CN110663179B - 多工器、高频电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

多工器(1)具备配置于公共端子(100)与输入输出端子(110)之间的使第一频带的高频信号通过的滤波器(10)以及配置于公共端子(100)与输入输出端子(120)之间的使第二频带的高频信号通过的滤波器(20)，滤波器(10)具备彼此串联连接的串联臂电路(31及32)、与串联臂电路(32)并联连接的串联臂电路(33)、以及并联臂电路(41)，串联臂电路(32)具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器(s2)，串联臂电路(33)具有配置在将节点(n1和n2)连结的第二路径上的开关(SW1)，在CA模式的情况下，开关(SW1)处于断开状态，在非CA模式的情况下，开关(SW1)处于接通状态。

Description

多工器、高频电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及一种多工器、高频电路以及通信装置。
背景技术
对于近年的便携式电话，要求通过1个终端来支持多个频率和无线方式(多频段化和多模式化)。在支持多频段化和多模式化的便携式电话的前端，配置有选择性地使多个发送接收信号质量不会劣化地通过的多工器。特别是，寻求一种支持同时发送接收多个频段的高频信号的、所谓的载波聚合(carrier aggregation)(下面记载为CA)的多工器。
专利文献1(图13)中公开了一种通过2P8T(双刀八掷)开关的切换来将LB(低频段)、MB(中频段)以及HB(高频段)的高频信号用作CA或非CA的分集(diversity)接收模块。关于该分集接收模块，通过在支持各频段的滤波器的前级配置上述2P8T开关，来构成能够排他地选择LB中的1个频段以及排他地选择MB/HB中的1个频段的多工器。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2016/0127015号说明书
发明内容
发明要解决的问题
然而，在专利文献1所公开的分集接收模块中，2P8T开关配置于所有滤波器的前级，因此，与CA和非CA无关地，所有高频信号的通过路径都始终包括通过上述2P8T开关。即使是非CA模式，也会对所选择的频段的高频信号附加支持该频段的滤波器的传播损耗与2P8T开关的接通电阻所引起的传播损耗相加后的传播损耗。并且，为了能够支持CA模式和非CA模式中的任一种情况，各滤波器的衰减特性被设计成不使其它滤波器的带通特性劣化，因此处于始终附加有确保衰减特性所需的电路结构的状态。因此，会始终附加因确保衰减特性所需的电路结构而引起的传播损耗。
即，存在以下问题：无论是CA模式还是非CA模式，都始终产生开关所引起的传播损耗以及确保衰减特性所需的电路结构所引起的传播损耗。
此外，非CA是指仅使多个不同的频带(频段)的高频信号中的1个频带的高频信号通过，而不是同时发送接收多个频段的高频信号。
因此，本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种在CA模式和非CA模式下减少了高频信号的传播损耗的多工器、高频电路以及通信装置。
用于解决问题的方案
为了实现上述目的，本发明的一个方式所涉及的多工器具备：公共端子、第一输入输出端子及第二输入输出端子；第一滤波器，其配置于所述公共端子与所述第一输入输出端子之间，使被分配为通带的第一频带的高频信号通过；以及第二滤波器，其配置于所述公共端子与所述第二输入输出端子之间，使被分配为通带的第二频带的高频信号通过，其中，所述第一滤波器具备：彼此串联连接的第一串联臂电路和第二串联臂电路，它们配置于所述公共端子与所述第一输入输出端子之间；第三串联臂电路，其与所述第二串联臂电路并联连接；以及第一并联臂电路，其连接于地以及将所述公共端子与所述第一输入输出端子连结的第一路径上的节点，所述第二串联臂电路具有第一串联臂谐振器，所述第一串联臂谐振器的输入端和输出端连接在所述第一路径上，所述第一串联臂谐振器由弹性波谐振器构成，所述第三串联臂电路具有第一开关，所述第一开关的输入端和输出端连接在第二路径上，所述第二路径是将所述第二串联臂电路与所述第三串联臂电路并联连接的2个连接点连结的路径，在使所述第一频带和所述第二频带的高频信号同时通过的情况下，所述第一开关处于非导通状态，在仅使所述第一频带和所述第二频带中的所述第一频带的高频信号通过的情况下，所述第一开关处于导通状态。
在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在第一滤波器中使第一频带的高频信号以不通过第一开关的方式通过，因此能够减少第一滤波器的开关损耗。另外，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，通过导通第一开关来旁置(bypass)第二串联臂电路，因此能够减少第一滤波器的主路径上的高频传播损耗。因此，能够减少多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。
另外，也可以是，所述第一开关为非导通状态的情况下的所述第二串联臂电路与所述第三串联臂电路的并联合成电路的反谐振频率位于所述第二频带内。
由此，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，能够在第一滤波器的第二频带中确保大的衰减量，因此能够减少第二滤波器的带内插入损耗。
另外，也可以是，所述第二串联臂电路与所述第三串联臂电路的并联合成电路的谐振频率比所述第一串联臂电路的谐振频率高且比所述第一频带的高频端高。
根据上述结构，由第一串联臂电路和第一并联臂电路形成第一滤波器的通带，上述并联合成电路的谐振频率位于第一滤波器的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因该并联合成电路引起的插入损耗波动(ripple)。因此，能够进一步减少第一滤波器的高频传播损耗。
另外，也可以是，所述第三串联臂电路还具有阻抗元件，所述阻抗元件配置在所述第二路径上，与所述第一开关串联连接。
由此，第一开关为导通状态、第二串联臂电路被旁置的第一路径上的阻抗失配得到改善，因此第一滤波器的通带的插入损耗得到改善。
另外，也可以是，所述第一滤波器还具备第二并联臂电路，所述第二并联臂电路连接于地以及所述第一路径上的节点，所述第二并联臂电路具有：第一并联臂谐振器，其连接于所述节点与地之间，由弹性波谐振器构成；以及第二开关，其连接于所述第一并联臂谐振器与地之间，在使所述第一频带和所述第二频带的高频信号同时通过的情况下，所述第二开关处于导通状态，在仅使所述第一频带和所述第二频带中的所述第一频带的高频信号通过的情况下，所述第二开关处于非导通状态。
在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在第一滤波器中通过导通第二开关来使第二并联臂电路发挥功能，因此能够强化通带附近的衰减特性。另外，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，通过使第二开关非导通，第二并联臂电路的通带中的合成导纳下降，因此能够减少第一滤波器的通带的插入损耗。
另外，也可以是，所述第二开关为非导通状态的情况下的所述第二并联臂电路的谐振频率比所述第一频带的高频端高。
由此，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，第二并联臂电路的谐振频率位于第一滤波器的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因第二并联臂电路引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少第一滤波器的高频传播损耗。
另外，也可以是，所述第二并联臂电路还具有电感元件，所述电感元件与所述第一并联臂谐振器连接。
由此，能够抑制产生因第二并联臂电路引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少第一滤波器的高频传播损耗。
另外，本发明的一个方式所涉及的多工器具备：公共端子、第一输入输出端子及第二输入输出端子；第一滤波器，其配置于所述公共端子与所述第一输入输出端子之间，选择性地使被分配为通带的第一频带的高频信号通过；以及第二滤波器，其配置于所述公共端子与所述第二输入输出端子之间，选择性地使被分配为通带的第二频带的高频信号通过，其中，所述第一滤波器具备：第一串联臂电路，其连接于所述公共端子与所述第一输入输出端子之间；第一并联臂电路，其连接于地以及将所述公共端子与所述第一输入输出端子连结的第一路径上的第一节点；以及第二并联臂电路，其连接于地以及所述第一路径上的第二节点，所述第二并联臂电路具有：第一并联臂谐振器，其连接于所述第二节点与地之间，由弹性波谐振器构成；以及第二开关，其连接于所述第一并联臂谐振器与地之间，在使所述第一频带和所述第二频带的高频信号同时通过的情况下，所述第二开关处于导通状态，在仅使所述第一频带和所述第二频带中的所述第一频带的高频信号通过的情况下，所述第二开关处于非导通状态。
在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在第一滤波器中通过导通第二开关来使第二并联臂电路发挥功能，因此能够不产生因第二开关导通引起的第一路径的高频传播损耗地强化通带附近的衰减特性。另外，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，通过使第二开关非导通，第二并联臂电路的通带中的合成导纳下降，因此能够不产生因第二开关非导通引起的第一路径的高频传播损耗地减少第一滤波器的通带的插入损耗。因此，能够减少多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。
另外，也可以是，所述第二开关为非导通状态的情况下的所述第二并联臂电路的谐振频率比所述第一频带的高频端高。
由此，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，第二并联臂电路的谐振频率位于第一滤波器的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因第二并联臂电路引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少第一滤波器的高频传播损耗。
另外，也可以是，所述第二并联臂电路还具有电感元件，所述电感元件与所述第一并联臂谐振器连接。
由此，能够抑制产生因第二并联臂电路引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少第一滤波器的高频传播损耗。
另外，本发明的一个方式所涉及的高频电路具备：上述任一项所述的多工器；以及控制部，其对所述第一开关的导通和非导通进行控制。
由此，能够提供减少了多工器的开关损耗并减少了高频传播损耗的高频电路。
另外，本发明的一个方式所涉及的高频电路具备：上述任一项所述的多工器；以及控制部，其对所述第二开关的导通和非导通进行控制。
由此，能够提供减少了多工器的开关损耗并减少了高频传播损耗的高频电路。
另外，本发明的一个方式所涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，其对利用天线元件发送接收的高频信号进行处理；以及上述任一项所述的高频电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，能够提供减少了多工器的开关损耗并减少了高频传播损耗的通信装置。
发明的效果
根据本发明所涉及的多工器、高频电路以及通信装置，能够在CA模式和非CA模式中减少高频信号的传播损耗。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的通信装置的结构图。
图2A是实施方式1所涉及的第一滤波器的第一开关断开时的电路结构图。
图2B是实施方式1所涉及的第一滤波器的第一开关接通时的电路结构图。
图3A是表示实施方式1所涉及的第一滤波器的第一开关断开时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。
图3B是表示实施方式1所涉及的第一滤波器的第一开关接通时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。
图3C是将实施方式1所涉及的第一滤波器的第一开关接通时与断开时的带通特性进行比较的图表。
图4A是实施方式2所涉及的第一滤波器的第二开关接通时的电路结构图。
图4B是实施方式2所涉及的第一滤波器的第二开关断开时的电路结构图。
图5A是表示实施方式2所涉及的第一滤波器的第二开关接通时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。
图5B是表示实施方式2所涉及的第一滤波器的第二开关断开时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。
图5C是将实施方式2所涉及的第一滤波器的第二开关接通时与断开时的带通特性进行比较的图表。
图6A是实施方式3所涉及的第一滤波器的第一开关断开且第二开关接通时的电路结构图。
图6B是实施方式3所涉及的第一滤波器的第一开关接通且第二开关断开时的电路结构图。
图7A是表示实施方式3所涉及的第一滤波器的第一开关断开且第二开关接通时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。
图7B是表示实施方式3所涉及的第一滤波器的第一开关接通且第二开关断开时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。
图7C是将实施方式3所涉及的第一滤波器的第一开关接通且第二开关断开时与第一开关断开且第二开关接通时的带通特性进行比较的图表。
图8A是实施方式4所涉及的第一滤波器的第一开关断开时的电路结构图。
图8B是实施方式4所涉及的第一滤波器的第一开关接通时的电路结构图。
图9是将实施方式4所涉及的第一滤波器的第一开关接通时与断开时的带通特性进行比较的图表。
