低噪声。在差分输入电路61的情况下，执行用于增大在差分输入电路61中流动的电流Icm的电流值的控制，并且执行用于减小由电路产生的热噪声的控制。

相反地，DAC 25执行这样的控制：通过减小电流值并将像素的FD 125的初始电压设置为低来减小暗电流散粒噪声。

当照度高时，偏置电路501执行用于减小差分输入电路61中的电流Icm的控制。此时，尽管增加了噪声，但是能够减小差分输入电路61的功耗。与偏置电路501相反，DAC 25执行用于增大电流并增大FD 125的电压的控制，从而能够获得具有高亮度的信号。

即使采用上述构造，也能够控制流过差分输入电路61的电流并能够控制噪声。此外，通过分别控制流过差分输入电路61中的多个晶体管的电流，能够更适当地控制噪声。

<用于控制差分输入电路的电流的第四构造>

如上所述，根据差分输入电路的第一至第三构造，能够抑制噪声。例如，如由图14中的虚线所示以及附加的说明那样，根据本技术，由于还能够减小FD 125的初始电压的DC值，因此能够抑制FD 125的暗电流，并且还能够抑制由于FD 125的暗电流引起的散粒噪声。因此，能够进一步减小随机噪声。

即，在低亮度信号的情况下(当信号电平低时)，执行这样的控制：通过减小电流值并将像素的FD 125的初始电压设置为低来减小暗电流散粒噪声。另一方面，在高亮度信号的情况下(当信号电平高时)，执行这样的控制：增大电流并增加FD 125的电压，从而能够获得高亮度信号。

顺便说一下，如图16所示，在时间t11，在将FD 125的初始电压设置为低电压(高电位)的情况下，即，在将用于复位FD 125的电荷的复位电压V_rst设置为低电压(高电位)的情况下，即使在时间t12打开传输栅极(图中的TG)，FD 125中剩余的电荷也不会流回到PD 121侧。

然而，如图17所示，在时间t21，在将FD 125的初始电压设置为高电压(低电位)的情况下，即，在将用于复位FD 125的电荷的复位电压Vrst设置为高电压(低电位)的情况下，当在时间t22打开传输栅极(图中的TG)时，FD 125中剩余的电荷有可能流回到PD 121侧。

如上所述，根据差分输入电路的第一至第三构造，执行这样的控制：将像素的FD125的初始电压设置为低，从而能够减小暗电流散粒噪声。当执行上述控制时，将出现参考图17所述的情况，并且FD 125中剩余的电荷有可能流回到PD 121侧。

因此，将给出对用于控制差分输入电路的电流的第四构造的说明，所述差分输入电路执行控制，从而减小暗电流散粒噪声，并防止FD 125中剩余的电荷流回到PD 121侧。

在用于控制差分输入电路的电流的第四构造中，为了抑制FD 125的暗电流，减小FD 125的初始电压，并且为了创造出能够进行传输且不产生回流电荷的状况，进行在传输期间暂时增大FD 125的电压的控制(用于暂时降低电位的控制)。

图18示出了在根据判定单元401的判定结果控制流过ADC 42中的晶体管元件的电流的情况下的ADC 42及其周边单元的构造示例(第四构造)。图18示出了ADC 42中的差分输入电路61和像素电路41。

偏置电路531连接到晶体管85的栅极，偏置电路531用于控制流过差分输入电路61的晶体管85的电流Icm。偏置电路531具有如下构造：其中，在偏置电路501的构造(图12)上增加了开关541和开关542。

即，偏置电路531被构造为被提供有来自判定单元401的判定结果。此外，偏置电路531包括电流源512和多个晶体管511。偏置电路531被构造成使得：能够通过改变构成晶体管511的多个晶体管中被使用的数量来改变所连接的差分输入电路61的电流值。

此外，偏置电路531包括开关541和开关542。当开关541和开关542中的一个开关断开时，另一个开关控制为闭合。

具体地，在传输栅极TX导通的时刻，断开开关541并闭合开关542。此外，在除了传输栅极TX导通的时刻以外的时刻，闭合开关541并断开开关542。

断开开关541并闭合开关542的时刻可以与传输栅极TX导通的时刻相同，或者可以是紧接在传输栅极TX被导通之前的时刻。

通过上述控制，当传输栅极TX被导通并开始传输来自FD 125的电荷时，断开开关541并闭合开关542，使得晶体管85的栅极处于接地状态。当晶体管85的栅极处于接地状态时，晶体管85的漏极的电位处于被升高状态。

由于晶体管85的漏极连接到晶体管82的源极侧，因此，晶体管82的源极电位处于被升高状态。

差分输入电路61的晶体管82起到放大晶体管的作用。在放大晶体管的寄生电容是寄生电容551的情况下，当晶体管85的源极侧变为高电位时，放大晶体管的寄生电容551的电位升高。

由于FD 125连接到放大晶体管(晶体管82)，因此当寄生电容551的电位上升时，FD125的电位最终也会上升。

如上所述，当传输栅极TX接通并开始传输来自FD 125的电荷时，通过断开开关541并闭合开关542，能够提升FD 125的电压。

即使在图17所示的时间t21的状态下，通过使FD 125升压，也能够暂时提供图16所示的时间t11的状态，并且能够防止FD 125中剩余的电荷流回到PD 121侧。

此外，通过断开开关541并闭合开关542，使FD 125的电压暂时升高，然后闭合开关541并断开开关542，能够提供如下状态：其中，偏置电路531将输入偏置电流Vb提供给晶体管85。因此，如上所述，能够切换至能够抑制FD 125的暗电流的状态，并且能够抑制由于FD125的暗电流引起的散粒噪声。

将参考图19的时序图说明图18所示的像素21的操作。图19所示的时序图是通过将控制脉冲bias以及FD 125的电压值添加到图5所示的时序图而获得的时序图，所述控制脉冲bias用于控制是否从偏置电路531提供输入偏置电流Vb。因此，关于参考图5所示的时序图所说明的内容的说明被省略。

控制脉冲bias是用于控制开关541和开关542的断开/闭合的脉冲。这里，假设当控制脉冲bias为关断(off)时，开关541被断开并且开关542被闭合。因此，在控制脉冲bias关断的情况下，偏置电路531处于接地状态，并且偏置电流Vb处于未被提供给晶体管85的状态。

此外，当控制脉冲bias为导通(on)时，开关541被闭合并且开关542被断开。因此，在控制脉冲bias导通的情况下，偏置电路531处于晶体管511被连接的状态，并且偏置电流Vb处于提供给晶体管85的状态。

因此，当控制脉冲bias从导通切换为关断时，来自偏置电路53的输入偏置电流Vb的值从预定的电流值(例如，电流Ipixbias)切换为零(接地)。

在时间t7，通过Hi传输信号TX使像素电路41的传输晶体管123接通，并且光电二极管121产生的电荷被传输到FD 125。在时间t7之前的时间t6，通过向开关541和开关542提供关断的控制脉冲bias来断开开关541并闭合开关542。

因此，在时间t7，来自偏置电路53的输入偏置电流的值Vb从预定的电流值(例如，电流Ipixbias)切换为零(接地)。

在时间t6，当来自偏置电路53的输入偏置电流的值Vb为零时，FD 125的电压值逐渐上升。

注意，这里，举例说明这样的情况：控制脉冲bias被断开的时刻(将来自偏置电路531的输入偏置电流Vb的值设为零的时刻，即，控制开关541和542的断开/闭合的时刻)被设定为在传输信号TX变为Hi的时刻之前。然而，传输信号TX变为Hi的时刻和控制脉冲bias被关断的时刻可以基本相同(时间t7)。

在传输信号TX返回至低的时间点(几乎与传输信号TX返回至低同时地或在传输信号TX返回至低之后)，来自偏置电路53的输入偏置电流Vb的值返回到预定的电流值(例如，电流Ipixbias)。即，在这种情况下，当重新导通控制脉冲bias时，开关541被闭合且开关542被断开。

当来自偏置电路53的输入偏置电流Vb处于被提供给差分输入电路61的状态时，FD125的电压下降。

以这种方式，在开始传输时使FD 125的电压暂时升高，从而能够防止FD 125中剩余的电荷流回到PD 121侧。此外，当使FD 125的电压暂时升高并随后使其返回到原始状态，并且在电压已经返回到原始状态的情况下进行FD 125的电荷传输时，能够进行抑制了FD125中暗电流的产生的传输。

注意，虽然以图18所示的偏置电路531包括开关541和开关542的情况作为示例进行了说明，但是偏置电路531可以包括一个开关。换句话说，只要偏置电路531包括如下的一个开关，就能够提供用于执行上述控制的偏置电路531，所述一个开关在传输开始时连接到接地侧并且在除了传输开始以外的其它时间连接到晶体管511，并且这样的构造也在本技术的范围内。

