JP6733817B2 - マルチプレクサ、高周波回路および通信装置 - Google Patents

マルチプレクサ、高周波回路および通信装置 Download PDF

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Description

本発明は、マルチプレクサ、高周波回路および通信装置に関する。
近年の携帯電話には、１つの端末で複数の周波数および無線方式に対応することが要求されている（マルチバンド化およびマルチモード化）。マルチバンド化およびマルチモード化に対応する携帯電話のフロントエンドには、複数の送受信信号を品質劣化させずに選択通過させるマルチプレクサが配置される。特に、複数のバンドの高周波信号を同時に送受信する、いわゆるキャリアアグリゲーション（以下、ＣＡと記す）に対応したマルチプレクサが求められている。
特許文献１（Ｆｉｇ．１３）には、ＬＢ（ローバンド）、ＭＢ（ミドルバンド）、およびＨＢ（ハイバンド）の高周波信号を、２Ｐ８Ｔスイッチの切り替えによりＣＡまたは非ＣＡとして使用するダイバーシティ受信モジュールが開示されている。このダイバーシティ受信モジュールは、各バンドに対応したフィルタの前段に上記２Ｐ８Ｔスイッチが配置されていることにより、ＬＢのうちの１バンドを排他的に選択し、および、ＭＢ／ＨＢのうちの１バンドを排他的に選択できるマルチプレクサを構成している。
米国特許出願公開第２０１６／０１２７０１５号明細書
しかしながら、特許文献１に開示されたダイバーシティ受信モジュールでは、２Ｐ８Ｔスイッチが全てのフィルタの前段に配置されているので、ＣＡおよび非ＣＡに関係なく、全ての高周波信号の通過経路には、常に上記２Ｐ８Ｔスイッチの通過が含まれる。たとえ非ＣＡモードであっても、選択されたバンドの高周波信号には、当該バンドに対応したフィルタの伝搬損失に２Ｐ８Ｔスイッチのオン抵抗による伝搬損失が加算された伝搬損失が付加されることとなる。さらに、ＣＡモードおよび非ＣＡモードのいずれの場合にも対応できるように、各フィルタの減衰特性は、他のフィルタの通過特性を劣化させないように設計されるため、減衰特性の確保に必要な回路構成が常に付加された状態である。そのため、減衰特性の確保に必要な回路構成による伝搬損失が常に付加されることになる。
すなわち、ＣＡモードおよび非ＣＡモードにかかわらず、スイッチによる伝搬損失、および、減衰特性の確保に必要な回路構成による伝搬損失が常に発生するという問題がある。
なお、非ＣＡとは、複数のバンドの高周波信号を同時に送受信するのではなく、複数の異なる周波数帯域（バンド）の高周波信号のうち１つの周波数帯域の高周波信号のみを通過させることをいう。
そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、ＣＡモードおよび非ＣＡモードにおいて高周波信号の伝搬損失が低減されたマルチプレクサ、高周波回路および通信装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１入出力端子および第２入出力端子と、前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第１周波数帯域の高周波信号を通過させる第１フィルタと、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第２周波数帯域の高周波信号を通過させる第２フィルタと、を備え、前記第１フィルタは、前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置され、互いに直列接続された第１直列腕回路および第２直列腕回路と、前記第２直列腕回路に並列接続された第３直列腕回路と、前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ第１経路上のノード、およびグランドに接続された第１並列腕回路と、を備え、前記第２直列腕回路は、前記第１経路上に入力端および出力端が接続された、弾性波共振子からなる第１直列腕共振子を有し、前記第３直列腕回路は、前記第２直列腕回路と前記第３直列腕回路とが並列接続された２つの接続点を結ぶ第２経路上に入力端および出力端が接続された第１スイッチを有し、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、前記第１スイッチは非導通状態であり、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうち前記第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、前記第１スイッチは導通状態である。
第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、第１フィルタにおいて第１スイッチを通過せずに第１周波数帯域の高周波信号を通過させるので、第１フィルタのスイッチロスを低減できる。また、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合には、第１スイッチの導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第１フィルタの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。よって、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬ロスを低減できる。
また、前記第１スイッチが非導通状態の場合の前記第２直列腕回路と前記第３直列腕回路との並列合成回路の反共振周波数は、前記第２周波数帯域内に位置してもよい。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、第１フィルタの第２周波数帯域における減衰量を大きく確保できるので、第２フィルタの帯域内挿入損失を低減できる。