图10A是具备实施方式4所涉及的第一滤波器的高频电路及其周边电路的结构图。
图10B是表示实施方式4所涉及的高频电路的频段应用例的图。
图11A是实施方式5所涉及的第一滤波器的第一开关断开且第二开关接通时的电路结构图。
图11B是实施方式5所涉及的第一滤波器的第一开关接通且第二开关断开时的电路结构图。
图12是将实施方式5所涉及的第一滤波器的第一开关接通且第二开关断开时与第一开关断开且第二开关接通时的带通特性进行比较的图表。
图13是实施方式5的变形例1所涉及的多工器的电路结构图。
图14是表示实施方式5的变形例1所涉及的多工器的CA模式和非CA模式中的带通特性的图表。
图15是实施方式5的变形例1所涉及的高频电路的结构图。
图16是实施方式5的变形例2所涉及的多工器的电路结构图。
图17是表示实施方式5的变形例2所涉及的多工器的CA模式和非CA模式中的带通特性的图表。
图18是实施方式5的变形例2所涉及的高频电路的结构图。
图19A是实施方式6所涉及的第一滤波器的第一开关断开且第二开关接通时的电路结构图。
图19B是实施方式6所涉及的第一滤波器的第一开关接通且第二开关断开时的电路结构图。
图20A是表示实施方式6所涉及的第一滤波器的第一开关断开且第二开关接通时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。
图20B是表示实施方式6所涉及的第一滤波器的第一开关接通且第二开关断开时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。
图20C是将实施方式6所涉及的第一滤波器的CA模式和非CA模式中的带通特性进行比较的图表。
图21A是实施方式6所涉及的高频电路的结构图。
图21B是表示实施方式6所涉及的高频电路的频段应用例的图。
图22是实施方式6的变形例所涉及的多工器的电路结构图。
图23是表示实施方式6的变形例所涉及的多工器的CA模式和非CA模式中的带通特性的图表。
图24是实施方式6的变形例所涉及的高频电路的结构图。
具体实施方式
下面，使用附图来详细说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施方式均表示总括性或具体性的例子。下面的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。将下面的实施方式的结构要素中的未记载于独立权利要求的结构要素作为任意的结构要素来进行说明。另外，附图所示的结构要素的大小或者大小之比未必是严格的。另外，在各图中，对实质上相同的结构标注相同的标记，有时省略或简化重复的说明。另外，关于谐振器等电路元件，能够根据要求规格等来适当调整常数。因此，关于电路元件也存在以下情况：即使是同一标记，常数也不同。
(实施方式1)
[1.1通信装置的基本结构]
图1是实施方式1所涉及的通信装置4的结构图。在该图中，图示了本实施方式所涉及的通信装置4，并且图示了本实施方式所涉及的高频电路3、多工器1以及与通信装置4连接的天线元件2。
通信装置4具备高频电路3和基带信号处理电路(BBIC)80。高频电路3具备多工器1、接收放大电路61及62以及RF信号处理电路(RFIC)70。
RFIC 70对从天线元件2经由接收信号路径输入的高频接收信号通过下变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的接收信号输出到BBIC 80。由BBIC 80处理后的信号例如作为图像信号来用于图像显示，或者作为声音信号来用于通话。
另外，RFIC 70具有对构成多工器1的滤波器10所具有的开关的导通(以后，有时记载为接通(on))和非导通(以后，有时记载为断开(off))进行切换的控制部。
多工器1具备公共端子100、输入输出端子110(第一输入输出端子)及输入输出端子120(第二输入输出端子)以及滤波器10(第一滤波器)及滤波器20(第二滤波器)。
滤波器10是配置于公共端子100与输入输出端子110之间的、使被分配为通带的第一频带的高频信号通过的第一滤波器。滤波器10具有开关SW1(参照图2A和图2B)，其带通特性能够通过开关SW1的接通和断开的切换来改变。
滤波器20是配置于公共端子100与输入输出端子120之间的、使被分配为通带的第二频带的高频信号通过的第二滤波器。
接收放大电路61将经由天线元件2和滤波器10的高频信号(在本实施方式中为高频接收信号)进行放大后输出到RFIC 70。
接收放大电路62将经由天线元件2和滤波器20的高频信号(在本实施方式中为高频接收信号)进行放大后输出到RFIC 70。
通过上述结构，通信装置4能够通过上述控制部来切换CA模式和非CA模式。CA模式是指使多个不同的频带(频段)的高频信号中的2个以上的频带的高频信号同时通过的模式。另外，非CA模式是指仅使多个不同的频带(频段)的高频信号中的1个频带的高频信号通过的模式。
此外，多工器1、高频电路3以及通信装置4也可以在上述的各结构要素之间具备其它电路元件。
另外，关于对滤波器10的开关的接通断开进行切换的控制部，也可以不是RFIC 70具备该控制部，只要高频电路3具备该控制部即可。作为上述控制部配置于高频电路3的RFIC 70以外的部分的例子，能够列举出下面的结构例：将使上述开关与上述控制部一体化而成的开关IC配置于高频电路3内的RFIC70以外的部分。也就是说，高频电路3只要具备多工器1和上述控制部即可，也可以不具备RFIC 70。在该情况下，通信装置4具备RFIC 70。
[1.2多工器1的电路结构]
如图1所示，多工器1由公共端子100、输入输出端子110及120以及滤波器10及20构成。在此，说明作为本实施方式所涉及的多工器1的主要部分结构的滤波器10的结构。
图2A是实施方式1所涉及的滤波器10的开关SW1断开时的电路结构图。另外，图2B是实施方式1所涉及的滤波器10的开关SW1接通时的电路结构图。
如图2A和图2B所示，滤波器10具备串联臂电路31、32及33和并联臂电路41。串联臂电路31及32是分别配置于公共端子100与输入输出端子110之间的、彼此串联连接的第一串联臂电路和第二串联臂电路。串联臂电路33是与串联臂电路32并联连接的第三串联臂电路。并联臂电路41是连接于地以及将公共端子100与输入输出端子110连结的第一路径上的节点n1的第一并联臂电路。
串联臂电路31具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器s1，该串联臂谐振器s1的输入端和输出端连接在上述第一路径上。
串联臂电路32具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器s2(第一串联臂谐振器)，该串联臂谐振器s2的输入端和输出端连接在上述第一路径上。
串联臂电路33具有开关SW1(第一开关)，该开关SW1的输入端和输出端连接在第二路径上，所述第二路径是将串联臂电路32与串联臂电路33并联连接的2个节点n1和n2连结的路径。
具体地说，按照来自RFIC 70等的控制部的控制信号S1，来切换开关SW1的接通(导通)和断开(非导通)。
此外，开关SW1是SPST(Single Pole Single Throw：单刀单掷)型的开关元件，例如是由GaAs或CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor：互补金属氧化物半导体)构成的FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)开关或者二极管开关，例如构成为开关IC(Integrated Circuit：集成电路)。此外，开关SW1不限于形成于半导体基板的半导体开关，也可以是由MEMS(Micro Electro Mechanical Systems：微电子机械系统)构成的机械式开关。
并联臂电路41具有由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)，该并联臂谐振器p1连接于节点n1与地之间。
此外，作为构成上述串联臂电路和并联臂电路的弹性波谐振器的构造，例示了声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器、SMR(Solidly Mounted Resonator：固态装配谐振器)以及使用了BAW(Bulk Acoustic Wave：体声波)的FBAR(Film Bulk AcousticResonator：薄膜体声波谐振器)等。
在上述电路结构中，在使滤波器10及20同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW1为非导通状态。另外，在仅使滤波器10及20中的滤波器10动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1为导通状态。也就是说，在多工器1中，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下，开关SW1处于非导通状态，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，开关SW1处于导通状态。
根据上述结构，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器10中使第一频带的高频信号以不通过开关SW1的方式通过，因此能够减少滤波器10的开关损耗。另外，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1来旁置串联臂电路32，因此串联臂电路32及33的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器10的主路径上的高频传播损耗。因此，能够减少多工器1的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[1.3多工器1的带通特性]
在此，说明构成多工器1的滤波器10的带通特性。此外，滤波器20的电路结构是任意的，因此省略对于滤波器20的带通特性的说明。另外，在本实施方式中，示出了以下例子：作为滤波器10，例如应用于LTE(Long Term Evolution：长期演进)的Band40(2300MHz-2400MHz)，作为滤波器20，例如应用于LTE的Band38(2570MHz-2620MHz)或Band7(接收带：2620MHz-2690MHz)。也就是说，作为滤波器10的通带的第一频带比作为滤波器20的通带的第二频带低。
图3A是表示实施方式1所涉及的滤波器10的开关SW1断开时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。另外，图3B是表示实施方式1所涉及的滤波器10的开关SW1接通时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。更具体地说，在图3A和图3B的上段，分别示出了开关SW1断开时和接通时的滤波器10的带通特性。另外，在图3A和图3B的中段，分别示出了开关SW1断开时和接通时的串联臂电路的阻抗特性。另外，在图3A和图3B的下段，分别示出了开关SW1断开时和接通时的并联臂电路的导纳特性。
如图2A和图2B所示，滤波器10构成包括串联臂电路31～33和并联臂电路41的梯型的弹性波滤波电路。如图3A和图3B的上段和中段所示，串联臂电路31(串联臂谐振器s1)的谐振频率frs1配置于通带内，串联臂电路31(串联臂谐振器s1)的反谐振频率fas1配置于通带高频侧。另外，如图3A和图3B的上段和下段所示，并联臂电路41(并联臂谐振器p1)的谐振频率frp1配置于通带低频侧，并联臂电路(并联臂谐振器p1)的反谐振频率fap1配置于通带内。也就是说，谐振频率frs1和反谐振频率fap1规定通带宽度和中心频率，反谐振频率fas1规定通带高频侧的衰减极点的频率，谐振频率frp1规定通带低频侧的衰减极点的频率。
并且，滤波器10除了具有对通带、通带高频侧和通带低频侧进行规定的串联臂电路31和并联臂电路41以外，还具有串联臂电路32及33。
在串联臂电路33的开关SW1为断开状态(图2A)的情况下，如图3A的上段和中段所示，串联臂电路32及33的并联合成电路(串联臂谐振器s2+开关SW1)的反谐振频率Fas2位于滤波器20的通带(第二频带)内。
由此，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，能够在滤波器10的第二频带中确保大的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。
另外，如图3A的上段和中段所示，串联臂电路32及33的并联合成电路的谐振频率Frs2比串联臂电路31的谐振频率frs1高且比第一频带的高频端高。
据此，上述并联合成电路的谐振频率Frs2位于滤波器10的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因该并联合成电路引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少滤波器10的高频传播损耗。
另一方面，在串联臂电路33的开关SW1为接通状态(图2B)的情况下，串联臂电路32被旁置，如图3B的上段和中段所示，串联臂电路32及33的并联合成电路(串联臂谐振器s2+开关SW1)的反谐振频率Fas2消失。
在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，无需考虑滤波器20的带通特性，只要提高滤波器10的带通特性即可。
另外，如图3B的上段和中段所示，串联臂电路32及33的并联合成电路的谐振频率Frs2比串联臂电路31的谐振频率frs1高且比第一频带的高频端高。
据此，上述并联合成电路的谐振频率Frs2位于滤波器10的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因该并联合成电路引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少滤波器10的高频传播损耗。
图3C是将实施方式1所涉及的滤波器10的开关SW1接通时与断开时的带通特性进行比较的图表。