<用于控制差分输入电路的电流的第五构造>

图20示出了在根据判定单元401的判定结果控制流过ADC 42中的晶体管元件的电流的情况下的ADC 42及其周边单元的构造示例(第五构造)。图20示出了ADC 42中的差分输入电路61和像素电路41。

在图20所示的构造中，与图18类似，偏置电路571连接到晶体管85的栅极，该偏置电路571用于控制流过差分输入电路61的晶体管85的电流Icm。该偏置电路571具有如下构造：其中，在偏置电路531的构造(图18)上添加构成源极跟随器电路的晶体管581和可变电流源582，并且添加了用于调节电压的操作点的晶体管583。

与晶体管511类似，所添加的晶体管581和晶体管583均包括多个晶体管。

例如，在图18所示的偏置电路531中，偏置电路531的驱动能力是由连接至构成像素21的光电二极管121的晶体管决定的。

当电路所连接的像素数量增加时，即，当像素阵列单元22(图1)中的像素21的数量增加时，与像素21连接的偏置电路531的数量也会增加。

当像素21的数量以这种方式增加时，可能难以在指定的时间内激活偏置电路531，并且难以使电流流向像素阵列单元22中的所有像素21(难以在有限的ADC时间内使电流流过)。

因此，采用如图20所示的偏置电路571的构造，从而即使当像素21的数量增加时也能够在指定的时间内激活偏置电路571。

图20所示的偏置电路571包括具有晶体管581的源极跟随器电路。该源极跟随器电路用作缓冲器，并且在缓冲器中被缓冲的电压用于提供给晶体管85。因此，通过使用缓冲电压，能够在指定的时间内激活偏置电路571。

根据图19所示的时序图来进行图20所示的包括偏置电路571的像素21的操作。由于已经参考图19所示的时序图进行了说明，因此这里省略其说明。

将参考图21和22说明偏置电路571的布置示例。

图21是示出偏置电路571相对于像素阵列单元22的布置位置的示例的图。这里，将针对开关电路571a和偏置电路571b来分别说明偏置电路571。

开关电路571a是包括开关541和开关542的电路，偏置电路571b是包括晶体管511、电流源512、晶体管581、可变电流源582和晶体管583的电路。

在图21所示的布置示例中，偏置电路571设置在像素阵列单元22的四侧中的一侧，开关电路571a设置在像素阵列单元22侧，像素阵列单元22(每个像素21)被布置成隔着开关电路571a连接到偏置电路571b。

在图22所示的布置示例中，偏置电路571-1至571-4分别设置在像素阵列单元22的四个侧面中的每个侧面。如在图21所示的布置示例中一样，关于设置在像素阵列单元22的每个侧面的偏置电路571，开关电路571a-1至571a-4设置在像素阵列单元22侧，像素阵列单元22(每个像素21)被布置成隔着开关电路571a-1至571a-4连接到偏置电路571b-1至571b-4。

在图21所示的布置示例中，偏置电路571被图示为设置在像素阵列单元22的四个侧面中的一个侧面，而在图22所示的布置示例中，偏置电路571被图示为设置在像素阵列单元22的四个侧面的每个侧面。尽管未示出，但是偏置电路571还能够被布置成设置在像素阵列单元22的四个侧面中的两个侧面，或者偏置电路571还能够被布置成设置在像素阵列单元22的四个侧面中的三个侧面。

像素阵列单元22的四个侧面中的哪个侧面设置有偏置电路571是能够根据布局约束适当地改变的设计项目。

如在图22所示的布置示例中，在偏置电路571布置在像素阵列单元22的四个侧面的情况下，偏置电路571布置为作为在像素阵列单元22周围的具有相同特性的晶体管而被形成，并且能够从外围提供偏置电流(电压)。通过这样的布置，与如在图21所示的布置示例中将偏置电路571布置在像素阵列单元22的一侧的情况相比，能够减小传感器之间的特性差异(像素21之间的特性差异)。

在图21和22所示的布置示例中，已经将偏置电路571作为示例进行了说明。然而，图21或图22所示的布置示例也能够应用于图18所示的偏置电路531。

<用于控制差分输入电路的电流的第六构造>

图23示出了在根据判定单元401的判定结果控制流过ADC 42中的晶体管元件的电流的情况下的ADC 42及其周边单元的构造示例(第六构造)。图23示出了ADC 42中的差分输入电路61和像素电路41。

图23所示的像素电路41的构造是如下构造：其中，在FD 125附近设置配线611，并且FD 125和配线611被耦合为用于在传输开始时使FD 125的电压暂时升高的构造。

偏置电路(例如，图12所示的偏置电路501)连接到差分输入电路61，并且基于判定单元401的判定结果来提供偏置电流Vb。

配线611是金属配线，并且该配线611被构造为在传输开始时施加电压。例如，电压源能够被构造成连接到配线611，并且能够由判定单元401来控制该电压源，以便在传输时将具有预定电压值的电压施加至配线611。

当向配线611施加电压时，耦合的FD 125的电压升高。当向配线611施加电压时，寄生电容612的电位增加，并且FD 125的电位也增加。

将参考图24的时序图说明图23所示的像素21的操作。虽然图24所示的时序图与图19所示的时序图相似，但是用于向配线611施加电压的控制脉冲(控制脉冲bias)是不同的。省略了参考图19所示的时序图说明的部分的描述。

在时间t7，通过Hi传输信号TX使像素电路41的传输晶体管123接通，并且光电二极管121产生的电荷被传输到FD 125。在时间t7之前的时间t6，为了向配线611施加电压，将导通(ON)的控制脉冲bias输出至电压源(未示出)。因此，电压被施加至配线611，并且FD 125的电压值升高。

注意，这里，通过以如下情况作为示例进行了说明：控制脉冲bias接通的时刻被设定为在传输信号TX变为Hi的时刻之前。然而，传输信号TX变为Hi的时刻和控制脉冲bias接通的时刻可以基本相同(时间t7)。

在传输信号TX返回到低的时间点(几乎在传输信号TX返回到低的同时或在传输信号TX返回到低之后)，控制脉冲bias关断，并且向配线611的电压施加结束。当没有向配线611施加电压时，FD 125的电压降低。

以这种方式，在开始传输时使FD 125的电压暂时升高的情况下，能够防止FD 125中剩余的电荷流回到PD 121侧。此外，当使FD 125的电压暂时升高并随后使其返回到原始状态，并且在电压已经返回到原始状态的情况下进行FD 125的电荷传输时，能够进行用于抑制FD 125中暗电流的产生的传输。

<用于控制差分输入电路的电流的第七构造>

图25示出了在根据判定单元401的判定结果控制流过ADC 42中的晶体管元件的电流的情况下的ADC 42及其周边单元的构造示例(第七构造)。图25示出了ADC 42中的差分输入电路61和像素电路41。

在图25所示的差分输入电路61的构造中，作为用于在传输开始时使FD 125的电压暂时升高的构造，晶体管631被设置在晶体管85的漏极侧。晶体管631起到开关的作用，并且设置成用于连接或分离(断开)差分输入电路61中的晶体管85。

即，当晶体管631作为开关而处于接通状态时，晶体管85处于被连接在差分输入电路61中的状态，因此偏置电流Vb处于从偏置电路501被提供给晶体管85并且被提供给晶体管81或晶体管82的源极侧的状态。

另一方面，当晶体管631作为开关而处于关断状态时，晶体管85处于在差分输入电路61中被分离的状态，并且偏置电流Vb处于从偏置电路501被提供给晶体管85但不被提供给晶体管81或晶体管82的源极侧的状态。

此外，这里，晶体管631是包括NMOS晶体管的晶体管，当控制脉冲bias接通时，电压被施加至晶体管631的栅极，晶体管631处于导通状态，当控制脉冲bias关断时，电压不被施加至晶体管631的栅极，晶体管631处于关断状态。

在晶体管631包括PMOS晶体管的情况下，上述操作相反。作为晶体管631的操作，当控制脉冲bias接通时，电压被施加至晶体管631的栅极，晶体管631处于关断状态；并且当控制脉冲bias关断时，电压不被施加至晶体管631的栅极，晶体管631处于导通状态。

作为晶体管631的替代，它可以包括用于接通和关断的开关。注意，考虑到像素21中的晶体管的形成，形成为晶体管而不是形成为开关的优点在于：它能够以与形成其它晶体管的过程相似的过程来制造。

根据图19所示的时序图来执行图25所示的包括晶体管631的像素21的操作。由于已经进行了参考图19所示的时序图的说明，因此省略重复的说明。

在时间t7，当通过Hi传输信号TX使像素电路41的传输晶体管123接通，并且光电二极管121产生的电荷开始被传输到FD 125时(在开始之前)，控制脉冲bias关断，没有电压被施加至晶体管631的栅极，晶体管631处于关断状态，寄生电容551的电位增加，因此，FD 125的电压升高。