また、前記第２直列腕回路と前記第３直列腕回路との並列合成回路の共振周波数は、前記第１直列腕回路の共振周波数よりも高く、かつ、前記第１周波数帯域の高周波端よりも高くてもよい。
上記構成によれば、第１直列腕回路および第１並列腕回路により、第１フィルタの通過帯域が形成され、上記並列合成回路の共振周波数が第１フィルタの通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において当該並列合成回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、第１フィルタの高周波伝搬損失をさらに低減できる。
また、前記第３直列腕回路は、さらに、前記第２経路上に配置され、前記第１スイッチと直列接続されたインピーダンス素子を有してもよい。
これにより、第１スイッチが導通状態となり、第２直列腕回路がバイパスされた第１経路上のインピーダンスミスマッチングが改善されるので、第１フィルタの通過帯域の挿入損失が改善される。
また、前記第１フィルタは、さらに、前記第１経路上のノードおよびグランドに接続された第２並列腕回路を備え、前記第２並列腕回路は、前記ノードとグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる第１並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子とグランドとの間に接続された第２スイッチと、を有し、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、前記第２スイッチは導通状態であり、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうち前記第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、前記第２スイッチは非導通状態であってもよい。
第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、第１フィルタにおいて第２スイッチの導通により第２並列腕回路を機能させるので、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。また、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合には、第２スイッチを非導通とすることで、第２並列腕回路の通過帯域における合成アドミッタンスが低下するため、第１フィルタの通過帯域の挿入損失を低減できる。
また、前記第２スイッチが非導通状態の場合の前記第２並列腕回路の共振周波数は、前記第１周波数帯域の高周波端よりも高くてもよい。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、第２並列腕回路の共振周波数が第１フィルタの通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において第２並列腕回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、第１フィルタの高周波伝搬損失をさらに低減できる。
また、前記第２並列腕回路は、さらに、前記第１並列腕共振子に接続されたインダクタンス素子を有してもよい。
これにより、第２並列腕回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、第１フィルタの高周波伝搬損失をさらに低減できる。
また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１入出力端子および第２入出力端子と、前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第１周波数帯域の高周波信号を選択的に通過させる第１フィルタと、前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第２周波数帯域の高周波信号を選択的に通過させる第２フィルタと、を備え、前記第１フィルタは、前記共通端子と前記第１入出力端子との間に接続された第１直列腕回路と、前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ第１経路上の第１ノードおよびグランドに接続された第１並列腕回路と、前記第１経路上の第２ノードおよびグランドに接続された第２並列腕回路と、を備え、前記第２並列腕回路は、前記第２ノードとグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる第１並列腕共振子と、前記第１並列腕共振子とグランドとの間に接続された第２スイッチと、を有し、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、前記第２スイッチは導通状態であり、前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうち前記第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、前記第２スイッチは非導通状態である。