如上所述，在开关SW1为断开状态的情况下，使第一频带和第二频带的高频信号同时通过，因此滤波器10的带通特性为用于在第二频带中确保大的衰减量来减少滤波器20的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。
另一方面，在开关SW1为接通状态的情况下，仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过，因此滤波器10的带通特性为用于不考虑滤波器20的带通特性而是提高滤波器10的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。
(实施方式2)
实施方式1所涉及的多工器1具有在第一滤波器的串联臂电路配置有开关的结构，与此相对，本实施方式所涉及的多工器具有在第一滤波器的并联臂电路配置有开关的结构。下面，本实施方式所涉及的多工器的结构与图1所示的多工器1的结构相同，因此省略说明，以第一滤波器的电路结构和带通特性为中心来进行说明。
[2.1滤波器11(第一滤波器)的电路结构]
图4A是实施方式2所涉及的滤波器11的开关SW2接通时的电路结构图。另外，图4B是实施方式2所涉及的滤波器11的开关SW2断开时的电路结构图。
如图4A和图4B所示，滤波器11具备串联臂电路31和并联臂电路41及42。串联臂电路31是连接于公共端子100与输入输出端子110之间的第一串联臂电路。并联臂电路41是连接于地以及将公共端子100与输入输出端子110连结的第一路径上的节点n1的第一并联臂电路。并联臂电路42是连接于地以及将公共端子100与输入输出端子110连结的第一路径上的节点n2的第二并联臂电路。
串联臂电路31具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器s1，该串联臂谐振器s1的输入端和输出端连接在上述第一路径上。
并联臂电路41具有由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)，该并联臂谐振器p1连接于节点n1与地之间。
并联臂电路42具有：由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器p2(第一并联臂谐振器)，其连接于节点n2与地之间；以及开关SW2(第二开关)，其连接于并联臂谐振器p2与地之间。
具体地说，按照来自RFIC 70等的控制部的控制信号S1，来切换开关SW2的接通(导通)和断开(非导通)。
此外，开关SW2是SPST型的开关元件，例如是由GaAs或CMOS构成的FET开关或者二极管开关，例如构成为开关IC。此外，开关SW2不限于形成于半导体基板的半导体开关，也可以是由MEMS构成的机械式开关。
此外，作为构成上述串联臂电路和并联臂电路的弹性波谐振器的构造，例示了SAW谐振器、SMR以及使用BAW的FBAR等。
在上述电路结构中，在使滤波器11及20同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW2为导通状态。另外，在仅使滤波器11及20中的滤波器11动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW2为非导通状态。也就是说，在本实施方式所涉及的多工器中，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下，开关SW2处于导通状态，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，开关SW2处于非导通状态。
根据上述结构，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器11中通过导通开关SW2来使并联臂电路42发挥功能，因此能够不产生因开关SW2导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地强化通带附近的衰减特性。另外，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，通过使开关SW2非导通，并联臂电路42的第一频带中的合成导纳下降，因此能够不产生因开关SW2非导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地减少滤波器11的通带的插入损耗。因此，能够减少多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[2.2多工器的带通特性]
在此，说明构成本实施方式所涉及的多工器的滤波器11的带通特性。此外，滤波器20的电路结构是任意的，因此省略对于滤波器20的带通特性的说明。另外，在本实施方式中，示出了以下例子：作为滤波器11，例如应用于LTE的Band40(2300MHz-2400MHz)，作为滤波器20，例如应用于LTE的Band38(2570MHz-2620MHz)或Band7Rx(2620MHz-2690MHz)。也就是说，作为滤波器11的通带的第一频带比作为滤波器20的通带的第二频带低。
图5A是表示实施方式2所涉及的滤波器11的开关SW2接通时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。另外，图5B是表示实施方式2所涉及的滤波器11的开关SW2断开时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。更具体地说，在图5A和图5B的上段，分别示出了开关SW2接通时和断开时的滤波器11的带通特性。另外，在图5A和图5B的中段，分别示出了开关SW2接通时和断开时的串联臂电路的阻抗特性。另外，在图5A和图5B的下段，分别示出了开关SW2接通时和断开时的并联臂电路的导纳特性。
如图4A和图4B所示，滤波器11构成包括串联臂电路31和并联臂电路41及42的梯型的弹性波滤波电路。如图5A和图5B的上段和中段所示，串联臂电路31(串联臂谐振器s1)的谐振频率frs1配置于通带内，串联臂电路31(串联臂谐振器s1)的反谐振频率fas1配置于通带高频侧。另外，如图5A和图5B的上段和下段所示，并联臂电路41(并联臂谐振器p1)的谐振频率frp1配置于通带低频侧，并联臂电路(并联臂谐振器p1)的反谐振频率fap1配置于通带内。也就是说，谐振频率frs1和反谐振频率fap1规定通带宽度和中心频率，反谐振频率fas1规定通带高频侧的衰减极点的频率，谐振频率frp1规定通带低频侧的衰减极点的频率。
并且，滤波器11除了具有对通带、通带高频侧和通带低频侧进行规定的串联臂电路31和并联臂电路41以外，还具有并联臂电路42。
在并联臂电路42的开关SW2为接通状态(图4A)的情况下，如图5A的上段和下段所示，并联臂电路42(并联臂谐振器p2+开关SW2)的谐振频率Frp2比第一频带的低频端低。
由此，并联臂电路42的谐振频率Frp2位于比滤波器11的通带靠低频侧的位置，因此能够抑制在该通带中产生因并联臂电路42引起的插入损耗波动，能够提高比通带靠低频侧的衰减特性。因此，能够进一步减少滤波器11的高频传播损耗。
另外，如图5A的上段和下段所示，并联臂电路42的反谐振频率Fap2比并联臂电路41的反谐振频率fap1高且位于第二频带内。
由此，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，能够在滤波器11的第二频带中确保大的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。
另一方面，在并联臂电路42的开关SW2为断开状态(图4B)的情况下，如图5B的上段和下段所示，并联臂电路42(并联臂谐振器p2+开关SW2)的谐振频率Frp2比第一频带的高频端高。
由此，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，并联臂电路42的谐振频率Frp2位于滤波器11的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因并联臂电路42引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少滤波器11的高频传播损耗。
图5C是将实施方式2所涉及的滤波器11的开关SW2接通时与断开时的带通特性进行比较的图表。
如上所述，在开关SW2为接通状态的情况下，使第一频带和第二频带的高频信号同时通过，因此滤波器11的带通特性为用于在第二频带中确保大的衰减量来减少滤波器20的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。
另一方面，在开关SW2为断开状态的情况下，仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过，因此滤波器11的带通特性为用于不考虑滤波器20的带通特性而是提高滤波器11的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。
(实施方式3)
实施方式1所涉及的多工器1具有在第一滤波器的串联臂电路配置有开关的结构，与此相对，本实施方式所涉及的多工器具有在第一滤波器的串联臂电路和并联臂电路这两方配置有开关的结构。下面，本实施方式所涉及的多工器的结构与图1所示的多工器1的结构相同，因此省略说明，以第一滤波器的电路结构和带通特性为中心来进行说明。
[3.1滤波器12(第一滤波器)的电路结构]
图6A是实施方式3所涉及的滤波器12的开关SW1断开时且开关SW2接通时的电路结构图。另外，图6B是实施方式3所涉及的滤波器12的开关SW1接通时且开关SW2断开时的电路结构图。
如图6A和图6B所示，滤波器12具备串联臂电路31、32及33和并联臂电路41及42A。本实施方式所涉及的滤波器12与实施方式1所涉及的滤波器10相比，仅在附加了并联臂电路42A这一点上不同。下面，关于滤波器12，省略与滤波器10的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
并联臂电路42A具有：由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器p2(第一并联臂谐振器)，其连接于节点n2与地之间；电感器L1(电感元件)，其与并联臂谐振器p2连接；以及开关SW2(第二开关)，其连接于并联臂谐振器p2与地之间。并联臂谐振器p2、电感器L1以及开关SW2串联连接于节点n2与地之间。
在上述电路结构中，在使滤波器12及20同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW1为非导通状态且使开关SW2为导通状态。另外，在仅使滤波器12及20中的滤波器12动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1为导通状态且使开关SW2为非导通状态。也就是说，在本实施方式所涉及的多工器中，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下，开关SW1处于非导通状态且开关SW2处于导通状态，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，开关SW1处于导通状态且开关SW2处于非导通状态。
根据上述结构，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器12中使第一频带的高频信号以不通过开关SW1的方式通过，因此能够减少滤波器12的开关损耗。另外，通过导通开关SW2来使并联臂电路42A发挥功能，因此能够不产生因开关SW2导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地强化通带附近的衰减特性。另外，此时，能够通过电感器L1来调整并联臂电路42A的谐振频率，因此能够高精度地调整滤波器12的第二频带中的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。
另一方面，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1来旁置串联臂电路32，因此串联臂电路32及33的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器12的主路径上的高频传播损耗。因此，能够减少多工器1的开关损耗并且减少高频传播损耗。另外，通过使开关SW2非导通，并联臂电路42A的第一频带中的合成导纳下降，因此能够不产生因开关SW2非导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地减少滤波器12的通带的插入损耗。因此，能够减少多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[3.2多工器的带通特性]
图7A是表示实施方式3所涉及的滤波器12的开关SW1断开且开关SW2接通时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。另外，图7B是表示实施方式3所涉及的滤波器12的开关SW1接通且开关SW2断开时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。更具体地说，在图7A和图7B的上段，分别示出了开关SW1断开且SW2接通时和开关SW1接通且SW2断开时的滤波器12的带通特性。另外，在图7A和图7B的中段，分别示出了开关SW1断开且SW2接通时和开关SW1接通且SW2断开时的串联臂电路的阻抗特性。另外，在图7A和图7B的下段，分别示出了开关SW1断开且SW2接通时和开关SW1接通且SW2断开时的并联臂电路的导纳特性。
如图6A和图6B所示，滤波器12构成包括串联臂电路31和并联臂电路41及42A的梯型的弹性波滤波电路。
并且，滤波器12除了具有对通带、通带高频侧和通带低频侧进行规定的串联臂电路31和并联臂电路41以外，还具有串联臂电路32及33和并联臂电路42A。