之后，在传输信号TX返回到低的时间点(几乎在传输信号TX返回到低的同时或在传输信号TX返回到低之后)，当控制脉冲bias被重新接通时，电压被施加至晶体管631的栅极，晶体管631处于接通状态，寄生电容551的电位降低，结果，FD 125的电压降低。

以这种方式，在开始传输时使FD 125的电压暂时升高的情况下，能够防止FD 125中剩余的电荷流回到PD 121侧。此外，在使FD 125的电压升高之后，从FD 125传输电荷，并且在传输之后，电压返回到原始电压，从而能够进行用于抑制FD 125中暗电流产生的传输。

注意，能够单独应用或者组合应用用于控制差分输入电路的电流的第一至第七构造。

<关于控制的应用时刻>

如上所述，基于判定单元401的判定结果来控制ADC 42中的噪声。将参考图26说明判定单元401的判定结果的输出时刻和判定结果的应用时刻。

像素21在预定的时刻开始曝光。通过参考图5说明的像素21的驱动，总是将放电晶体管122控制为关断状态。然而，如图5中的虚线所示，在期望的时间，将放电信号OFG设为Hi并且暂时接通放电晶体管122并随后关断，从而设定任意曝光时段。例如，曝光的开始能够由OFG的下降脉冲(图5)规定。

曝光时间是从曝光开始到传输信号TX的下降时间(图5)。在每个像素含一个ADC42的情况下，比率为1：1。然而，当FD 125由多个像素共享并且使用一个ADC 42时，能够分别地设置曝光时间(稍后将说明像素共享)。

在曝光时段期间设置RST(复位)时段，使FD 125初始化，进行比较电路51(图2)的自动归零，并且进行ADC 42中开始处理的准备。之后，使正反馈电路(PSB)63初始化，同时，设置DAC 25的初始电压。

在复位时段之后，P相获取时段(以下简称为P相、P相获取时段等)是像素的复位电平的A/D转换时段。DAC 25的电压逐渐降低，并且数据被写入到锁存存储单元72(图2)。当从像素电路41输入到差分输入电路61的信号与来自DAC 25的信号具有相同的值(相同的电压)时，比较电路51的输出被反转，并且写入数据被写入锁存存储单元72。

注意，这里，作为用于加速反应的电路，将设置有正反馈电路63的情况作为示例来说明，但是只要电路能够实现类似的功能(在预定时间内存储锁存数据)，就可以使用任何其它的电路。

在P相输出时段中，从ADC 42输出在P相获取时段中获取的数据。

在P相输出时段之后，设置了D相获取时段(以下简称为D相、D相获取时段等)，该D相获取时段是像素的信号电平的A/D转换时段。在D相获取时段中，传输晶体管123(图4)接通，并且光电二极管121的信号传输到FD 125。DAC 25的电压逐渐降低，并且来自时间码传输单元23的时间码被提供给锁存控制电路71(图2)。

当从像素电路41输入到差分输入电路61的信号与DAC 25的信号具有相同的值(相同的电压)时，比较电路51的输出被反转，并且此时的时间码被写入到锁存存储单元72。

通过将来自DAC 25的信号(斜坡)降低到GND电平(使像素电流关断的电压)，将像素21中的由ADC 42消耗的功率设定为零(zero)状态，并设置待机状态。

另一方面，在D相输出时段中，从ADC 42输出在D相获取时段中获取的数据。

用于对来自ADC 42的信号进行处理的处理单元(未示出)执行P相数据和D相数据的CDS处理，由此去除固定的模式噪声、FD 125的复位噪声以及电路的复位噪声。

此时，最终剩下的噪声是由在模拟电路工作期间流过的电流值决定的热噪声、1/f噪声和随机电报信号(RTS：random telegraph signal)噪声。为了控制上述这些噪声，能够通过如上所述地根据输出信号电平控制电路(ADC 42)中的电流值来减少所述噪声。

因此，作为根据输出信号电平来控制噪声的时刻，例如，存在如图26所示的时刻。注意，这里，将偏置电路501进行的噪声控制作为示例进行说明。

可以读取所有像素的信号以计算出这些信号的平均值，并由所述平均值计算出流过ADC 42中的预定晶体管的电流量。此外，可以读出D相输出的一部分，可以判定其亮度值，并且可以计算出下一帧的电流值(偏置值)。

在图26中，在D相输出时段，由判定单元401计算电流值Icm，并且在下一帧的曝光开始之后并且复位时段之前，将计算出的电流值Icm应用至模拟电路，例如，ADC 42中的差分输入电路61。

注意，电流值Icm能够被构造为在P相输出时段内被计算出，并且能够应用在同一帧的D相获取时段中计算出的电流值Icm。然而，在这种情况下，将使用在同一帧的P相和D相中应用了不同电流值Icm的数据，并且在P相数据和D相数据的CDS中，有可能无法正确地消除噪声。

因此，如上所述，在D相输出时段中计算电流值Icm，并且在下一帧的曝光开始之后且复位时段之前(即，在下一帧的P相获取时段和D相获取时段中)，应用计算出的电流值Icm。

注意，能够在P相输出时段中计算电流值Icm，并且计算出的电流值Icm能够被构造成在下一帧的P相获取时段和D相获取时段期间应用。

将给出对计算电流值Icm的说明。这里，将以最大输出值为14位(从0至16383取值)的情况为例进行说明。在连续8帧的CDS后的输出小于4096的情况下，待处理的图像(被摄图像)被判定为暗(dark)，并且进行驱动以增大用于改善低照度侧的噪声的电流值Icm的设定值。

另一方面，在8帧的CDS后的输出具有大于4096的值的情况下，则认为存在许多高照度信号，并且判定为可以获取散粒噪声主导图像的亮图像，并且进行驱动以减小电流值Icm的设定。

通过以这种方式提供滞后，可以提供用于防止屏幕在4096的阈值附近闪烁的机制。注意，尽管这里以8帧为例进行了说明，但是，帧数当然还可以是8帧以外的数量。

<共享像素结构>

在上述实施例中，比较电路51被构造成这样：在一个像素21中布置一个ADC 42，但是比较电路51能够被构造成这样：多个像素21共用一个ADC 42。

图27是示出在一个ADC 42由多个像素21共享的像素共享的情况下的比较电路51的构造示例的电路图。图27示出了在一个ADC 42由四个像素21(像素21A、像素21B、像素21C和像素21D)共享的情况下的比较电路51的构造示例。

在图27中，构成比较电路51的差分输入电路61、电压转换电路62和正反馈电路63的构造与图2所示的构造类似。

在图27中，四个像素21A至21D设置像素电路41A至41D，并且像素电路41A至41D分别设置有光电二极管121q、放电晶体管122q和传输晶体管123q。另一方面，复位晶体管124’和FD 125’由四个像素21A至21D共享。

注意，在图27中，虽然采用图2所示的电路构造作为比较电路51的电路构造，但是也可以采用其它电路构造。

以这种方式，图12、13或15所示的构造能够应用于共享像素，在共享像素中，多个像素21共用一个ADC 42来控制ADC 42中的电流(ADC 42的噪声)。

例如，在图27所示的四个像素共享的像素构造的情况下的差分输入电路61的构造与在图12所示的不是像素共享的像素构造的情况下的差分输入电路61的构造相同。因此，例如，与图12所示的情况类似，能够在图27所示的四个像素共享的像素构造中设置偏置电路501，并且偏置电路501能够被构造成连接到差分输入电路61中的晶体管85的栅极。

利用这种构造，如参考图12所述的情况，能够基于判定单元401的判定(例如，关于亮度是高还是低的判定)来控制流过晶体管85的电流，并且能够控制在差分输入电路61(包括差分输入电路61的比较电路51)中产生的噪声。

此外，与图13所示的情况类似，在图27所示的四个像素共享像素构造中设置DAC25，并且DAC 25能够被构造成连接到差分输入电路61中的晶体管81的栅极。

利用这种构造，如参考图13所述的情况，能够基于判定单元401的判定(例如，关于亮度是高还是低的判定)来控制提供给晶体管81的基准信号REF，并且能够控制在差分输入电路61(包括差分输入电路61的比较电路51)中产生的噪声。

此外，与图15所示的情况类似，能够在图27所示的四个像素共享像素构造中设置偏置电路501和DAC 25，偏置电路501能够连接到差分输入电路61中的晶体管85的栅极，并且DAC 25能够被构造成连接到差分输入电路61中的晶体管81的栅极。

利用这种构造，如参考图15所述的情况，能够基于判定单元401的判定(例如，关于亮度是高还是低的判定)来控制流过晶体管85的电流，并且控制提供给晶体管81的基准信号REF，并且能够控制在差分输入电路61(包括差分输入电路61的比较电路51)中产生的噪声。