第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、第１フィルタにおいて第２スイッチの導通により第２並列腕回路を機能させるので、第２スイッチの導通に起因した第１経路の高周波伝搬損失を発生させることなく、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。また、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合には、第２スイッチを非導通とすることで、第２並列腕回路の通過帯域における合成アドミッタンスが低下するため、第２スイッチの非導通に起因した第１経路の高周波伝搬損失を発生させることなく、第１フィルタの通過帯域の挿入損失を低減できる。よって、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
また、前記第２スイッチが非導通状態の場合の前記第２並列腕回路の共振周波数は、前記第１周波数帯域の高周波端よりも高くてもよい。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、第２並列腕回路の共振周波数が第１フィルタの通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において第２並列腕回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、第１フィルタの高周波伝搬損失をさらに低減できる。
また、前記第２並列腕回路は、さらに、前記第１並列腕共振子に接続されたインダクタンス素子を有してもよい。
これにより、第２並列腕回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、第１フィルタの高周波伝搬損失をさらに低減できる。
また、本発明の一態様に係る高周波回路は、上記いずれかに記載のマルチプレクサと、前記第１スイッチの導通および非導通を制御する制御部と、を備える。
これにより、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失が低減された高周波回路を提供できる。
また、本発明の一態様に係る高周波回路は、上記いずれかに記載のマルチプレクサと、前記第２スイッチの導通および非導通を制御する制御部と、を備える。
これにより、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失が低減された高周波回路を提供できる。
また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記いずれかに記載の高周波回路と、を備える。
これにより、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失が低減された通信装置を提供できる。
本発明に係るマルチプレクサ、高周波回路、および通信装置によれば、ＣＡモードおよび非ＣＡモードにおいて高周波信号の伝搬損失を低減することが可能となる。
図１は、実施の形態１に係る通信装置の構成図である。 図２Ａは、実施の形態１に係る第１フィルタの第１スイッチオフ時における回路構成図である。 図２Ｂは、実施の形態１に係る第１フィルタの第１スイッチオン時における回路構成図である。 図３Ａは、実施の形態１に係る第１フィルタの第１スイッチオフ時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。 図３Ｂは、実施の形態１に係る第１フィルタの第１スイッチオン時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。 図３Ｃは、実施の形態１に係る第１フィルタの第１スイッチオン時およびオフ時における通過特性を比較したグラフである。 図４Ａは、実施の形態２に係る第１フィルタの第２スイッチオン時における回路構成図である。 図４Ｂは、実施の形態２に係る第１フィルタの第２スイッチオフ時における回路構成図である。 図５Ａは、実施の形態２に係る第１フィルタの第２スイッチオン時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。 図５Ｂは、実施の形態２に係る第１フィルタの第２スイッチオフ時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。 図５Ｃは、実施の形態２に係る第１フィルタの第２スイッチオン時およびオフ時における通過特性を比較したグラフである。 図６Ａは、実施の形態３に係る第１フィルタの第１スイッチオフかつ第２スイッチオン時における回路構成図である。 図６Ｂは、実施の形態３に係る第１フィルタの第１スイッチオンかつ第２スイッチオフ時における回路構成図である。 図７Ａは、実施の形態３に係る第１フィルタの第１スイッチオフかつ第２スイッチオン時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。 図７Ｂは、実施の形態３に係る第１フィルタの第１スイッチオンかつ第２スイッチオフ時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。 図７Ｃは、実施の形態３に係る第１フィルタの第１スイッチオンかつ第２スイッチオフ時および第１スイッチオフかつ第２スイッチオン時における通過特性を比較したグラフである。 図８Ａは、実施の形態４に係る第１フィルタの第１スイッチオフ時における回路構成図である。 図８Ｂは、実施の形態４に係る第１フィルタの第１スイッチオン時における回路構成図である。 図９は、実施の形態４に係る第１フィルタの第１スイッチオン時およびオフ時における通過特性を比較したグラフである。 図１０Ａは、実施の形態４に係る第１フィルタを備えた高周波回路およびその周辺回路の構成図である。 図１０Ｂは、実施の形態４に係る高周波回路のバンド適用例を表す図である。 図１１Ａは、実施の形態５に係る第１フィルタの第１スイッチオフかつ第２スイッチオン時における回路構成図である。 図１１Ｂは、実施の形態５に係る第１フィルタの第１スイッチオンかつ第２スイッチオフ時における回路構成図である。 