在串联臂电路33的开关SW1为断开状态(图6A)的情况下，如图7A的上段和中段所示，串联臂电路32及33的并联合成电路(串联臂谐振器s2+开关SW1)的反谐振频率Fas2位于滤波器20的通带(第二频带)内。
由此，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，能够在滤波器12的第二频带中确保大的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。
另外，如图7A的上段和中段所示，串联臂电路32及33的并联合成电路的谐振频率Frs2比串联臂电路31的谐振频率frs1高且比第一频带的高频端高。
据此，上述并联合成电路的谐振频率Frs2位于滤波器12的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因该并联合成电路引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少滤波器12的高频传播损耗。
并且，并联臂电路42A的开关SW2处于接通状态(图6A)，因此如图7A的上段和下段所示，并联臂电路42A(并联臂谐振器p2+开关SW2)的谐振频率Frp2和反谐振频率Fap2比第一频带的高频端高且位于第二频带内。
由此，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，能够在滤波器12的第二频带中确保大的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。
另一方面，在串联臂电路33的开关SW1为接通状态(图6B)的情况下，串联臂电路32被旁置，如图7B的上段和中段所示，串联臂电路32及33的并联合成电路(串联臂谐振器s2+开关SW1)的反谐振频率Fas2消失。
在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，无需考虑滤波器20的带通特性，只要提高滤波器12的带通特性即可。
另外，如图7B的上段和中段所示，串联臂电路32及33的并联合成电路的谐振频率Frs2比串联臂电路31的谐振频率frs1高且比第一频带的高频端高。
据此，上述并联合成电路的谐振频率Frs2位于滤波器12的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因该并联合成电路引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少滤波器12的高频传播损耗。
并且，在并联臂电路42A的开关SW2处于断开状态(图6B)的情况下，如图7B的上段和下段所示，并联臂电路42A(并联臂谐振器p2+开关SW2)的谐振频率Frp2比第一频带的高频端高。
由此，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，并联臂电路42A的谐振频率Frp2位于滤波器12的通带外，因此能够抑制在该通带中产生因并联臂电路42A引起的插入损耗波动。因此，能够进一步减少滤波器12的高频传播损耗。
图7C是将实施方式3所涉及的滤波器12的开关SW1接通且开关SW2断开时与开关SW1断开且开关SW2接通时的带通特性进行比较的图表。
如上所述，在开关SW1为接通状态且开关SW2为断开状态的情况下，仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过，因此滤波器12的带通特性为用于不考虑滤波器20的带通特性而是提高滤波器12的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。
另一方面，在开关SW1为断开状态且开关SW2为接通状态的情况下，使第一频带和第二频带的高频信号同时通过，因此滤波器12的带通特性为用于在第二频带中确保大的衰减量来减少滤波器20的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。
(实施方式4)
本实施方式所涉及的多工器具有以下结构：相对于实施方式1所涉及的多工器1而言，还附加有串联臂电路和并联臂电路。下面，本实施方式所涉及的多工器的结构与图1所示的多工器1的结构相同，因此省略说明，以第一滤波器的电路结构和带通特性为中心来进行说明。
[4.1滤波器13(第一滤波器)的电路结构]
图8A是实施方式4所涉及的滤波器13的开关SW1断开时的电路结构图。另外，图8B是实施方式4所涉及的滤波器13的开关SW1接通时的电路结构图。
如图8A和图8B所示，滤波器13具备串联臂电路31、32、33及34和并联臂电路41、41A及41B。本实施方式所涉及的滤波器13与实施方式1所涉及的滤波器10相比，仅在附加了并联臂电路41A及41B以及串联臂电路34这一点上不同。下面，关于滤波器13，省略与滤波器10的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
串联臂电路34是连接于公共端子100与输入输出端子110之间的串联臂电路，具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器s3，该串联臂谐振器s3的输入端和输出端连接在将公共端子100与输入输出端子110连结的第一路径上。
并联臂电路41A具有：由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器p2，其连接于节点n2与地之间；以及电感器L1，其与并联臂谐振器p2连接。并联臂谐振器p2和电感器L1串联连接于节点n2与地之间。
并联臂电路41B具有：由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器p3，其连接于节点n3与地之间；以及电感器L2，其与并联臂谐振器p3连接。并联臂谐振器p3和电感器L2串联连接于节点n3与地之间。
在上述电路结构中，在使滤波器13及20同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW1为非导通状态。另外，在仅使滤波器13及20中的滤波器13动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1为导通状态。也就是说，在本实施方式所涉及的多工器中，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下，开关SW1处于非导通状态，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，开关SW1处于导通状态。
根据上述结构，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器13中使第一频带的高频信号以不通过开关SW1的方式通过，因此能够减少滤波器13的开关损耗。另外，此时，能够通过并联臂电路41A及41B来使并联臂电路的谐振频率不同，能够高精度地调整滤波器13的第二频带中的衰减量和衰减带宽，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。更具体地说，通过对并联臂电路41A的电感器L1和并联臂电路41B的电感器L2的电感值进行调整，来对并联臂电路41A及41B的谐振频率进行调整，由此能够高精度地调整滤波器13的衰减特性。
另一方面，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1来旁置串联臂电路32，因此串联臂电路32及33的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器13的主路径上的高频传播损耗。因此，能够减少本实施方式所涉及的多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[4.2多工器的带通特性]
图9是将实施方式4所涉及的滤波器13的开关SW1接通时和断开时的带通特性进行比较的图表。
如上所述，在开关SW1为接通状态的情况下，仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过，因此滤波器13的带通特性为用于不考虑滤波器20的带通特性而是提高滤波器13的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。
另一方面，在开关SW1为断开状态的情况下，使第一频带和第二频带的高频信号同时通过，因此滤波器13的带通特性为用于在第二频带中确保广的衰减量来减少滤波器20的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。例如，在使开关SW1为断开状态来设为使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的CA模式的情况下，通过对并联臂电路41A及41B的谐振频率进行调整，能够使与LTE的Band38(2570MHz-2620MHz)、Band7Rx(2620MHz-2690MHz)以及WLAN(2440MHz-2495MHz)的多个频段对应的频带同时衰减。
[4.3高频电路3A的结构]
图10A是具备实施方式4所涉及的滤波器13的高频电路3A及其周边电路的结构图。另外，图10B是表示实施方式4所涉及的高频电路的频段应用例的图。在图10A中，示出了对LTE的高频信号进行处理的高频电路3A、对WLAN的高频信号进行处理的高频电路、LTE用天线元件(LTE ANT)以及WLAN用天线元件(WLAN ANT)，例如，上述2个高频电路和上述2个天线元件配置于1个便携式终端的前端部。
高频电路3A具备滤波器13及20、接收放大电路61及62、RFIC 70以及开关90。另外，对WLAN的高频信号进行处理的高频电路具备滤波器50和RFIC71。
在上述结构中，例如选择(1)Band40和Band38的CA动作、(2)Band40和Band7Rx的CA动作、(3)Band40的非CA动作、(4)Band38的非CA动作、(5)Band7Rx的非CA动作。此外，WLAN与上述(1)～(5)的选择无关地任意地进行动作，也可以没有WLAN。即使是进行了上述(1)～(5)的选择的情况也如下：通过应用具备本实施方式所涉及的滤波器13的多工器，在选择了上述(1)和(2)的情况下(CA模式)，在滤波器13中使Band40的高频信号以不通过开关SW1的方式通过，因此能够减少滤波器13的开关损耗。另外，此时，能够通过并联臂电路41A及41B来使并联臂电路的谐振频率不同，能够高精度地调整滤波器13的Band38、Band7Rx、还有WLAN的频带中的衰减量和衰减带宽，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。另一方面，在选择了上述(3)～(5)的情况下(非CA模式)，通过导通开关SW1来旁置串联臂电路32，因此串联臂电路32及33的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少Band40的高频传播损耗。因此，能够减少本实施方式所涉及的高频电路3A的开关损耗并减少高频传播损耗。此外，此时，即使是非CA模式，如果是与WLAN并用的系统，那么也优选使WLAN的频带衰减。由此，能够抑制以下情况：Band40的高频信号与WLAN频带的高频信号发生干扰，接收灵敏度下降。
此外，根据Band7Rx和Band38的选择结构不同，有时也可以没有开关90。
(实施方式5)
本实施方式所涉及的多工器与实施方式4所涉及的多工器相比，第二串联臂电路和第二并联臂电路的结构不同。下面，本实施方式所涉及的多工器的结构与图1所示的多工器1的结构相同，因此省略说明，以第一滤波器的电路结构和带通特性为中心来进行说明。
[5.1滤波器14(第一滤波器)的电路结构]
图11A是实施方式5所涉及的滤波器14的开关SW1断开且开关SW2接通时的电路结构图。另外，图11B是实施方式5所涉及的滤波器14的开关SW1接通且开关SW2断开时的电路结构图。
如图11A和图11B所示，滤波器14具备串联臂电路31、32A、33及34和并联臂电路41及42B。本实施方式所涉及的滤波器14与实施方式4所涉及的滤波器13相比，串联臂电路32A和并联臂电路42B的电路结构不同。下面，关于滤波器14，省略与滤波器13的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
串联臂电路32A是连接于公共端子100与输入输出端子110之间的第二串联臂电路，具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器s2(第一串联臂谐振器)及s3，该串联臂谐振器s2及s3在将公共端子100与输入输出端子110连结的第一路径上彼此串联连接。
并联臂电路42B是连接于节点n2与地之间的第二并联臂电路。并联臂电路42B具有由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器p2及p3、与并联臂谐振器p2连接的电感器L1、与并联臂谐振器p3连接的电感器L2、以及开关SW2。开关SW2连接于电感器L1及L2的连接点与地之间。并联臂谐振器p3是连接于节点n2与地之间的第一并联臂谐振器，并联臂谐振器p2是连接于将串联臂谐振器s2及s3连接的节点n4与地之间的并联臂谐振器。
在上述电路结构中，在使滤波器14及20同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW1为非导通状态且使开关SW2为导通状态。另外，在仅使滤波器14及20中的滤波器14动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1为导通状态且使开关SW2为非导通状态。也就是说，在本实施方式所涉及的多工器中，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下，开关SW1处于非导通状态且开关SW2处于导通状态，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，开关SW1处于导通状态且开关SW2处于非导通状态。