<关于在共享像素中施加控制的时刻>

将参考图28说明共享像素中的判定单元401的判定结果的输出时刻和判定结果的应用时刻。

在共享像素中，由每个像素电路41执行的处理与参考图26说明的情况类似。即，每个像素电路41在曝光开始之后设置有复位时段、P相获取时段、P相输出时段、D相获取时段和D相输出时段，并且在每个时段中执行相应的处理。

这里，将以通过使放电晶体管122(OFG)接通而开始曝光的情况为例进行说明。在每个像素电路41中，曝光时段是从设置于像素电路41中的放电晶体管122的下降至传输晶体管123的下降。

通过分别控制四个像素，能够获得在空间分辨率方面偏移了一个像素的四个全局快门图像。通过分别控制这四个图像的曝光时间(不具有相同的曝光时间)，可以实现高动态范围(HDR)摄像。

例如，当像素电路41A的曝光时间为Ta，像素电路41B的曝光时间为Tb，像素电路41C的曝光时间为Tc，像素电路41D的曝光时间为Td，Ta:Tb:Tc:Td＝1:4:16:64时，根据曝光时间比例，动态范围能够增大64倍。

即使图像在64倍的曝光下饱和，当在1倍的曝光下没有饱和时，也能够防止泛白(whiteout)。

当执行这样的驱动时，在图像在最短的曝光时间Ta时整体上是暗的而不饱和的情况下，例如，当它是1位的64LSB以下的值时，在用曝光时间Td进行获取的情况下，CDS之后的输出可能为4096以下。在这种情况下，例如，如在参考图26说明的情况下，在8个连续的帧之后读取曝光时间Td(该曝光时间Td具有最长的曝光时间)，此后，控制差分输入电路61中的电流Icm或提供给差分输入电路61(由DAC 25产生的)的基准信号Ref的电流，从而抑制了噪声的产生。

此外，在仅使用曝光时间Ta并且由于散粒噪声等的影响而不能获得设置精度的情况下，可以进行控制使得将曝光时间Tb和Tc的信号组合使用，以此类似地判断例如曝光时间Tb处的平均值是否超过256，曝光时间Tc处的平均值是否超过1024，并且在特定帧之后将结果应用于曝光时间Td。

此外，可以利用预定帧的曝光时间Td来进行计算，并且可以将计算出的设定应用于该预定帧后的下一帧的曝光时间Ta、Tb、Tc、Td。根据这种控制，能够仅通过应用长时间曝光Td来优化功耗，在该长时间曝光Td中，在通过HDR进行拍摄时输出最希望避免噪声影响的暗图像。

注意，这里，已经以按照P相和D相的顺序进行四次输出的情况为例进行了说明，但是上述本技术基本上能够类似地应用于相反的D相和P相的顺序读取、P相和D相的组合读取、或两次读取、16次读取等，而不是四次读取。

注意，这里，已经以四像素共享为例进行了说明，但是本技术还能够应用于例如除了四像素共享之外的两像素共享等。

<多基板构造>

在至止的说明中，摄像装置1都被描述为形成在单个半导体基板11上，但是可以通过在多个半导体基板11上创建电路来构造摄像装置1。

图29是通过层叠两个半导体基板11(上基板11A和下基板11C)而构成摄像装置1的概念图。

在上基板11A上至少形成包括光电二极管121的像素电路41。下基板11C至少设置有用于存储时间码的数据存储单元52和时间码传输单元23。上基板11A和下基板11C通过例如Cu-Cu等的金属接合等接合。

图30示出了形成于上基板11A和下基板11C上的电路构造示例。在上基板11A上形成有像素电路41以及ADC 42的差分输入电路61的晶体管81、82和85的电路。在下基板11C上形成有ADC 42的除了晶体管81、82和85之外的电路以及时间码传输单元23。

上基板11A可以是仅由NMOS制成的像素晶片(Wafer)；下基板11C可以是逻辑晶片(Logic Wafer)，在其上形成有在差分输入电路61中包括的PMOS之前的电路。通过以这种方式构造，响应于差分输入电路61的PMOS的缓慢响应，当超过后级的NOR阈值时，使得至恒电压侧的PMOS的反馈(正反馈)急剧地进行反应。

因此，通过电流的时间被最小化，同时，从外部提供的数字信号(格雷码)能够被精确地锁存和存储。锁存的数据被输出到外部处理单元，并用于诸如CDS等处理。

<多基板构造2>

图29和30是通过两个半导体基板11来构造摄像装置1的示例，但是所述摄像装置1也可以通过三个半导体基板11来构造。

图31示出了通过层叠三个半导体基板11(上基板11A、中间基板11B和下基板11C)来构成摄像装置1的概念图。

在上基板11A上形成有包括光电二极管121的像素电路41和比较电路51的至少一部分。下基板11C至少设置有用于存储时间码的数据存储单元52和时间码传输单元23。在中间基板11B上形成有比较电路51的未设置在上基板11A上的剩余电路。上基板11A和中间基板11B以及中间基板11B和下基板11C通过例如Cu-Cu等的金属接合等接合。

图32示出了在摄像装置1包括三个半导体基板11的情况下的每个半导体基板11的电路布置示例。

在图32的示例中，设置于上基板11A上的电路与图30所示的上基板11A的电路相同，在中间基板11B上设置比较电路51的剩余电路，在下基板11C上设置数据存储单元52和时间码传输单元23。

图29至32所示的示例中，判定单元401、偏置电路501和DAC 25等能够形成在下基板11C上。此外，可以设置将被进一步层叠在下基板11C上的基板，并且可以在该基板上形成判定单元401、偏置电路501和DAC 25等。

此外，摄像装置1可以具有层叠结构，并且ADC 42可以被构造成连接到每个像素。例如，光电转换元件(光电二极管121)可以被包括在第一层中，转换单元(ADC 42)可以连接到每个光电转换元件，并且转换单元可以被构造成形成在第一层下方的第二层中。

此外，可以存在包含两层以上的多个图像传感器(摄像装置1)的结构，并且多个图像传感器中的各者可以是用于检测不同的光(例如，辐射、红外光或环境光等)的摄像装置1。

<其它构造>

本技术不限于参考图10说明的上述构造适用的范围，例如，还能够应用于以下示出的构造。

图33是示出应用本技术的ADC 42和周边电路的另一构造的图。根据与图10所示的构造的比较，图33所示的构造是这样的构造：其中，在像素电路41与ADC 42之间(在像素电路41与加法单元303之间)添加了源极跟随器702和CDS 704。此外，还增加了用于控制源极跟随器702中的噪声的加法单元701和用于控制CDS704中的噪声的加法单元703。

判定单元401根据ADC 42的输出来控制源极跟随器702、CDS 704和ADC 42的噪声量。判定单元401控制源极跟随器702、CDS 704和ADC 42中的至少一者的噪声量。

图33示出了如下情况：将判定单元401的判定结果提供给加法单元701、加法单元703和加法单元303，但是，例如，判定结果能够被构造成仅提供给源极跟随器702的加法单元701。此外，判定单元401的判定结果能够仅被提供给CDS 704或ADC 42。

此外，如图33所示，可以将判定单元401的判定结果分别提供给加法单元701、加法单元703和加法单元303，并且可以分别控制源极跟随器702、CDS 704和ADC 42的噪声量。此时，可以提供相同的判定结果，或者可以提供适合于每者的不同判定结果。

在图33所示的构造中，例如，控制源极跟随器702的电流源的电流，实现了噪声的降低和功耗的降低。此外，例如，通过控制构成CDS 704的模拟元件的电流，实现了噪声降低和功耗降低。此外，当如上所述地控制ADC 42中的电流时，实现了噪声降低和功耗降低。

图34是示出应用本技术的ADC 42和周边电路的另一构造的图。根据与图10所示的构造的比较，图34所示的构造是这样的构造：其中，在像素电路41与ADC 42之间(在像素电路41与加法单元303之间)添加了源极跟随器702。此外，还添加了用于控制源极跟随器702中的噪声的加法单元701。

图34所示的构造示出了将本技术应用于斜坡式列ADC的情况的构造。在这样的构造中，源极跟随器702和ADC 42中的仅一者能够被构造用于控制噪声量。此外，能够分别控制源极跟随器702和ADC 42的噪声量。

在控制源极跟随器702和ADC 42的噪声量的情况下，关于来自判定单元401的判定结果，可以提供相同的判定结果，或者可以提供不同的判定结果。

在图34所示的构造中，例如，控制源极跟随器702的电流源的电流，并且实现了噪声的降低和功耗的降低。此外，当如上所述地控制ADC 42中的电流时，实现了噪声降低和功耗降低。