図１２は、実施の形態５に係る第１フィルタの第１スイッチオンかつ第２スイッチオフ時および第１スイッチオフかつ第２スイッチオン時における通過特性を比較したグラフである。 図１３は、実施の形態５の変形例１に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１４は、実施の形態５の変形例１に係るマルチプレクサのＣＡモードおよび非ＣＡモードにおける通過特性を表すグラフである。 図１５は、実施の形態５の変形例１に係る高周波回路の構成図である。 図１６は、実施の形態５の変形例２に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１７は、実施の形態５の変形例２に係るマルチプレクサのＣＡモードおよび非ＣＡモードにおける通過特性を表すグラフである。 図１８は、実施の形態５の変形例２に係る高周波回路の構成図である。 図１９Ａは、実施の形態６に係る第１フィルタの第１スイッチオフかつ第２スイッチオン時における回路構成図である。 図１９Ｂは、実施の形態６に係る第１フィルタの第１スイッチオンかつ第２スイッチオフ時における回路構成図である。 図２０Ａは、実施の形態６に係る第１フィルタの第１スイッチオフかつ第２スイッチオン時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。 図２０Ｂは、実施の形態６に係る第１フィルタの第１スイッチオンかつ第２スイッチオフ時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。 図２０Ｃは、実施の形態６に係る第１フィルタのＣＡモードおよび非ＣＡモードにおける通過特性を比較したグラフである。 図２１Ａは、実施の形態６に係る高周波回路の構成図である。 図２１Ｂは、実施の形態６に係る高周波回路のバンド適用例を表す図である。 図２２は、実施の形態６の変形例に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２３は、実施の形態６の変形例に係るマルチプレクサのＣＡモードおよび非ＣＡモードにおける通過特性を表すグラフである。 図２４は、実施の形態６の変形例に係る高周波回路の構成図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、共振子等の回路素子については要求仕様等に応じて定数が適宜調整され得る。このため、回路素子については、同一の符号であっても定数が異なる場合もある。
（実施の形態１）
［１．１ 通信装置の基本構成］
図１は、実施の形態１に係る通信装置４の構成図である。同図には、本実施の形態に係る通信装置４と併せて、本実施の形態に係る高周波回路３、マルチプレクサ１、および通信装置４に接続されるアンテナ素子２が図示されている。
通信装置４は、高周波回路３と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）８０と、を備える。高周波回路３は、マルチプレクサ１と、受信増幅回路６１および６２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）７０と、を備える。
ＲＦＩＣ７０は、アンテナ素子２から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をＢＢＩＣ８０へ出力する。ＢＢＩＣ８０で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
また、ＲＦＩＣ７０は、マルチプレクサ１を構成するフィルタ１０が有するスイッチの導通（以降、オンと記す場合がある）および非導通（以降、オフと記す場合がある）を切り替える制御部を有している。
マルチプレクサ１は、共通端子１００、入出力端子１１０（第１入出力端子）および１２０（第２入出力端子）と、フィルタ１０（第１フィルタ）および２０（第２フィルタ）と、を備える。
フィルタ１０は、共通端子１００と入出力端子１１０との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第１周波数帯域の高周波信号を通過させる第１フィルタである。フィルタ１０は、スイッチＳＷ１（図２Ａおよび図２Ｂを参照）を有し、スイッチＳＷ１のオンおよびオフの切り替えにより、通過特性が可変する。
フィルタ２０は、共通端子１００と入出力端子１２０との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第２周波数帯域の高周波信号を通過させる第２フィルタである。
受信増幅回路６１は、アンテナ素子２およびフィルタ１０を経由した高周波信号（本実施の形態では高周波受信信号）を増幅し、ＲＦＩＣ７０へ出力する。
受信増幅回路６２は、アンテナ素子２およびフィルタ２０を経由した高周波信号（本実施の形態では高周波受信信号）を増幅し、ＲＦＩＣ７０へ出力する。
上記構成により、通信装置４は、ＣＡモードと非ＣＡモードを、上記制御部により切り替えることが可能である。ＣＡモードとは、複数の異なる周波数帯域（バンド）の高周波信号のうち２以上の周波数帯域の高周波信号を同時に通過させるモードをいう。また、非ＣＡモードとは、複数の異なる周波数帯域（バンド）の高周波信号のうち１つの周波数帯域の高周波信号のみを通過させるモードをいう。
なお、マルチプレクサ１、高周波回路３、および通信装置４は、上述した各構成要素の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
また、フィルタ１０のスイッチのオンオフを切り替える制御部は、ＲＦＩＣ７０が備えていなくてもよく、高周波回路３が備えていればよい。上記制御部がＲＦＩＣ７０以外の高周波回路３に配置されている例としては、上記スイッチと上記制御部とが一体化されたスイッチＩＣが、ＲＦＩＣ７０以外の高周波回路３内に配置されている構成例が挙げられる。つまり、高周波回路３は、マルチプレクサ１と、上記制御部とを備えていればよく、ＲＦＩＣ７０を備えていなくてもよい。この場合、通信装置４がＲＦＩＣ７０を備える。