根据上述结构，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器14中使第一频带的高频信号以不通过开关SW1的方式通过，因此能够减少滤波器14的开关损耗。另外，此时，能够通过串联臂电路32A的串联臂谐振器s2及s3来调整串联臂电路32A的谐振频率和反谐振频率，能够高精度地调整滤波器14的第二频带中的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。更具体地说，通过使串联臂谐振器s2及s3的谐振频率和反谐振频率不同，能够高精度地调整滤波器14的衰减特性和带宽。
另外，通过导通开关SW2来使并联臂电路42B发挥功能，因此能够不产生因开关SW2导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地强化通带附近的衰减特性。另外，此时，能够通过电感器L1及L2来调整并联臂电路42B的谐振频率，能够高精度地调整滤波器14的第二频带中的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。更具体地说，通过对并联臂电路42B的电感器L1及L2的电感值进行调整，来对并联臂电路42B的谐振频率进行调整，由此能够高精度地调整滤波器14的衰减特性。
另一方面，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1来旁置串联臂电路32，因此串联臂电路32及33的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器14的主路径上的高频传播损耗。因此，能够减少本实施方式所涉及的多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。另外，通过使开关SW2非导通，并联臂电路42B的第一频带中的合成导纳下降，因此能够不产生因开关SW2非导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地减少滤波器14的通带的插入损耗。因此，能够减少多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[5.2多工器的带通特性]
图12是将实施方式5所涉及的滤波器14的开关SW1接通且SW2断开时与开关SW1断开且SW2接通时的带通特性进行比较的图表。
如上所述，在开关SW1为接通状态且开关SW2为断开状态的情况下，仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过，因此滤波器14的带通特性为用于不考虑滤波器20的带通特性而是提高滤波器14的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。特别是，可知通带低频侧的插入损耗得到改善。
另一方面，在开关SW1为断开状态且开关SW2为接通状态的情况下，使第一频带和第二频带的高频信号同时通过，因此滤波器14的带通特性为用于在第二频带中确保广的衰减量来减少滤波器20的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。例如，在使开关SW1为断开状态且使开关SW2为接通状态来设为使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的CA模式的情况下，通过对并联臂电路42B的谐振频率进行调整，能够使与LTE的Band41(2496MHz-2690MHz)、Band7Tx(2500MHz-2570MHz)以及WLAN(2440MHz-2495MHz)的多个频段对应的频带同时衰减。
[5.3变形例1所涉及的多工器15的带通特性]
图13是实施方式5的变形例1所涉及的多工器15的电路结构图。本变形例所涉及的多工器15与实施方式5所涉及的多工器相比在以下方面不同：本变形例所涉及的多工器15为构成多工器的2个滤波器这两方均具有开关的结构。多工器15具备公共端子100、输入输出端子110(第一输入输出端子)及输入输出端子120(第二输入输出端子)、滤波器14A以及滤波器14B。
在本变形例中，示出了以下例子：作为滤波器14A，例如应用于LTE的Band41(2496MHz-2690MHz)，作为滤波器14B，例如应用于LTE的Band40(2300MHz-2400MHz)。
滤波器14A是以LTE的Band41为通带(第二频带)的弹性波滤波器，具备串联臂电路31C、32C、33C及34C和并联臂电路41C及42C。本变形例所涉及的滤波器14A与实施方式5所涉及的滤波器14相比，仅在串联臂电路33C的电路结构上不同。下面，关于滤波器14A，省略与滤波器14的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
串联臂电路31C具有串联臂谐振器s1A，该串联臂谐振器s1A的输入端和输出端连接在第一路径上。串联臂电路32C具有在第一路径上彼此串联连接的串联臂谐振器s2A及s3A。串联臂电路34C具有串联臂谐振器s4A，该串联臂谐振器s4A的输入端和输出端连接在第一路径上。
串联臂电路33C具有在第二路径上彼此串联连接的开关SW1A(第一开关)和电容器C1A(阻抗元件)，该第二路径是将串联臂电路32C与串联臂电路33C并联连接的2个节点n1及n2连结的路径。
并联臂电路41C具有连接于节点n1与地之间的并联臂谐振器p1A。并联臂电路42C具有并联臂谐振器p2A及p3A、与并联臂谐振器p2A连接的电感器L1A、与并联臂谐振器p3A连接的电感器L2A、以及开关SW2A。开关SW2A连接于电感器L1A及L2A的连接点与地之间。并联臂谐振器p3A连接于节点n2与地之间，并联臂谐振器p2A连接于将串联臂谐振器s2A及s3A连接的节点n4与地之间。
滤波器14B是以LTE的Band40为通带(第一频带)的弹性波滤波器，具备电感器L3B、串联臂电路31D、32D、33D及34D以及并联臂电路41D及42D。本变形例所涉及的滤波器14B与实施方式5所涉及的滤波器14相比，仅在附加了电感器L3B这一点和串联臂电路33D的电路结构上不同。下面，关于滤波器14B，省略与滤波器14的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
串联臂电路31D具有串联臂谐振器s1B，该串联臂谐振器s1B的输入端和输出端连接在第一路径上。串联臂电路32D具有在第一路径上彼此串联连接的串联臂谐振器s2B及s3B。串联臂电路34D具有串联臂谐振器s4B，该串联臂谐振器s4B的输入端和输出端连接在第一路径上。
串联臂电路33D具有在第二路径上彼此串联连接的开关SW1B(第一开关)和电容器C1B(阻抗元件)，该第二路径是将串联臂电路32D与串联臂电路33D并联连接的2个节点n5及n6连结的路径。
并联臂电路41D具有连接于节点n5与地之间的并联臂谐振器p1B。并联臂电路42D具有并联臂谐振器p2B及p3B、与并联臂谐振器p2B连接的电感器L1B、与并联臂谐振器p3B连接的电感器L2B、以及开关SW2B。开关SW2B连接于电感器L1B及L2B的连接点与地之间。并联臂谐振器p3B连接于节点n6与地之间，并联臂谐振器p2B连接于将串联臂谐振器s2B及s3B连接的节点n7与地之间。
在上述电路结构中，在使滤波器14A及14B同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW1A及SW1B为非导通状态且使开关SW2A及SW2B为导通状态。另外，在仅使滤波器14A及14B中的滤波器14A动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1A为导通状态且使开关SW2A为非导通状态，使开关SW1B为非导通状态且使开关SW2B为导通状态。另外，在仅使滤波器14A及14B中的滤波器14B动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1B为导通状态且使开关SW2B为非导通状态，使开关SW1A为非导通状态且使开关SW2A为导通状态。
也就是说，在本变形例所涉及的多工器15中，在使第一频带(Band40)及第二频带(Band41)的高频信号同时通过的情况下，开关SW1A和SW1B处于非导通状态且开关SW2A和SW2B处于导通状态。另外，在仅使第一频带(Band40)和第二频带(Band41)中的第一频带(Band40)的高频信号通过的情况下，开关SW1A处于导通状态且开关SW2A处于非导通状态，开关SW1B处于非导通状态且开关SW2B处于导通状态。另外，在仅使第一频带(Band40)及第二频带(Band41)中的第二频带(Band41)的高频信号通过的情况下，开关SW1B处于导通状态且开关SW2B处于非导通状态，开关SW1A处于非导通状态且开关SW2A处于导通状态。
根据上述结构，在使第一频带(Band40)和第二频带(Band41)的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器14A及14B中使第一频带和第二频带的高频信号以不通过开关SW1A及SW1B的方式通过，因此能够减少滤波器14A及14B的开关损耗。另外，此时，能够通过串联臂电路32C及32D的串联臂谐振器s2A、s2B、s3A及s3B来调整串联臂电路32C及32D的谐振频率及反谐振频率，能够高精度地调整滤波器14A的第一频带中的衰减量和滤波器14B的第二频带中的衰减量，因此能够相互减少滤波器14A及14B的带内插入损耗。
另外，通过导通开关SW2A和SW2B来使并联臂电路42C及42D发挥功能，因此能够不产生因开关SW2A和SW2B导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地强化通带附近的衰减特性。另外，此时，能够通过电感器L1A、L1B、L2A及L2B来调整并联臂电路42C及42D的谐振频率，能够高精度地调整滤波器14A的第一频带中的衰减量和滤波器14B的第二频带中的衰减量，因此能够相互减少滤波器14A及14B的带内插入损耗。
另一方面，在仅使第一频带(Band40)和第二频带(Band41)中的第一频带(Band40)的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1A来旁置串联臂电路32C，因此串联臂电路32C及33C的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器14A的主路径上的高频传播损耗。另外，此时，配置有电容器C1A，由此能够避免因上述旁置引起的主路径中的阻抗不匹配。另外，在仅使第一频带(Band40)和第二频带(Band41)中的第二频带(Band41)的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1B来旁置串联臂电路32D，因此串联臂电路32D及33D的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器14B的主路径上的高频传播损耗。另外，此时，配置有电容器C1B，由此能够避免因上述旁置引起的主路径中的阻抗不匹配。
因此，能够减少本变形例所涉及的多工器15的开关损耗并减少高频传播损耗。另外，通过使开关SW2A非导通，并联臂电路42C的第二频带中的合成导纳下降，通过使开关SW2B非导通，并联臂电路42D的第一频带中的合成导纳下降，因此能够不产生因开关SW2A和SW2B非导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地减少滤波器14A及14B的通带的插入损耗。因此，能够减少多工器15的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[5.4多工器15的带通特性]
图14是表示实施方式5的变形例1所涉及的多工器15的CA模式及非CA模式中的带通特性的图表。
如上所述，在仅选择第一频带(Band40)的情况下(非CA(B40))，滤波器14B的带通特性为用于不考虑滤波器14A的带通特性而是提高滤波器14B的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。另外，在仅选择第二频带(Band41)的情况下(非CA(B41))，滤波器14A的带通特性为用于不考虑滤波器14B的带通特性而是提高滤波器14A的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。
另一方面，在同时选择第一频带(Band40)和第二频带(Band41)的情况下(CA(B40&B41))，滤波器14B的带通特性为用于在第二频带中确保广的衰减量来减少滤波器14A的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性，滤波器14A的带通特性为用于在第一频带中确保广的衰减量来减少滤波器14B的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。
[5.5高频电路3B的结构]
图15是实施方式5的变形例1所涉及的高频电路3B的结构图。在图15中，示出了对LTE的Band40和Band41的高频信号进行处理的高频电路3B以及LTE用天线元件(ANT)，上述的高频电路3B和LTE用天线元件配置于1个便携式终端的前端部。
高频电路3B具备多工器15、接收放大电路61及62以及RFIC 70。
在上述结构中，例如选择(1)Band40和Band41的CA动作、(2)Band40的非CA动作、(3)Band41的非CA动作。根据具备本变形例所涉及的多工器15的高频电路3B，在选择了上述(1)的情况下(CA模式)，在滤波器14A及14B中使Band40和Band41的高频信号以不通过开关SW1A和SW1B的方式通过，因此能够减少滤波器14A及14B的开关损耗。另外，此时，能够通过并联臂电路42C及42D来使并联臂电路的谐振频率不同，能够高精度地调整滤波器14A的Band40带中的衰减量和衰减带宽以及滤波器14B的Band41带中的衰减量和衰减带宽，因此能够减少滤波器14B及14A的带内插入损耗。另一方面，在选择了上述(2)或(3)的情况下(非CA模式)，通过导通开关SW1A或SW1B来旁置串联臂电路32C或32D，因此串联臂电路32C及33C的并联合成电路或者串联臂电路32D及33D的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少Band40或Band41的高频传播损耗。因此，能够减少本变形例所涉及的高频电路3B的开关损耗并减少高频传播损耗。