图35是示出应用本技术的ADC 42和周边电路的另一构造的图。根据与图10所示的构造的比较，图35所示的构造是这样的构造：其中，在像素电路41与ADC 42之间(在像素电路41与加法单元303之间)添加了源极跟随器702。此外，还添加了用于控制源极跟随器702中的噪声的加法单元701。此外，添加了判定单元611，该判定单元611用于根据源极跟随器702的输出来控制ADC 42。

图35所示的构造示出了将本技术应用于自适应增益多斜率型ADC的情况的构造。在这样的构造中，源极跟随器702和ADC 42中的仅一者能够被构造用于控制噪声量。此外，能够分别控制源极跟随器702和ADC 42的噪声量。

在控制源极跟随器702和ADC 42的噪声量的情况下，关于判定单元401的判定结果，可以提供相同的判定结果，或者可以提供不同的判定结果。

在图35所示的构造中，例如，控制源极跟随器702的电流源的电流，实现了噪声的降低和功耗的降低。此外，当如上所述地控制ADC 42中的电流时，实现了噪声降低和功耗降低。

图36是示出应用本技术的ADC 42和周边电路的另一构造的图。根据与图10所示的构造的比较，图36所示的构造是这样的构造：其中，在像素电路41与ADC 42之间(在像素电路41与加法单元303之间)添加了源极跟随器702和增益放大器722。此外，还添加了用于控制源极跟随器702中的噪声的加法单元701和用于控制增益放大器722中的噪声的加法单元721。

判定单元401根据ADC 42的输出来控制源极跟随器702、增益放大器722和ADC 42的噪声量。判定单元401控制源极跟随器702、增益放大器722和ADC 42中的至少一者的噪声量。

判定单元401可以向源极跟随器702、增益放大器722和ADC 42提供相同的判定结果或不同的判定结果。

在图36所示的构造中，例如，控制源极跟随器702的电流源的电流，实现了噪声的降低和功耗的降低。此外，例如，通过控制构成增益放大器722的模拟元件的电流，实现了噪声降低和功耗降低。此外，当如上所述地控制ADC 42中的电流时，实现了噪声降低和功耗降低。

本技术能够应用于上述这些构造中的任何一种，并且通过应用本技术，能够根据AD转换后的输出信号来自适应地可变地调整由诸如源极跟随器、增益放大器、CDS或ADC等的模拟电路所消耗的电流，使得能够实现高照度下的低功率，并且能够实现低照度下的低噪声。

此外，参考图29至32说明的层叠结构能够应用于任意上述构造。

<电子设备的应用例>

本发明不限于摄像装置的应用。即，本发明通常能够应用于在摄像单元(光电转换单元)中使用摄像装置的电子设备，所述电子设备例如是：诸如数码相机或摄像机等的摄像装置；具有摄像功能的便携式终端设备；或者使用摄像装置作为图像读取单元的复印机。摄像装置可以是形成为一个芯片的形式，或者可以是具有摄像功能的模块形式，在该模块中摄像单元和信号处理单元或光学系统被一起封装。

图37是示出根据本发明的作为电子设备的摄像装置的构造示例的框图。

图37中的摄像装置800包括：光学单元801，其具有透镜组等；采用上述摄像装置1的构造的摄像装置(摄像器件)802，其；以及数字信号处理器(DSP：digital signalprocessor)电路803，其是相机信号处理电路。此外，摄像装置800还包括帧存储器804、显示单元805、记录单元806、操作单元807和电源单元808。DSP电路803、帧存储器804、显示单元805、记录单元806、操作单元807和电源单元808通过总线809互相连接。

光学单元801接收来自被摄体的入射光(图像光)，并在摄像装置802的成像面上形成图像。摄像装置802逐个像素地将光学单元801在成像面上形成图像的入射光的量转换成电信号，并将该电信号作为像素信号输出。

显示单元805包括例如面板型显示装置(例如，液晶面板或有机电致发光(EL：electro luminescence)面板等)，并且显示出由摄像装置802拍摄的运动图像或静止图像。记录单元806将由摄像装置802拍摄的运动图像或静止图像记录在诸如硬盘或半导体存储器等记录介质中。

操作单元807在使用者的操作下发出有关摄像装置800的各种功能的操作指令。电源单元808将作为DSP电路803、帧存储器804、显示单元805、记录单元806和操作单元807的操作电源的各种电源适当地提供给这些供电目标。

能够使用采用上述构造的摄像装置1作为摄像装置802。

本发明不仅适用于摄像装置，而且还适用于具有其它半导体集成电路的所有半导体装置。

本发明的实施例不限于前述实施例，而是可以在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种改变。

尽管已经将上述各实施例的电路构造作为使用电子作为电荷的电路构造进行了说明，但是本发明还可以是使用空穴作为电荷的电路构造。此外，在上述每个电路构造中，能够实现切换晶体管(NMOS晶体管和PMOS晶体管)的极性的电路构造。在这种情况下，输入到晶体管的控制信号是将Hi和Low反转的信号。

在上述每个实施例中，虽然已经将基准信号REF说明为电平(电压)随时间单调减小的斜率信号进行了说明，但是基准信号REF可以是电平(电压)随时间单调增大的斜率信号。

另外，能够采用将前述多个实施例的全部或一部分进行组合的形式。可以提供其中适当地组合未在上述实施例中说明的其它实施例的形式。

<体内信息获取系统的应用例>

根据本发明的技术(本技术)适用于各种产品。例如，根据本发明的技术可以应用于内窥镜手术系统。

图38是示出使用胶囊内窥镜的患者体内信息获取系统的示意性构造的示例的框图，根据本发明的技术(本技术)能够应用于所述体内信息获取系统。

体内信息获取系统10001包括胶囊内窥镜10100和外部控制装置10200。

在检查时患者吞服胶囊内窥镜10100。胶囊内窥镜10100具有摄像功能和无线通信功能，通过蠕动运动等在诸如胃和肠等器官的内部移动直到被患者自然排出，其以预定间隔顺序地拍摄器官内部的图像(以下也称为体内图像)，并且将关于体内图像的信息顺序地无线发送至身体外部的外部控制装置10200。

外部控制装置10200总体地控制体内信息获取系统10001的操作。此外，外部控制装置10200接收从胶囊内窥镜10100发送的关于体内图像的信息，并基于接收到的关于体内图像的信息，产生用于在显示装置(未示出)上显示体内图像的图像数据。

在体内信息获取系统10001中，以这种方式，能够在从胶囊内窥镜10100被吞咽到其被排出的时间段内随时获得通过拍摄患者的身体状态而得到的体内图像。

将更详细地说明胶囊内窥镜10100和外部控制装置10200的构造和功能。

胶囊内窥镜10100包括胶囊型壳体10101。在壳体10101中，容纳有光源单元10111、摄像单元10112、图像处理单元10113、无线通信单元10114、供电单元10115、电源单元10116和控制单元10117。

光源单元10111包括诸如发光二极管(LED)等光源，并且光源单元10111利用光来照射摄像单元10112的摄像区域。

摄像单元10112包括图像传感器和由设置在该图像传感器前段的多个透镜构成的光学系统。照射到待观察的身体组织的光的反射光(以下称为观察光)被光学系统收集，并入射在图像传感器上。在摄像单元10112中，对入射到图像传感器上的观察光进行光电转换，从而产生与观察光对应的图像信号。由摄像单元10112产生的图像信号被提供给图像处理单元10113。

图像处理单元10113由诸如中央处理单元(CPU)或图像处理单元(GPU)等处理器构成，并对由摄像单元10112产生的图像信号进行各种类型的信号处理。图像处理单元10113将经过了信号处理的图像信号作为原始数据提供给无线通信单元10114。

无线通信单元10114对由图像处理单元10113进行了信号处理的图像信号进行诸如调制处理等预定处理，并经由天线10114A将图像信号发送到外部控制装置10200。此外，无线通信单元10114经由天线10114A从外部控制装置10200接收与胶囊内窥镜10100的驱动控制相关的控制信号。无线通信单元10114将从外部控制装置10200接收的控制信号提供给控制单元10117。

供电单元10115包括用于接收电力的天线线圈、用于从天线线圈中产生的电流中再生电力的电力再生电路以及升压电路等。在供电单元10115中，使用所谓的非接触充电的原理来产生电力。

电源单元10116由二次电池构成，并储存由供电单元10115产生的电力。在图38中，为了避免附图复杂化，省略了用于指示来自电源单元10116的电力的供给对象的箭头等的图示，但是电源单元10116中储存的电力被提供给光源单元10111、摄像单元10112、图像处理单元10113、无线通信单元10114和控制单元10117，并且能够用于驱动这些单元。

控制单元10117包括诸如CPU等处理器，并且根据从外部控制装置10200发送的控制信号进行控制，以驱动光源单元10111、摄像单元10112、图像处理单元10113、无线通信单元10114和供电单元10115。