［１．２ マルチプレクサ１の回路構成］
図１に示すように、マルチプレクサ１は、共通端子１００、入出力端子１１０および１２０と、フィルタ１０および２０と、で構成されている。ここでは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の要部構成であるフィルタ１０の構成について説明する。
図２Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０のスイッチＳＷ１オフ時における回路構成図である。また、図２Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１０のスイッチＳＷ１オン時における回路構成図である。
図２Ａおよび図２Ｂに示すように、フィルタ１０は、直列腕回路３１、３２、および３３と、並列腕回路４１と、を備える。直列腕回路３１および３２は、それぞれ、共通端子１００と入出力端子１１０との間に配置され、互いに直列接続された第１直列腕回路および第２直列腕回路である。直列腕回路３３は、直列腕回路３２に並列接続された第３直列腕回路である。並列腕回路４１は、共通端子１００と入出力端子１１０とを結ぶ第１経路上のノードｎ１およびグランドに接続された第１並列腕回路である。
直列腕回路３１は、上記第１経路上に入力端および出力端が接続された、弾性波共振子からなる直列腕共振子ｓ１を有する。
直列腕回路３２は、上記第１経路上に入力端および出力端が接続された、弾性波共振子からなる直列腕共振子ｓ２（第１直列腕共振子）を有する。
直列腕回路３３は、直列腕回路３２と直列腕回路３３とが並列接続された２つのノードｎ１およびｎ２を結ぶ第２経路上に入力端および出力端が接続されたスイッチＳＷ１（第１スイッチ）を有する。
スイッチＳＷ１は、具体的には、ＲＦＩＣ７０等の制御部からの制御信号Ｓ１にしたがってオン（導通）およびオフ（非導通）が切り替わる。
なお、スイッチＳＷ１は、ＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｓｉｎｇｌｅ Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチ素子であり、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）からなるＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）スイッチ、または、ダイオードスイッチであり、例えばスイッチＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）として構成される。なお、スイッチＳＷ１は、半導体基板に形成された半導体スイッチに限らず、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）で構成された機械式スイッチであってもかまわない。
並列腕回路４１は、ノードｎ１とグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）を有する。
なお、上記直列腕回路および並列腕回路を構成する弾性波共振子の構造としては、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）共振子、ＳＭＲ（Ｓｏｌｉｄｌｙ Ｍｏｕｎｔｅｄ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）、およびＢＡＷ（Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）を用いたＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）などが例示される。
上記回路構成において、フィルタ１０および２０を同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を非導通状態とする。また、フィルタ１０および２０のうちフィルタ１０のみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を導通状態とする。つまり、マルチプレクサ１において、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ１は非導通状態であり、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１は導通状態である。
上記構成によれば、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１０においてスイッチＳＷ１を通過せずに第１周波数帯域の高周波信号を通過させるので、フィルタ１０のスイッチロスを低減できる。また、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１の導通により直列腕回路３２をバイパスさせるので、直列腕回路３２および３３の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１０の主経路における高周波伝搬損失を低減できる。よって、マルチプレクサ１のスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［１．３ マルチプレクサ１の通過特性］