[5.6多工器16的结构]
图16是实施方式5的变形例2所涉及的多工器16的电路结构图。本变形例所涉及的多工器16与实施方式5所涉及的多工器相比在以下方面不同：本变形例所涉及的多工器16为构成多工器的3个滤波器全部具有开关的结构。多工器16具备公共端子100、输入输出端子110(第一输入输出端子)、输入输出端子120(第二输入输出端子)及输入输出端子130、滤波器14A、滤波器14B以及滤波器14C。
在本变形例中，示出了以下例子：作为滤波器14A，例如应用于LTE的Band41(2496MHz-2690MHz)，作为滤波器14B，例如应用于LTE的Band40(2300MHz-2400MHz)，作为滤波器14C，例如应用于LTE的Band1Rx(2110MHz-2170MHz)。
滤波器14A是以LTE的Band41为通带(第二频带)的弹性波滤波器，为与构成多工器15的滤波器14A相同的电路结构。
滤波器14B是以LTE的Band40为通带(第一频带)的弹性波滤波器，为与构成多工器15的滤波器14B(没有滤波器14B的电感器L3B的结构)相同的电路结构。
滤波器14C是以LTE的Band1Rx为通带的弹性波滤波器，为与构成多工器15的滤波器14B相同的电路结构。
在上述电路结构中，在使滤波器14A、14B及14C同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW1A、SW1B及SW1C为非导通状态且使开关SW2A、SW2B及SW2C为导通状态。另外，在仅使滤波器14A、14B及14C中的滤波器14A动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1A为导通状态且使开关SW2A为非导通状态，使开关SW1B为非导通状态且使开关SW2B为导通状态，使开关SW1C为非导通状态且使开关SW2C为导通状态。另外，在仅使滤波器14A、14B及14C中的滤波器14B动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1B为导通状态且使开关SW2B为非导通状态，使开关SW1A为非导通状态且使开关SW2A为导通状态，使开关SW1C为非导通状态且使开关SW2C为导通状态。另外，在仅使滤波器14A、14B及14C中的滤波器14C动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1C为导通状态且使开关SW2C为非导通状态，使开关SW1A为非导通状态且使开关SW2A为导通状态，使开关SW1B为非导通状态且使开关SW2B为导通状态。
也就是说，在本变形例所涉及的多工器16中，在使Band41、Band40及Band1Rx的高频信号同时通过的情况下，开关SW1A、SW1B及SW1C处于非导通状态且开关SW2A、SW2B及SW2C处于导通状态。另外，在仅使Band41、Band40及Band1Rx中的Band41的高频信号通过的情况下，开关SW1A处于导通状态且开关SW2A处于非导通状态，开关SW1B处于非导通状态且开关SW2B处于导通状态，开关SW1C处于非导通状态且开关SW2C处于导通状态。另外，在仅使Band41、Band40及Band1Rx中的Band40的高频信号通过的情况下，开关SW1B处于导通状态且开关SW2B处于非导通状态，开关SW1A处于非导通状态且开关SW2A处于导通状态，开关SW1C处于非导通状态且开关SW2C处于导通状态。另外，在仅使Band41、Band40及Band1Rx中的Band1Rx的高频信号通过的情况下，开关SW1C处于导通状态且开关SW2C处于非导通状态，开关SW1A处于非导通状态且开关SW2A处于导通状态，开关SW1B处于非导通状态且开关SW2B处于导通状态。
根据上述结构，在使Band41、Band40及Band1Rx的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器14A、14B及14C中使Band41、Band40及Band1Rx的高频信号以不通过开关SW1A、SW1B及SW1C的方式通过，因此能够减少滤波器14A、14B及14C的开关损耗。另外，此时，能够通过第二串联臂电路的串联臂谐振器s2A、s2B、s2C、s3A、s3B及s3C来调整第二串联臂电路的谐振频率和反谐振频率，能够高精度地调整滤波器14A的Band40及Band1Rx中的衰减量、滤波器14B的Band41及Band1Rx中的衰减量以及滤波器14C的Band41及Band40中的衰减量，因此能够相互减少滤波器14A、14B及14C的带内插入损耗。
另外，通过导通开关SW2A、SW2B及SW2C来使第二并联臂电路发挥功能，因此能够不产生因开关SW2A、SW2B及SW2C导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地强化通带附近的衰减特性。另外，此时，能够通过电感器L1A、L1B、L1C、L2A、L2B及L2C来调整第二并联臂电路的谐振频率，能够高精度地调整滤波器14A的Band40及Band1Rx中的衰减量、滤波器14B的Band41及Band1Rx中的衰减量以及滤波器14C的Band41及Band40中的衰减量，因此能够相互减少滤波器14A、14B及14C的带内插入损耗。
另一方面，在仅使Band41、Band40及Band1Rx中的Band41的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1A来旁置第二串联臂电路，因此第二串联臂电路与第三串联臂电路的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器14A的主路径上的高频传播损耗。另外，此时，配置有电容器C1A，由此能够避免因上述旁置引起的主路径中的阻抗不匹配。另外，在仅使Band41、Band40及Band1Rx中的Band40的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1B来旁置第二串联臂电路，因此第二串联臂电路与第三串联臂电路的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器14B的主路径上的高频传播损耗。另外，此时，配置有电容器C1B，由此能够避免因上述旁置引起的主路径中的阻抗不匹配。另外，在仅使Band41、Band40及Band1Rx中的Band1Rx的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1C来旁置第二串联臂电路，因此第二串联臂电路与第三串联臂电路的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器14C的主路径上的高频传播损耗。另外，此时，配置有电容器C1C，由此能够避免因上述旁置引起的主路径中的阻抗不匹配。
因此，能够减少本变形例所涉及的多工器16的开关损耗并减少高频传播损耗。另外，通过使开关SW2A非导通，Band41中的合成导纳下降，通过使开关SW2B非导通，Band40中的合成导纳下降，通过使开关SW2C非导通，Band1Rx中的合成导纳下降，因此能够不产生因开关SW2A、SW2B及SW2C的非导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地减少滤波器14A、14B及14C的通带的插入损耗。因此，能够减少多工器16的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[5.7多工器16的带通特性]
图17是表示实施方式5的变形例2所涉及的多工器16的CA模式及非CA模式中的带通特性的图表。
如上所述，在仅选择Band41的情况下(非CA(B41))，滤波器14A的带通特性为用于不考虑滤波器14B及14C的带通特性而是提高滤波器14A的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。另外，在仅选择Band40的情况下(非CA(B40))，滤波器14B的带通特性为用于不考虑滤波器14A及14C的带通特性而是提高滤波器14B的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。另外，在仅选择Band1Rx的情况下(非CA(B1Rx))，滤波器14C的带通特性为用于不考虑滤波器14A及14B的带通特性而是提高滤波器14C的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。
另一方面，在同时选择Band41、Band40及Band1Rx的情况下(CA(B1Rx&B40&B41))，滤波器14A的带通特性为用于在Band40及Band1Rx中确保广的衰减量来减少滤波器14B及14C的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。另外，滤波器14B的带通特性为用于在Band41及Band1Rx中确保广的衰减量来减少滤波器14A及14C的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。另外，滤波器14C的带通特性为用于在Band40及Band41中确保广的衰减量来减少滤波器14A及14B的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。
[5.8高频电路3C的结构]
图18是实施方式5的变形例2所涉及的高频电路3C的结构图。在图18中，示出了对LTE的Band41、Band40及Band1Rx的高频信号进行处理的高频电路3C以及LTE用天线元件(ANT)，上述的高频电路3C和LTE用天线元件配置于1个便携式终端的前端部。
高频电路3C具备多工器16、接收放大电路61、62及63以及RFIC 70。
在上述结构中，例如选择(1)Band41、Band40以及Band1Rx的CA动作、(2)Band41的非CA动作、(3)Band40的非CA动作、(4)Band1Rx的非CA动作。根据具备本变形例所涉及的多工器16的高频电路3C，在选择了上述(1)的情况下(CA模式)，在滤波器14A、14B及14C中使Band41、Band40及Band1Rx的高频信号以不通过开关SW1A、SW1B及SW1C的方式通过，因此能够减少滤波器14A、14B及14C的开关损耗。另外，此时，能够通过第二并联臂电路来使并联臂电路的谐振频率不同，能够高精度地调整滤波器14A的Band40及Band1Rx带中的衰减量和衰减带宽、滤波器14B的Band41及Band1Rx带中的衰减量和衰减带宽以及滤波器14C的Band41及Band40带中的衰减量和衰减带宽，因此能够减少滤波器14A、14B及14C的带内插入损耗。另一方面，在选择了上述(2)～(4)中的任一项的情况下(非CA模式)，通过导通开关SW1A、SW1B或SW1C来旁置第二串联臂电路，因此第二串联臂电路与第三串联臂电路的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少Band41、Band40或Band1Rx的高频传播损耗。因此，能够减少本变形例所涉及的高频电路3C的开关损耗并减少高频传播损耗。
(实施方式6)
本实施方式所涉及的多工器与实施方式3所涉及的多工器相比，第一串联臂电路、第二串联臂电路、第一并联臂电路以及第二并联臂电路的具体电路结构不同。下面，本实施方式所涉及的多工器的结构与图1所示的多工器1的结构相同，因此省略说明，以第一滤波器的电路结构和带通特性为中心来进行说明。
[6.1滤波器17(第一滤波器)的电路结构]
图19A是实施方式6所涉及的滤波器17的开关SW1断开且开关SW2接通时的电路结构图。另外，图19B是实施方式6所涉及的滤波器17的开关SW1接通且开关SW2断开时的电路结构图。
如图19A和图19B所示，滤波器17具备串联臂电路31A、32E及33E和并联臂电路41E及42E。本实施方式所涉及的滤波器17与实施方式3所涉及的滤波器12相比，串联臂电路和并联臂电路的具体电路结构不同。下面，关于滤波器17，省略与滤波器12的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
串联臂电路31A及32E是分别配置于公共端子100与输入输出端子110之间的、彼此串联连接的第一串联臂电路和第二串联臂电路。串联臂电路33E是与串联臂电路32E并联连接的第三串联臂电路。并联臂电路41E是连接于地以及将公共端子100与输入输出端子110连结的第一路径上的节点n1的第一并联臂电路。并联臂电路42E是连接于地以及将公共端子100与输入输出端子110连结的第一路径上的节点n2的第二并联臂电路。
串联臂电路31A具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器s1，该串联臂谐振器s1的输入端和输出端连接在上述第一路径上。串联臂电路31A还具有在上述第一路径上与串联臂谐振器s1串联连接的电感器L1。
串联臂电路32E具有由弹性波谐振器构成的串联臂谐振器s2(第一串联臂谐振器)，该串联臂谐振器s2的输入端和输出端连接在上述第一路径上。串联臂电路32E还具有在上述第一路径上与串联臂谐振器s2串联连接的电感器L2。
串联臂电路33E具有开关SW1(第一开关)，开关SW1的输入端和输出端连接在第二路径上，该第二路径是将串联臂电路32E与串联臂电路33E并联连接的2个节点n1及n2连结的路径。串联臂电路33E还具有在上述第二路径上与开关SW1串联连接的电感器L4。
并联臂电路41E具有连接于节点n1与地之间的电感器L3。
并联臂电路42E具有：由弹性波谐振器构成的并联臂谐振器p1，其连接于节点n2与地之间；以及开关SW2，其连接于并联臂谐振器p1与地之间。