外部控制装置10200由诸如CPU或GPU等处理器、微型计算机、或其中安装有处理器和存储元件(例如存储器等)的控制板构成。外部控制装置10200通过经由天线10200A向胶囊内窥镜10100的控制单元10117发送控制信号来控制胶囊内窥镜10100的操作。在胶囊内窥镜10100中，例如，能够通过来自外部控制装置10200的控制信号来改变光源单元10111中的观察目标的光照条件。此外，能够通过来自外部控制装置10200的控制信号来改变摄像条件(例如，摄像单元10112中的帧速率或曝光值等)。此外，通过来自外部控制装置10200的控制信号，可以改变图像处理单元10113中的处理内容和无线通信单元10114发送图像信号的条件(例如，发送间隔或发送的图像数量等)。

此外，外部控制装置10200对从胶囊内窥镜10100发送的图像信号进行各种类型的图像处理，从而生成用于在显示装置上显示所拍摄的体内图像的图像数据。例如，可以执行各种信号处理，例如，显影处理(去马赛克处理)、高图像质量处理(波段增强处理、超分辨率处理、降噪(NR)处理和/或抖动校正处理等)、和/或放大处理(电子变焦处理)。外部控制装置10200控制显示装置的驱动，从而基于生成的图像数据显示所拍摄的体内图像。可替代地，外部控制装置10200可以使记录装置(未示出)记录所生成的图像数据，或使打印装置(未示出)打印出所生成的图像数据。

已经说明了根据本发明的技术适用的体内信息获取系统的示例。在上述构造中，根据本发明的技术能够适用于例如光源单元10111至控制单元10117中的任一者。具体地，包括图3所示的ADC 42等的摄像装置1能够应用于摄像单元10112。

<内窥镜手术系统的应用例>

根据本发明的技术(本技术)适用于各种产品。例如，根据本发明的技术可以应用于内窥镜手术系统。

图39是示出能够应用根据本发明的技术(本技术)的内窥镜手术系统的示意性构造的示例的图。

图39示出了外科医生(医生)11131使用内窥镜手术系统11000对病床11133上的患者11132进行手术的情况。如图所示，内窥镜手术系统11000包括：内窥镜(endoscope)11100；诸如气腹管(pneumoperitoneum tube)11111、能量处置工具11112等其它手术器械11110；支撑内窥镜11100的支撑臂装置11120；以及安装有用于内窥镜手术的各种装置的推车11200。

内窥镜11100包括：镜筒11101，其中，从末端起具有预定长度的区域被插入患者11132的体腔中；以及摄像头11102，该摄像头11102连接到镜筒11101的基端。在所示的示例中，示出了构造为包括刚性镜筒11101的所谓的刚性镜的内窥镜11100。然而，内窥镜11100也可以被构造为包括柔性镜筒的所谓的柔性镜。

在镜筒11101的末端设置安装有物镜的开口部。光源装置11203连接到内窥镜11100，并且由光源装置11203产生的光通过在镜筒11101内延伸的光导被引导到该镜筒的末端，并且通过上述物镜朝着患者11132体腔中的观察对象照射。注意，内窥镜11100可以是前视内窥镜(forward-viewing endoscope)，或者可以是斜视内窥镜(oblique-viewingendoscope)或侧视内窥镜(side-viewing endoscope)。

在摄像头11102中，设置有光学系统和摄像元件，并且来自观察目标的反射光(观察光)通过该光学系统会聚到图像传感器上。观察光通过图像传感器进行光电转换，并且产生了对应于观察光的电信号，即，对应于观察图像的图像信号。该图像信号作为原始数据被发送到相机控制单元(camera control unit：CCU)11201。

CCU 11201包括中央处理单元(CPU：central processing unit)或图形处理单元(GPU：graphics processing unit)等，并且整体地控制内窥镜11100和显示装置11202的操作。此外，CCU 11201接收来自摄像头11102的图像信号，并且对该图像信号进行诸如显像处理(去马赛克处理)等用于显示基于该图像信号的图像的各种图像处理。

根据CCU 11201的控制，显示装置11202显示基于图像信号(由CCU 11201进行了图像处理)的图像。

例如，光源装置11203包括诸如发光二极管(LED：light emitting diode)等光源，并且在拍摄手术部位时将照射光提供给内窥镜11100。

输入装置11204是内窥镜手术系统11000的输入接口。用户能够通过输入装置11204进行各种信息项的输入或者关于内窥镜手术系统11000的指令的输入。例如，用户输入指令等以改变内窥镜11100的摄像条件(照射光的类型、倍率、和焦距等)。

处置工具控制装置11205控制能量处置工具11112的驱动，用于烧灼和切割组织、或密封血管等。为了确保内窥镜11100的视野和外科医生的工作空间，气腹装置11206通过气腹管11111将气体送入体腔中，从而扩大患者11132的体腔。记录仪11207是能够记录与手术有关的各种信息项的装置。打印机11208是能够以诸如文本、图像、或图表等各种形式打印与手术有关的各种信息项的装置。

注意，例如，在拍摄手术部位时将照射光提供给内窥镜11100的光源装置11203能够由白光源构成，所述白光源由LED、激光光源、或LED和激光光源的组合构成。在白光源包括RGB激光光源的组合的情况下，可以以高精度来控制各颜色(各波长)的输出强度和输出时刻，因此，可以利用光源装置11203调整被摄图像的白平衡。此外，在这种情况下，来自R、G、B激光光源各者的激光以时分方式(time division manner)照射观察对象，并与照射时序同步地控制摄像头11102的图像传感器的驱动，因此，也能够以时分方式来拍摄对应于R、G、B的各者的图像。根据这种方法，在图像传感器中没有设置彩色滤光片的情况下，也可以获得彩色图像。

此外，可以控制光源装置11203的驱动，从而改变每预定时间要输出的光强度。与改变光强度的时刻同步地控制摄像头11102的图像传感器的驱动，以时分方式(timedivision manner)获取图像，并且合成这些图像，因此，能够产生没有所谓的黑色缺陷(black defect)和过度曝光(overexposure)的高动态范围图像。

此外，光源装置11203可以被配置成提供与特殊光摄像相对应的预定波长带的光。在特殊光摄像中，例如，通过利用人体组织中的吸收光的波长依赖性，应用比执行常规观察时的照射光(即，白光)更窄带宽的光，从而执行以高对比度拍摄黏膜表层部分中的血管等的预定组织的所谓的窄带摄像。可替代地，在特殊光摄像中，可以执行荧光摄像，即通过用激发光照射而产生的荧光来获得图像。在荧光摄像中，例如，利用激发光照射人体组织，并且观察来自人体组织的荧光(自发荧光摄像)，或者将诸如吲哚菁绿(ICG：indian cyaninegreen)等试剂局部注射到人体组织中，并且利用与该试剂的荧光波长对应的激发光照射人体组织，从而获得荧光图像。光源装置11203能够被构造用于提供与这种特殊光摄像对应的窄带光和/或激发光。

图40是示出图39所示的摄像头11102和CCU 11201的功能构造的示例的框图。

摄像头11102包括透镜单元11401、摄像单元11402、驱动单元11403、通信单元11404和摄像头控制单元11405。CCU 11201包括通信单元11411、图像处理单元11412和控制单元11413。摄像头11102和CCU 11201以能够通过传输线缆11400相互通信的方式连接。

透镜单元11401是设置在与镜筒11101的连接部分中的光学系统。从镜筒11101的末端引入的观察光被引导到摄像头11102，并入射到透镜单元11401上。透镜单元11401包括多个透镜(包括变焦透镜和聚焦透镜)的组合。

构成摄像单元11402的图像传感器可以是一个(所谓的单板型)或多个(所谓的多板型)。在摄像单元11402被构造为多板型的情况下，例如，可以通过每个图像传感器产生分别与R、G和B对应的图像信号，并且可以通过组合这些图像信号来获得彩色图像。可替代地，摄像单元11402可以包括用于分别获取与三维(3D)显示对应的右眼图像信号和左眼图像信号的一对图像传感器。执行3D显示，因此，外科医生11131能够更精确地掌握手术部分中的生物组织的深度。注意，在摄像单元11402由多板型构造构成的情况下，可以与各图像传感器对应地设置多个透镜单元11401。

此外，摄像单元11402并非必须设置在摄像头11102中。例如，摄像单元11402可以设置在镜筒11101内且紧接在物镜的后方。

驱动单元11403包括致动器，并且根据摄像头控制单元11405的控制，驱动单元11403将透镜单元11401的变焦透镜和聚焦透镜沿着光轴移动预定距离。因此，能够适当地调整通过摄像单元11402拍摄的图像的放大率和焦点。

通信单元11404包括用于向CCU 11201发送各种信息项和从CCU 11201接收各种信息项的通信装置。通信单元11404通过传输线缆11400将从摄像单元11402获得的图像信号作为原始数据发送到CCU 11201。