ここでは、マルチプレクサ１を構成するフィルタ１０の通過特性について説明する。なお、フィルタ２０の回路構成については任意であるため、フィルタ２０の通過特性については説明を省略する。また、本実施の形態では、フィルタ１０としては、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のＢａｎｄ４０（２３００−２４００ＭＨｚ）に適用され、フィルタ２０としては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ３８（２５７０−２６２０ＭＨｚ）またはＢａｎｄ７（受信帯域：２６２０−２６９０ＭＨｚ）に適用される例を示している。つまり、フィルタ１０の通過帯域である第１周波数帯域は、フィルタ２０の通過帯域である第２周波数帯域より低い。
図３Ａは、実施の形態１に係るフィルタ１０のスイッチＳＷ１オフ時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。また、図３Ｂは、実施の形態１に係るフィルタ１０のスイッチＳＷ１オン時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。より具体的には、図３Ａおよび図３Ｂの上段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフ時およびオン時におけるフィルタ１０の通過特性が示されている。また、図３Ａおよび図３Ｂの中段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフ時およびオン時における直列腕回路のインピーダンス特性が示されている。また、図３Ａおよび図３Ｂの下段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフ時およびオン時における並列腕回路のアドミッタンス特性が示されている。
フィルタ１０は、図２Ａおよび図２Ｂに示すように、直列腕回路３１〜３３および並列腕回路４１からなるラダー型の弾性波フィルタ回路を構成する。図３Ａおよび図３Ｂの上段および中段に示すように、直列腕回路３１（直列腕共振子ｓ１）の共振周波数ｆｒｓ１は、通過帯域内に配置され、直列腕回路３１（直列腕共振子ｓ１）の反共振周波数ｆａｓ１は、通過帯域高域側に配置される。また、図３Ａおよび図３Ｂの上段および下段に示すように、並列腕回路４１（並列腕共振子ｐ１）の共振周波数ｆｒｐ１は、通過帯域低域側に配置され、並列腕回路（並列腕共振子ｐ１）の反共振周波数ｆａｐ１は、通過帯域内に配置されている。つまり、共振周波数ｆｒｓ１および反共振周波数ｆａｐ１は、通過帯域幅および中心周波数を規定し、反共振周波数ｆａｓ１は通過帯域高域側の減衰極の周波数を規定し、共振周波数ｆｒｐ１は通過帯域低域側の減衰極の周波数を規定する。
さらに、フィルタ１０は、通過帯域、通過帯域高域側および通過帯域低域側を規定する直列腕回路３１および並列腕回路４１の他、直列腕回路３２および３３を有する。
直列腕回路３３のスイッチＳＷ１がオフ状態（図２Ａ）の場合、図３Ａの上段および中段に示すように、直列腕回路３２および３３の並列合成回路（直列腕共振子ｓ２＋スイッチＳＷ１）の反共振周波数Ｆａｓ２は、フィルタ２０の通過帯域（第２周波数帯域）内に位置している。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１０の第２周波数帯域における減衰量を大きく確保できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。
また、直列腕回路３２および３３の並列合成回路の共振周波数Ｆｒｓ２は、図３Ａの上段および中段に示すように、直列腕回路３１の共振周波数ｆｒｓ１よりも高く、かつ、第１周波数帯域の高周波端よりも高い。
これによれば、上記並列合成回路の共振周波数Ｆｒｓ２がフィルタ１０の通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において当該並列合成回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、フィルタ１０の高周波伝搬損失をさらに低減できる。
一方、直列腕回路３３のスイッチＳＷ１がオン状態（図２Ｂ）の場合、直列腕回路３２はバイパスされ、図３Ｂの上段および中段に示すように、直列腕回路３２および３３の並列合成回路（直列腕共振子ｓ２＋スイッチＳＷ１）の反共振周波数Ｆａｓ２は消失する。
第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１０の通過特性を向上させればよい。
また、直列腕回路３２および３３の並列合成回路の共振周波数Ｆｒｓ２は、図３Ｂの上段および中段に示すように、直列腕回路３１の共振周波数ｆｒｓ１よりも高く、かつ、第１周波数帯域の高周波端よりも高い。
これによれば、上記並列合成回路の共振周波数Ｆｒｓ２がフィルタ１０の通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において当該並列合成回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、フィルタ１０の高周波伝搬損失をさらに低減できる。
図３Ｃは、実施の形態１に係るフィルタ１０のスイッチＳＷ１オン時およびオフ時における通過特性を比較したグラフである。
上述したように、スイッチＳＷ１がオフ状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させるので、フィルタ１０の通過特性は、第２周波数帯域における減衰量を大きく確保してフィルタ２０の帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。
一方、スイッチＳＷ１がオン状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させるので、フィルタ１０の通過特性は、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１０の通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。