在上述电路结构中，在使滤波器17及20同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW1为非导通状态且使开关SW2为导通状态。另外，在仅使滤波器17及20中的滤波器17动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1为导通状态且使开关SW2为非导通状态。也就是说，在本实施方式所涉及的多工器中，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下，开关SW1处于非导通状态且开关SW2处于导通状态，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，开关SW1处于导通状态且开关SW2处于非导通状态。
根据上述结构，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器17中使第一频带的高频信号以不通过开关SW1的方式通过，因此能够减少滤波器17的开关损耗。另外，此时，能够通过串联臂电路31A、32E及33E以及并联臂电路41E的各电感器来调整串联臂电路和并联臂电路的谐振频率和反谐振频率，能够高精度地调整滤波器17的带宽和第二频带中的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。
另外，通过导通开关SW2来使并联臂电路42E发挥功能，因此能够不产生因开关SW2导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地强化通带附近的衰减特性。
另一方面，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1来旁置串联臂电路32E，因此串联臂电路32E及33E的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器17的主路径上的高频传播损耗。因此，能够减少本实施方式所涉及的多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。另外，通过使开关SW2非导通，并联臂电路42E的第一频带中的合成导纳下降，因此能够不产生因开关SW2非导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地减少滤波器17的通带的插入损耗。另外，能够通过串联臂电路31A、32E及33E以及并联臂电路41E的各电感器来调整串联臂电路和并联臂电路的谐振频率和反谐振频率，因此能够高精度地调整滤波器17的带宽和衰减量。因此，能够减少多工器的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[6.2多工器的带通特性]
在此，说明构成多工器的滤波器17的带通特性。此外，滤波器20的电路结构是任意的，因此省略对于滤波器20的带通特性的说明。另外，在本实施方式中，示出了以下例子：作为滤波器17，例如应用于MB(中频段：1710MHz-2200MHz)，作为滤波器20，例如应用于HB1(高频段1：2300MHz-2400MHz)或HB2(高频段2：2500MHz-2690MHz)。也就是说，作为滤波器17的通带的第一频带比作为滤波器20的通带的第二频带低。
图20A是表示实施方式6所涉及的滤波器17的开关SW1断开且SW2接通时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。另外，图20B是表示实施方式6所涉及的滤波器17的开关SW1接通且SW2断开时的带通特性、阻抗特性以及导纳特性的图表。更具体地说，在图20A和图20B的上段，分别示出了开关SW1断开且SW2接通时和开关SW1接通且SW2断开时的滤波器17的带通特性。另外，在图20A和图20B的中段，分别示出了开关SW1断开且SW2接通时和开关SW1接通且SW2断开时的串联臂电路的阻抗特性。另外，在图20A和图20B的下段，分别示出了开关SW1断开且SW2接通时和开关SW1接通且SW2断开时的并联臂电路的导纳特性。
如图19A和图19B所示，滤波器17构成包括串联臂电路31A及32E、33E以及并联臂电路41E及42E的低通型的滤波电路。
在串联臂电路33E的开关SW1为断开状态(图19A)的情况下，如图20A的上段和中段所示，串联臂电路32E及33E的并联合成电路(串联臂谐振器s2+开关SW1+电感器L2+电感器L4)的反谐振频率Fas2位于滤波器20的通带(第二频带)附近。另外，串联臂电路31A(串联臂谐振器s1+电感器L1)的反谐振频率Fas1位于滤波器20的通带(第二频带)附近，比反谐振频率Fas2高。
由此，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，能够在滤波器17的第二频带中确保大的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。
并且，并联臂电路42E的开关SW2处于接通状态(图19A)，因此如图20A的上段和下段所示，并联臂电路42E(并联臂谐振器p1+开关SW2)的谐振频率Frp2及反谐振频率Fap2比第一频带的高频端高且位于第二频带内。
由此，在使第一频带和第二频带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，能够在滤波器17的第二频带中确保大的衰减量，因此能够减少滤波器20的带内插入损耗。
另一方面，在串联臂电路33E的开关SW1为接通状态(图19B)的情况下，串联臂电路32E被旁置。在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，无需考虑滤波器20的带通特性，只要提高滤波器17的带通特性即可。
并且，在并联臂电路42E的开关SW2为断开状态(图19B)的情况下，如图20B的上段和下段所示，与开关SW2处于接通状态的情况相比，并联臂电路42E(并联臂谐振器p1+开关SW2)的谐振频率Frp2向高频侧移位。
由此，在仅使第一频带和第二频带中的第一频带的高频信号通过的情况下(非CA模式)，并联臂电路42E的谐振频率Frp2向高频侧移位，因此能够改善第一频带中的高频端的插入损耗。因此，能够进一步减少滤波器17的高频传播损耗。
图20C是将实施方式6所涉及的滤波器17的CA模式和非CA模式中的带通特性进行比较的图表。
如上所述，在开关SW1为接通状态且开关SW2为断开状态的情况下，仅使第一频带(MB)和第二频带(HB1或HB2)中的第一频带(MB)的高频信号通过，因此滤波器17的带通特性为用于不考虑滤波器20的带通特性而是提高滤波器17的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。
另一方面，在开关SW1为断开状态且开关SW2为接通状态的情况下，使第一频带(MB)和第二频带(HB1或HB2)的高频信号同时通过，因此滤波器17的带通特性为用于在第二频带(HB1或HB2)中确保广的衰减量来减少滤波器20的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。
[6.3高频电路3D的结构]
图21A是具备实施方式6所涉及的滤波器17的高频电路3D及其周边电路的结构图。另外，图21B是表示实施方式6所涉及的高频电路3D的频段应用例的图。在图21A中，示出了对LTE的高频信号进行处理的高频电路3D以及LTE用天线元件(ANT)，例如，高频电路3D和上述LTE用天线元件配置于1个便携式终端的前端部。
高频电路3D具备滤波器17、21及22、开关91、92、93及94、B7滤波器、B38滤波器、B41滤波器、B30滤波器、B40滤波器、B1滤波器、B4滤波器及B66滤波器、接收放大电路64A、64B、64C、65A、65B、66A、66B及66C以及RFIC 70。
开关91是对滤波器17、21及22与LTE用天线元件之间的连接进行切换的开关电路，能够选择滤波器17、21及22中的1个以上的滤波器。
滤波器17是本实施方式所涉及的滤波器17，是以MB(1710MHz-2200MHz)为通带的滤波器。
滤波器21是以HB1(高频段1：2300MHz-2400MHz)为通带的滤波器。
滤波器22是以HB2(高频段2：2500MHz-2690MHz)为通带的滤波器。
开关92是对滤波器22与B7滤波器、B38滤波器及B41滤波器之间的连接进行切换的开关，例如是SP3T(Single Pole 3Throw：单刀三掷)型的开关。
开关93是对滤波器21与B30滤波器及B40滤波器之间的连接进行切换的开关，例如是SPDT(Single Pole Double Throw：单刀双掷)型的开关。
开关94是对滤波器17与B1滤波器、B4滤波器及B66滤波器之间的连接进行切换的开关，例如是SP3T(Single Pole 3Throw)型的开关。
接收放大电路64A～66C分别将来自输入端上连接的滤波器的接收信号进行放大后输出到RFIC 70。
在上述结构中，例如选择(1)MB带的1个频段、HB1带的1个频段以及HB2带的1个频段的CA动作、(2)MB带的1个频段和HB1带的1个频段的CA动作、(3)MB带的1个频段和HB2带的1个频段的CA动作、(4)HB1带的1个频段和HB2带的1个频段的CA动作、(5)MB带的1个频段的非CA动作、(6)HB1带的1个频段的非CA动作、(7)HB2带的1个频段的非CA动作。即使是进行了上述(1)～(7)的选择的情况也如下：通过应用具备本实施方式所涉及的滤波器17的多工器，在选择了上述(1)～(3)中的任一项的情况下(CA模式)，在滤波器17中使MB带的高频信号以不通过开关SW1的方式通过，因此能够减少滤波器17的开关损耗。另一方面，在选择了上述(5)的情况下(非CA模式)，通过导通开关SW1来旁置串联臂电路32E，因此串联臂电路32E及33E的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少MB带的高频传播损耗。因此，能够减少本实施方式所涉及的高频电路3D的开关损耗并减少高频传播损耗。此外，如图21B所示，即使是非CA模式，如果是与WLAN并用的系统，那么也优选使WLAN的频带衰减。由此，能够抑制以下情况：MB带的高频信号与WLAN频带的高频信号发生干扰，接收灵敏度下降。
此外，根据MB带、HB1带以及HB2带的选择结构不同，有时也可以没有开关91。
[6.4多工器19的结构]
图22是实施方式6的变形例所涉及的多工器19的电路结构图。本变形例所涉及的多工器19与实施方式6所涉及的多工器相比在以下方面不同：本变形例所涉及的多工器16为构成多工器的3个滤波器全部具有开关的结构。多工器19具备公共端子100、输入输出端子110、120及130、滤波器19A、滤波器19B以及滤波器19C。
在本变形例中，示出了以下例子：作为滤波器19A，例如应用于HB2带，作为滤波器19B，例如应用于HB1带，作为滤波器19C，例如应用于MB带。
滤波器19A是以HB2带为通带的弹性波滤波器，为与构成多工器16的滤波器14A相同的电路结构。
滤波器19B是以HB1带为通带的弹性波滤波器，为与构成多工器16的滤波器14B相同的电路结构。
滤波器19C是以MB带为通带的弹性波滤波器，为与构成本实施方式所涉及的多工器的滤波器17相同的电路结构。
在上述电路结构中，在使滤波器19A、19B及19C同时动作的情况下(CA模式)，控制部使开关SW1A、SW1B及SW1C为非导通状态且使开关SW2A、SW2B及SW2C为导通状态。另外，在仅使滤波器19A、19B及19C中的滤波器19A动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1A为导通状态且使开关SW2A为非导通状态，使开关SW1B为非导通状态且使开关SW2B为导通状态，使开关SW1C为非导通状态且使开关SW2C为导通状态。另外，在仅使滤波器19A、19B及19C中的滤波器19B动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1B为导通状态且使开关SW2B为非导通状态，使开关SW1A为非导通状态且使开关SW2A为导通状态，使开关SW1C为非导通状态且使开关SW2C为导通状态。另外，在仅使滤波器19A、19B及19C中的滤波器19C动作的情况下(非CA模式)，控制部使开关SW1C为导通状态且使开关SW2C为非导通状态，使开关SW1A为非导通状态且使开关SW2A为导通状态，使开关SW1B为非导通状态且使开关SW2B为导通状态。
也就是说，在本变形例所涉及的多工器19中，在使HB2带、HB1带及MB带的高频信号同时通过的情况下，开关SW1A、SW1B及SW1C处于非导通状态且开关SW2A、SW2B及SW2C处于导通状态。另外，在仅使HB2带、HB1带及MB带中的HB2带的高频信号通过的情况下，开关SW1A处于导通状态且开关SW2A处于非导通状态，开关SW1B处于非导通状态且开关SW2B处于导通状态，开关SW1C处于非导通状态且开关SW2C处于导通状态。另外，在仅使HB2带、HB1带及MB带中的HB1带的高频信号通过的情况下，开关SW1B处于导通状态且开关SW2B处于非导通状态，开关SW1A处于非导通状态且开关SW2A处于导通状态，开关SW1C处于非导通状态且开关SW2C处于导通状态。另外，在仅使HB2带、HB1带及MB带中的MB带的高频信号通过的情况下，开关SW1C处于导通状态且开关SW2C处于非导通状态，开关SW1A处于非导通状态且开关SW2A处于导通状态，开关SW1B处于非导通状态且开关SW2B处于导通状态。
根据上述结构，在使HB2带、HB1带及MB带的高频信号同时通过的情况下(CA模式)，在滤波器19A、19B及19C中使HB2带、HB1带及MB带的高频信号以不通过开关SW1A、SW1B及SW1C的方式通过，因此能够减少滤波器19A、19B及19C的开关损耗。另外，此时，能够通过第二串联臂电路的串联臂谐振器s2A、s2B、s3A及s3B来调整第二串联臂电路的谐振频率和反谐振频率，能够高精度地调整滤波器19A的HB1带及MB带中的衰减量、滤波器19B的HB2带及MB带中的衰减量，因此能够相互减少滤波器19A、19B及19C的带内插入损耗。