此外，通信单元11404从CCU 11201接收用于控制摄像头11102的驱动的控制信号，并将该控制信号提供给摄像头控制单元11405。例如，上述控制信号包括与摄像条件相关的信息，例如，规定被摄图像的帧率的信息、规定摄像时的曝光值的信息、和/或规定被摄图像的放大率和焦点的信息等。

注意，诸如上述的帧率、曝光值、放大率和焦点等摄像条件可以由用户适当地指定，或者可以由CCU 11201的控制单元11413基于所获取的图像信号来自动地设置。在后一种情况下，在内窥镜11100中提供了所谓的自动曝光(AE：auto exposure)功能、自动聚焦(AF：auto focus)功能和自动白平衡(AWB：auto white balance)功能。

摄像头控制单元11405基于通过通信单元11404接收的来自CCU 11201的控制信号来控制摄像头11102的驱动。

通信单元11411包括用于向摄像头11102发送各种信息项和从摄像头11102接收各种信息项的通信装置。通信单元11411接收通过传输线缆11400从摄像头11102发送的图像信号。

此外，通信单元11411将用于控制摄像头11102的驱动的控制信号发送到摄像头11102。上述图像信号和上述控制信号能够通过电通信或光学通信等进行传输。

图像处理器11412对作为从摄像头11102发送来的原始数据的图像信号进行各种图像处理。

控制单元11413执行与通过内窥镜11100对手术部位等进行摄像有关的各种控制，并显示通过对手术部位等进行摄像而获得的拍摄图像。例如，控制单元11413产生用于控制摄像头11102的驱动的控制信号。

此外，基于由图像处理单元11412进行了图像处理的图像信号，控制单元11413致使显示装置11202显示手术部位等的被摄图像。此时，控制单元11413可以通过利用各种图像识别技术来识别被摄图像中的各种物体。例如，控制单元11413检测被摄图像中所包括的物体的边缘的形状或颜色等，并因此能够识别出诸如镊子等手术工具、特定生物体部位、出血、在使用能量处置工具11112时的薄雾等。当在显示装置11202上显示出被摄图像时，控制单元11413可以通过使用识别结果来显示要叠加在手术部位的图像上的各种手术辅助信息项。手术辅助信息被叠加显示并被呈现给外科医生11131，从而减轻了外科医生11131的负担，并且使外科医生11131能够可靠地进行手术。

将摄像头11102和CCU 11201连接在一起的传输线缆11400是与电信号通信对应的电信号线缆、与光通信对应的光纤或者它们的复合线缆。

这里，在所示的示例中，使用传输线缆11400以有线的方式执行通信。然而，也可以以无线的方式执行摄像头11102与CCU 11201之间的通信。

已经说明了能够应用根据本发明的技术的内窥镜手术系统的示例。在上述构造中，根据本发明的技术能够应用于内窥镜11100、摄像头11102(摄像头11102的摄像单元11402)和CCU 11201(CCU 11201的图像处理单元11412)等。具体地，包括图3等所示的ADC42的摄像装置1能够应用于摄像单元10402。

注意，这里，尽管已经将内窥镜手术系统作为示例进行了说明，但是根据本发明的技术还可以应用于例如显微镜手术系统等。

<移动体的应用例>

根据本发明的技术(本技术)适用于各种产品。例如，根据本发明的技术可以被实现为安装在下列任何类型的移动体上的装置，所述移动体例如是：汽车、电动汽车、混合动力汽车、摩托车、自行车、个人移动设备、飞机、无人机、船舶和机器人等。

图41是示出作为能够应用根据本发明的技术的移动体控制系统的示例的车辆控制系统的示意性构造示例的框图。

车辆控制系统12000包括通过通信网络12001连接的多个电子控制单元。在图41所示的示例中，车辆控制系统12000包括：驱动线控制单元12010、车身系统控制单元12020、车外信息检测单元12030、车内信息检测单元12040以及集成控制单元12050。此外，作为集成控制单元12050的功能构造，示出了微型计算机12051、音频和图像输出单元12052以及车载网络接口(I/F)12053。

驱动线控制单元12010根据各种程序来控制与车辆的驱动线有关的设备的操作。例如，驱动线控制单元12010起到下述各设备的控制装置的作用，这些设备是：驱动力产生设备，其用于产生车辆的驱动力，诸如内燃机或驱动电机等；用于将驱动力传递至车轮的驱动力传递机构；用于调节车辆的转向角的转向机构；以及用于产生车辆的制动力的制动设备等。

车身系统控制单元12020根据各种程序来控制安装在车体上的各种设备的操作。例如，车身系统控制单元12020起到下述各设备的控制装置的作用，这些设备是：无钥匙进入系统；智能钥匙系统；电动车窗装置；或诸如前灯、倒车灯、刹车灯、闪光信号灯或雾灯等各种灯。在这种情况下，车身系统控制单元12020能够接收从代替钥匙的便携式设备发送的无线电波或各种开关的信号。车身系统控制单元12020接受这些无线电波或信号的输入，并且控制车辆的门锁装置、电动车窗装置或灯等。

车外信息检测单元12030检测与包括装载有车辆控制系统12000的车辆的外部有关的信息。例如，摄像单元12031连接到车外信息检测单元12030。车外信息检测单元12030使摄像单元12031拍摄车辆外部的图像，并且接收所拍摄的图像。基于所接收到的图像，车外信息检测单元12030可以进行检测诸如行人、车辆、障碍物、交通标志、或路面上的文字等物体的处理或者检测距离的处理。

摄像单元12031是用于接收光并且输出与所接收的光量对应的电信号的光学传感器。摄像单元12031能够将该电信号作为图像输出，或者将该电信号作为测距信息输出。此外，由摄像单元12031接收的光可以是可见光或者诸如红外光等非可见光。

车内信息检测单元12040检测车辆内部的信息。例如，车内信息检测单元12040连接到用于检测驾驶员状态的驾驶员状态检测单元12041。例如，驾驶员状态检测单元12041包括用于拍摄驾驶员的相机，并且车内信息检测单元12040可以基于从驾驶员状态检测单元12041输入的检测信息来计算驾驶员的疲劳程度或专注程度，或者可以判断驾驶员是否正在打瞌睡。

基于由车外信息检测单元12030或车内信息检测单元12040获取的关于车外和车内的信息，微型计算机12051能够计算驱动力产生设备、转向机构或制动系统的控制目标值，并且能够向驱动线控制单元12010输出控制命令。例如，微型计算机12051能够执行用于实现高级驾驶员辅助系统(ADAS：advanced driver assistance system)功能的协同控制，所述高级驾驶员辅助系统功能包括：车辆碰撞避免或撞击减轻、基于车辆间距离的跟随行驶、定速巡航、车辆碰撞警告、或车道偏离警告等。

此外，微型计算机12051能够通过基于由车外信息检测单元12030或车内信息检测单元12040获取的车辆周围的信息来控制驱动力产生设备、转向机构或制动系统等，从而执行用于实现不依赖驾驶员的操作而自动行驶的自动驾驶等的协同控制。

此外，基于由车外信息检测单元12030获取的车辆外部的信息，微型计算机12051能够向车身系统控制单元12020输出控制命令。例如，微型计算机12051能够根据由车外信息检测单元12030检测到的前车或对面来车的位置来控制前灯，以将远光灯切换到近光灯，从而执行用于实现防眩光的协同控制。

音频和图像输出单元12052将声音或图像中的至少一者的输出信号发送到输出设备，该输出设备能够在视觉上或在听觉上向车上的乘客或车辆外部通知信息。在图41的示例中，音频扬声器12061、显示单元12062和仪器面板12063被例示为输出设备。例如，显示单元12062可以包括车载显示器或抬头显示器中的至少一者。

图42是示出摄像单元12031的安装位置的示例的图。

在图42中，设置摄像单元12101、12102、12103、12104和12105作为摄像单元12031。

例如，摄像单元12101、12102、12103、12104和12105位于车辆12100的前鼻、后视镜、后保险杠、后门、车厢内的挡风玻璃的上部等。附接于前鼻的摄像单元12101和附接于车厢内的挡风玻璃的上部的摄像单元12105主要获取车辆12100的前方区域的图像。附接于后视镜的摄像单元12102和12103主要获取车辆12100的侧面区域的图像。附接于后保险杠或后门的摄像单元12104主要获取车辆12100的后方区域的图像。附接于车厢内的挡风玻璃的上部的摄像单元12105主要用于检测前车、行人、障碍物、交通信号灯、交通标志或车道等。

注意，图42示出了摄像单元12101～12104各自的摄像范围的示例。摄像范围12111表示附接于前鼻的摄像单元12101的摄像范围。摄像范围12112和12113分别表示附接于后视镜的摄像单元12102和12103的摄像范围。摄像范围12114表示附接于后保险杠或后门的摄像单元12104的摄像范围。例如，叠加由摄像单元12101～12104捕获到的图像数据将提供俯视车辆12100的俯视图像。