另外，通过导通开关SW2A、SW2B及SW2C来使第二并联臂电路发挥功能，因此能够不产生因开关SW2A、SW2B及SW2C导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地强化通带附近的衰减特性。另外，此时，能够通过电感器L1A、L1B、L2A及L2B来调整第二并联臂电路的谐振频率，能够高精度地调整滤波器19A的HB1带及MB带中的衰减量、滤波器19B的HB2带及MB带中的衰减量，因此能够相互减少滤波器19A、19B及19C的带内插入损耗。
另一方面，在仅使HB2带、HB1带及MB带中的HB2带的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1A来旁置第二串联臂电路，因此第二串联臂电路与第三串联臂电路的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器19A的主路径上的高频传播损耗。另外，此时，配置有电容器C1A，由此能够避免因上述旁置引起的主路径中的阻抗不匹配。另外，在仅使HB2带、HB1带及MB带中的HB1带的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1B来旁置第二串联臂电路，因此第二串联臂电路与第三串联臂电路的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器19B的主路径上的高频传播损耗。另外，此时，配置有电容器C1B，由此能够避免因上述旁置引起的主路径中的阻抗不匹配。另外，在仅使HB2带、HB1带及MB带中的MB带的高频信号通过的情况下，通过导通开关SW1C来旁置第二串联臂电路，因此第二串联臂电路与第三串联臂电路的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少滤波器19C的主路径上的高频传播损耗。
因此，能够减少本变形例所涉及的多工器19的开关损耗并减少高频传播损耗。另外，通过使开关SW2A非导通，HB2带中的合成导纳下降，通过使开关SW2B非导通，HB1带中的合成导纳下降，通过使开关SW2C非导通，MB带中的合成导纳下降，因此能够不产生因开关SW2A、SW2B及SW2C非导通引起的主路径(第一路径)的高频传播损耗地减少滤波器19A、19B及19C的通带的插入损耗。因此，能够减少多工器19的开关损耗并且减少高频传播损耗。
[6.5多工器19的带通特性]
图23是表示实施方式6的变形例所涉及的多工器19的CA模式和非CA模式中的带通特性的图表。
如上所述，在仅选择HB2带的情况下(非CA(HB2))，滤波器19A的带通特性为用于不考虑滤波器19B及19C的带通特性而是提高滤波器19A的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。另外，在仅选择HB1带的情况下(非CA(HB1))，滤波器19B的带通特性为用于不考虑滤波器19A及19C的带通特性而是提高滤波器19B的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。另外，在仅选择MB带的情况下(非CA(MB))，滤波器19C的带通特性为用于不考虑滤波器19A及19B的带通特性而是提高滤波器19C的带通特性的、重视带内插入损耗型的特性。
另一方面，在同时选择HB2带、HB1带及MB带的情况下(CA(MB&HB1&HB2))，滤波器19A的带通特性为用于在HB1带及MB带中确保广的衰减量来减少滤波器19B及19C的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。另外，滤波器19B的带通特性为用于在HB2带及MB带中确保广的衰减量来减少滤波器19A及19C的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。另外，滤波器19C的带通特性为用于在HB2带及HB1带中确保广的衰减量来减少滤波器19A及19B的带内插入损耗的、重视带外衰减型的特性。
[6.6高频电路3E的结构]
图24是具备实施方式6的变形例所涉及的多工器19的高频电路3E及其周边电路的结构图。在图24中，示出了对LTE的高频信号进行处理的高频电路3E以及LTE用天线元件(ANT)，例如，高频电路3E和上述LTE用天线元件配置于1个便携式终端的前端部。
高频电路3E具备多工器19、开关92、93及94、B7滤波器、B38滤波器、B41滤波器、B30滤波器、B40滤波器、B1滤波器、B4滤波器及B66滤波器、接收放大电路64A、64B、64C、65A、65B、66A、66B及66C以及RFIC 70。本变形例所涉及的高频电路3E与实施方式6所涉及的高频电路3D相比，在未配置开关91这一点以及HB2滤波器、HB1滤波器及MB滤波器分别具有开关这一点上不同。下面，关于本变形例所涉及的高频电路3E，省略与高频电路3D的相同点的说明，以不同点为中心来进行说明。
多工器19是本变形例所涉及的多工器19，具有以HB2带为通带的滤波器19A、以HB1带为通带的滤波器19B、以MB带为通带的滤波器19C连接于公共端子100而成的结构。
开关92是对滤波器19A与B7滤波器、B38滤波器及B41滤波器之间的连接进行切换的开关，例如是SP3T型的开关。
开关93是对滤波器19B与B30滤波器及B40滤波器之间的连接进行切换的开关，例如是SPDT型的开关。
开关94是对滤波器19C与B1滤波器、B4滤波器及B66滤波器之间的连接进行切换的开关，例如是SP3T型的开关。
在上述结构中，例如选择(1)MB带的1个频段、HB1带的1个频段以及HB2带的1个频段的CA动作、(2)MB带的1个频段和HB1带的1个频段的CA动作、(3)MB带的1个频段和HB2带的1个频段的CA动作、(4)HB1带的1个频段和HB2带的1个频段的CA动作、(5)MB带的1个频段的非CA动作、(6)HB1带的1个频段的非CA动作、(7)HB2带的1个频段的非CA动作。即使是进行了上述(1)～(7)的选择的情况也如下：通过应用本变形例所涉及的多工器19，在选择了上述(1)～(4)中的任一项的情况下(CA模式)，在滤波器19A、19B及19C中使MB带、HB1带及HB2带的高频信号以不通过开关SW1的方式通过，因此能够减少多工器19的开关损耗。
另一方面，在选择了上述(5)～(7)中的任一项的情况下(非CA模式)，通过导通开关SW1来旁置第二串联臂电路，因此第二串联臂电路与第三串联臂电路的并联合成电路的阻抗下降，由此能够减少MB带、HB1带或HB2带的高频传播损耗。因此，能够减少本实施方式所涉及的高频电路3E的开关损耗并减少高频传播损耗。
具有本变形例所涉及的多工器19的高频电路3E能够支持LTE的复杂的CA模式和非CA模式混合存在的系统。
(其它实施方式等)
以上，关于本发明的实施方式所涉及的多工器、高频电路以及通信装置，列举实施方式1～6及变形例来进行了说明，但是本发明的多工器、高频电路以及通信装置不限定于上述实施方式和变形例。将上述实施方式和变形例中的任意的结构要素进行组合来实现的其它实施方式、对上述实施方式和变形例实施本领域技术人员在不脱离本发明的宗旨的范围内想到的各种变形来得到的变形例、内置有本公开的多工器、高频电路以及通信装置的各种设备也包括在本发明中。
列举了上述实施方式和变形例所涉及的多工器由多个接收滤波器构成的例子，但是本发明所涉及的多工器也可以由多个发送滤波器或者发送滤波器和接收滤波器这两方构成。
另外，在上述实施方式1～5所涉及的高频滤波器中，串联臂谐振器和并联臂谐振器均不限于1个弹性波谐振器，也可以是对1个弹性波谐振器进行串联分割等所得到的多个分割谐振器。
另外，在上述实施方式1～6及变形例所涉及的多工器、高频电路以及通信装置中，也可以还在各输入输出端子与公共端子之间连接有电感元件、电容元件。并且，也可以具有将各电路元件进行连接的布线所引起的电感成分。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于同时地或排他地使用多个频段的多频段及多模式系统的多工器、高频电路以及通信装置，能够广泛使用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
1、15、16、19：多工器；2：天线元件；3、3A、3B、3C、3D、3E：高频电路；4：通信装置；10、11、12、13、14、14A、14B、14C、17、19A、19B、19C、20、21、22、50：滤波器；31、31A、31C、31D、32、32A、32C、32D、32E、33、33C、33D、33E、34、34C、34D：串联臂电路；41、41A、41B、41C、41D、41E、42、42A、42B、42C、42D、42E：并联臂电路；61、62、63、64A、64B、64C、65A、65B、66A、66B、66C：接收放大电路；70、71：RF信号处理电路(RFIC)；80：基带信号处理电路(BBIC)；90、91、92、93、94、SW1、SW1A、SW1B、SW1C、SW2、SW2A、SW2B、SW2C：开关；100：公共端子；110、120：输入输出端子；C1A、C1B、C1C：电容器；L1、L1A、L1B、L2、L2A、L2B、L1C、L2C、L3、L3C、L4、L4C：电感器；p1、p1A、p1B、p1C、p2、p2A、p2B、p2C、p3、p3A、p3B、p3C：并联臂谐振器；s1、s1A、s1B、s1C、s2、s2A、s2B、s2C、s3、s3A、s3B、s4、s4A、s4B：串联臂谐振器。

Claims (13)

1.一种多工器，具备：
公共端子、第一输入输出端子及第二输入输出端子；
第一滤波器，其配置于所述公共端子与所述第一输入输出端子之间，使被分配为通带的第一频带的高频信号通过；以及
第二滤波器，其配置于所述公共端子与所述第二输入输出端子之间，使被分配为通带的第二频带的高频信号通过，
其中，所述第一滤波器具备：
彼此串联连接的第一串联臂电路和第二串联臂电路，它们配置于所述公共端子与所述第一输入输出端子之间；
第三串联臂电路，其与所述第二串联臂电路并联连接；以及
第一并联臂电路，其连接于地以及将所述公共端子与所述第一输入输出端子连结的第一路径上的节点，
所述第二串联臂电路具有第一串联臂谐振器，所述第一串联臂谐振器的输入端和输出端连接在所述第一路径上，所述第一串联臂谐振器由弹性波谐振器构成，
所述第三串联臂电路具有第一开关，所述第一开关的输入端和输出端连接在第二路径上，所述第二路径是将所述第二串联臂电路与所述第三串联臂电路并联连接的2个连接点连结的路径，
在使所述第一频带和所述第二频带的高频信号同时通过的情况下，所述第一开关处于非导通状态，
在仅使所述第一频带和所述第二频带中的所述第一频带的高频信号通过的情况下，所述第一开关处于导通状态。
2.根据权利要求1所述的多工器，其特征在于，
所述第一开关为非导通状态的情况下的所述第二串联臂电路与所述第三串联臂电路的并联合成电路的反谐振频率位于所述第二频带内。
3.根据权利要求1或2所述的多工器，其特征在于，
所述第二串联臂电路与所述第三串联臂电路的并联合成电路的谐振频率比所述第一串联臂电路的谐振频率高且比所述第一频带的高频端高。
4.根据权利要求1或2所述的多工器，其特征在于，
所述第三串联臂电路还具有阻抗元件，所述阻抗元件配置在所述第二路径上，与所述第一开关串联连接。
5.根据权利要求1或2所述的多工器，其特征在于，
所述第一滤波器还具备第二并联臂电路，所述第二并联臂电路连接于地以及所述第一路径上的节点，
所述第二并联臂电路具有：
第一并联臂谐振器，其连接于所述节点与地之间，由弹性波谐振器构成；以及
第二开关，其连接于所述第一并联臂谐振器与地之间，
在使所述第一频带和所述第二频带的高频信号同时通过的情况下，所述第二开关处于导通状态，
在仅使所述第一频带和所述第二频带中的所述第一频带的高频信号通过的情况下，所述第二开关处于非导通状态。
6.根据权利要求5所述的多工器，其特征在于，
所述第二开关为非导通状态的情况下的所述第二并联臂电路的谐振频率比所述第一频带的高频端高。
7.根据权利要求5所述的多工器，其特征在于，
所述第二并联臂电路还具有电感元件，所述电感元件与所述第一并联臂谐振器连接。
8.一种多工器，具备：
公共端子、第一输入输出端子及第二输入输出端子；
第一滤波器，其配置于所述公共端子与所述第一输入输出端子之间，选择性地使被分配为通带的第一频带的高频信号通过；以及
第二滤波器，其配置于所述公共端子与所述第二输入输出端子之间，选择性地使被分配为通带的第二频带的高频信号通过，
其中，所述第一滤波器具备：
第一串联臂电路，其连接于所述公共端子与所述第一输入输出端子之间；
第一并联臂电路，其连接于地以及将所述公共端子与所述第一输入输出端子连结的第一路径上的第一节点；以及
第二并联臂电路，其连接于地以及所述第一路径上的第二节点，
所述第二并联臂电路具有：
第一并联臂谐振器，其连接于所述第二节点与地之间，由弹性波谐振器构成；以及
第二开关，其连接于所述第一并联臂谐振器与地之间，
在使所述第一频带和所述第二频带的高频信号同时通过的情况下，所述第二开关处于导通状态，
在仅使所述第一频带和所述第二频带中的所述第一频带的高频信号通过的情况下，所述第二开关处于非导通状态。
9.根据权利要求8所述的多工器，其特征在于，
所述第二开关为非导通状态的情况下的所述第二并联臂电路的谐振频率比所述第一频带的高频端高。
10.根据权利要求8或9所述的多工器，其特征在于，
所述第二并联臂电路还具有电感元件，所述电感元件与所述第一并联臂谐振器连接。
11.一种高频电路，具备：
根据权利要求1～7中的任一项所述的多工器；以及
控制部，其对所述第一开关的导通和非导通进行控制。
12.一种高频电路，具备：
根据权利要求8～10中的任一项所述的多工器；以及
控制部，其对所述第二开关的导通和非导通进行控制。
13.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，其对利用天线元件发送接收的高频信号进行处理；以及
根据权利要求11或12所述的高频电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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