摄像单元12101～12104中的至少一者可以具有获取距离信息的功能。例如，摄像单元12101～12104中的至少一者可以是包括多个图像传感器的立体相机，或者可以是具有用于相位差检测的像素的图像传感器。

例如，通过基于从摄像单元12101～12104获得的距离信息来确定距摄像范围12111～12114内的各个三维物体的距离以及该距离随时间的变化(相对于车辆12100的相对速度)，特别地，微型计算机12051可以将在与车辆12100几乎相同的方向上以预定速度(例如，大于或等于0km/h)行驶在车辆12100的车道上的最靠近的三维物体提取为前车。此外，微型计算机12051能够预先设置与前车要保持的车辆间距离，并且能够执行自动制动控制(包括跟随停止控制)和自动加速控制(包括跟随起动控制)等。以这种方式，可以执行用于实现不依赖驾驶员的操作而自动行驶的自动驾驶等的协同控制。

例如，微型计算机12051在基于从摄像单元12101～12104获得的距离信息将数据分类为两轮车辆、普通车辆、大型车辆、行人以及诸如电线杆等其他三维物体的同时，能够提取上述三维物体的三维物体数据，并且使用这些数据来自动避开障碍物。例如，微型计算机12051将车辆12100周围的障碍物区分为车辆12100的驾驶员视觉可识别的障碍物和难以在视觉上识别的障碍物。然后，微型计算机12051确定用于表示与各个障碍物发生碰撞的危险度的碰撞风险，并且当碰撞风险高于或等于设定值且存在碰撞可能性时，微型计算机12051能够通过音频扬声器12061和显示单元12062向驾驶员输出警告，或者通过驱动线控制单元12010执行强制减速或避让转向，来执行用于避免碰撞的驾驶辅助。

摄像单元12101～12104中的至少一者可以是检测红外线的红外相机。例如，微型计算机12051能够通过判定摄像单元12101～12104的被摄图像中是否存在行人来识别行人。例如，这种行人识别是通过以下过程来进行的：提取作为红外相机的摄像单元12101～12104的被摄图像中的特征点；以及对表示物体的轮廓的一系列特征点进行图案匹配处理并辨别该物体是否是行人。当微型计算机12051判定摄像单元12101～12104的被摄图像中存在行人并识别出该行人时，音频和图像输出单元12052控制显示单元12062，使其在识别出的行人上叠加用于强调的矩形轮廓线。此外，音频和图像输出单元12052可以控制显示单元12062，使其在所期望的位置处显示用于表示行人的图标等。

至此，已经说明了根据本发明的技术适用的车辆控制系统的示例。在上述构造中，根据本发明的技术能够应用于例如摄像单元12031。具体地，包括图3等所示的ADC 42的摄像装置1能够应用于摄像单元12031。

注意，在本说明书中，系统表示由多个设备构成的整个装置。

注意，本说明书中描述的效果仅仅是说明性的而不是限制性的，并且可以提供其他效果。

注意，本技术的实施例不限于前述实施例，而是可以在不脱离本技术的主旨的范围内进行各种改变。

注意，本技术可以构造如下。

(1)

一种摄像装置，包括：

光电转换元件；

转换单元，用于将来自所述光电转换元件的信号转换为数字信号；

偏置电路，用于提供偏置电流，所述偏置电流用于控制流过所述转换单元中的模拟电路的电流；以及

控制单元，用于基于来自所述转换单元的输出信号来控制所述偏置电路，其中，

在开始传输来自所述光电转换元件的电荷时，所述控制单元升高所述模拟电路的预定位置处的电压。

(2)

根据(1)所述的摄像装置，其中，所述转换单元使用电平随时间单调减小的斜率信号将来自所述光电转换元件的所述信号转换为所述数字信号。

(3)

根据(1)或(2)所述的摄像装置，其中，在所述输出信号的电平大的情况下，所述控制单元执行用于减小流过所述模拟电路的所述电流的控制。

(4)

根据(1)至(3)中任一项所述的摄像装置，其中，在所述输出信号的电平小的情况下，所述控制单元执行用于增大流过所述模拟电路的所述电流的控制。

(5)

根据(1)至(4)中任一项所述的摄像装置，其中，所述模拟电路的所述预定位置处的所述电压是浮动扩散层的电压。

(6)

根据(1)至(5)中任一项所述的摄像装置，其中

所述偏置电路包括开关，并且

所述控制单元控制所述开关，使得在开始传输来自所述光电转换元件的所述电荷时，来自所述偏置电路的所述偏置电流不被提供至所述模拟电路。

(7)

根据(6)所述的摄像装置，其中，在开始传输来自所述光电转换元件的所述电荷时，所述开关连接到接地侧。

(8)

根据(6)所述的摄像装置，其中，所述偏置电路包括源极跟随器电路。

(9)

根据(1)至(5)中任一项所述的摄像装置，还包括：

配线，用于向所述模拟电路的所述预定位置施加电压，其中，

在开始传输来自所述光电转换元件的所述电荷时，所述配线被施加电压。

(10)

根据(1)至(5)中任一项所述的摄像装置，还包括：

晶体管，用于使接收来自所述偏置电路的供给的部分与所述模拟电路的所述预定位置处于连接状态或断开状态，其中，

在开始传输来自所述光电转换元件的所述电荷时，所述晶体管进入所述断开状态。

(11)

一种电子设备，包括：

摄像装置，所述摄像装置包括：

光电转换元件；

转换单元，用于将来自所述光电转换元件的信号转换为数字信号；

偏置电路，用于提供偏置电流，所述偏置电流用于控制流过所述转换单元中的模拟电路的电流；以及

控制单元，用于基于来自所述转换单元的输出信号来控制所述偏置电路，其中，

在开始传输来自所述光电转换元件的电荷时，所述控制单元升高所述模拟电路的预定位置处的电压。

附图标记列表

1 摄像装置

21 像素

22 像素阵列单元

23 时间码传输单元

25 DAC

26 时间码生成单元

28 输出单元

41 像素电路

42 ADC

51 比较电路

52 数据存储单元

61 差分输入电路

62 电压转换电路

63 正反馈电路

71 锁存控制电路

72 锁存存储单元

81～87,91 晶体管

101～105,111～113 晶体管

401 判定单元

501 偏置电路

511 晶体管

512 电流源

531 偏置电路

541,542 开关

551 寄生电容

552 电流源

571 偏置电路

581 晶体管

582 可变电流源

583 晶体管

611 配线

612 寄生电容

631 晶体管

701 加法单元

702 源极跟随器

703 加法单元

721 加法单元

722 增益放大器

Claims (9)

1.一种摄像装置，包括：

光电转换元件；

转换单元，用于将来自所述光电转换元件的信号转换为数字信号；

偏置电路，用于提供偏置电流，所述偏置电流用于控制流过所述转换单元中的模拟电路的电流；以及

控制单元，用于基于来自所述转换单元的输出信号来控制所述偏置电路，其中，

所述偏置电路包括开关，

在开始传输来自所述光电转换元件的电荷时，所述控制单元控制所述开关，使得来自所述偏置电路的所述偏置电流不被提供至所述模拟电路，从而升高所述模拟电路的预定位置处的电压，并且

所述模拟电路的所述预定位置处的所述电压是浮动扩散层的电压。

2.根据权利要求1所述的摄像装置，其中，所述转换单元使用电平随时间单调减小的斜率信号将来自所述光电转换元件的所述信号转换为所述数字信号。

3.根据权利要求1或2所述的摄像装置，其中，在所述输出信号的电平大的情况下，所述控制单元执行用于减小流过所述模拟电路的所述电流的控制。

4.根据权利要求1或2所述的摄像装置，其中，在所述输出信号的电平小的情况下，所述控制单元执行用于增大流过所述模拟电路的所述电流的控制。

5.根据权利要求1所述的摄像装置，其中，在开始传输来自所述光电转换元件的所述电荷时，所述开关连接到接地侧。

6.根据权利要求1所述的摄像装置，其中，所述偏置电路包括源极跟随器电路。

7.根据权利要求1或2所述的摄像装置，还包括：

配线，用于向所述模拟电路的所述预定位置施加电压，其中，

在开始传输来自所述光电转换元件的所述电荷时，所述配线被施加电压。

8.根据权利要求1或2所述的摄像装置，还包括：

晶体管，用于使接收来自所述偏置电路的供给的部分与所述模拟电路的所述预定位置处于连接状态或断开状态，其中，

在开始传输来自所述光电转换元件的所述电荷时，所述晶体管进入所述断开状态。

9.一种电子设备，包括：

摄像装置，所述摄像装置是如权利要求1至8中任一项所述的摄像装置。

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