（実施の形態２）
実施の形態１に係るマルチプレクサ１は、第１フィルタの直列腕回路にスイッチが配置された構成を有しているのに対して、本実施の形態に係るマルチプレクサは、第１フィルタの並列腕回路にスイッチが配置された構成を有する。以下、本実施の形態に係るマルチプレクサの構成については、図１に示すマルチプレクサ１の構成と同様なので説明を省略し、第１フィルタの回路構成および通過特性を中心に説明する。
［２．１ フィルタ１１（第１フィルタ）の回路構成］
図４Ａは、実施の形態２に係るフィルタ１１のスイッチＳＷ２オン時における回路構成図である。また、図４Ｂは、実施の形態２に係るフィルタ１１のスイッチＳＷ２オフ時における回路構成図である。
図４Ａおよび図４Ｂに示すように、フィルタ１１は、直列腕回路３１と、並列腕回路４１および４２と、を備える。直列腕回路３１は、共通端子１００と入出力端子１１０との間に接続された第１直列腕回路である。並列腕回路４１は、共通端子１００と入出力端子１１０とを結ぶ第１経路上のノードｎ１およびグランドに接続された第１並列腕回路である。並列腕回路４２は、共通端子１００と入出力端子１１０とを結ぶ第１経路上のノードｎ２およびグランドに接続された第２並列腕回路である。
直列腕回路３１は、上記第１経路上に入力端および出力端が接続された、弾性波共振子からなる直列腕共振子ｓ１を有する。
並列腕回路４１は、ノードｎ１とグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる並列腕共振子ｐ１（第１並列腕共振子）を有する。
並列腕回路４２は、ノードｎ２とグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる並列腕共振子ｐ２（第１並列腕共振子）と、並列腕共振子ｐ２とグランドとの間に接続されたスイッチＳＷ２（第２スイッチ）と、を有する。
スイッチＳＷ２は、具体的には、ＲＦＩＣ７０等の制御部からの制御信号Ｓ１にしたがってオン（導通）およびオフ（非導通）が切り替わる。
なお、スイッチＳＷ２は、ＳＰＳＴ型のスイッチ素子であり、例えば、ＧａＡｓもしくはＣＭＯＳからなるＦＥＴスイッチ、または、ダイオードスイッチであり、例えばスイッチＩＣとして構成される。なお、スイッチＳＷ２は、半導体基板に形成された半導体スイッチに限らず、ＭＥＭＳで構成された機械式スイッチであってもかまわない。
なお、上記直列腕回路および並列腕回路を構成する弾性波共振子の構造としては、ＳＡＷ共振子、ＳＭＲ、およびＢＡＷを用いたＦＢＡＲなどが例示される。
上記回路構成において、フィルタ１１および２０を同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ２を導通状態とする。また、フィルタ１１および２０のうちフィルタ１１のみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ２を非導通状態とする。つまり、本実施の形態に係るマルチプレクサにおいて、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ２は導通状態であり、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ２は非導通状態である。
上記構成によれば、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１１においてスイッチＳＷ２の導通により並列腕回路４２を機能させるので、スイッチＳＷ２の導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。また、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、スイッチＳＷ２を非導通とすることで、並列腕回路４２の第１周波数帯域における合成アドミッタンスが低下するため、スイッチＳＷ２の非導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、フィルタ１１の通過帯域の挿入損失を低減できる。よって、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［２．２ マルチプレクサの通過特性］
ここでは、本実施の形態に係るマルチプレクサを構成するフィルタ１１の通過特性について説明する。なお、フィルタ２０の回路構成については任意であるため、フィルタ２０の通過特性については説明を省略する。また、本実施の形態では、フィルタ１１としては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４０（２３００−２４００ＭＨｚ）に適用され、フィルタ２０としては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ３８（２５７０−２６２０ＭＨｚ）またはＢａｎｄ７Ｒｘ（２６２０−２６９０ＭＨｚ）に適用される例を示している。つまり、フィルタ１１の通過帯域である第１周波数帯域は、フィルタ２０の通過帯域である第２周波数帯域より低い。
図５Ａは、実施の形態２に係るフィルタ１１のスイッチＳＷ２オン時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。また、図５Ｂは、実施の形態２に係るフィルタ１１のスイッチＳＷ２オフ時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。より具体的には、図５Ａおよび図５Ｂの上段には、それぞれ、スイッチＳＷ２オン時およびオフ時におけるフィルタ１１の通過特性が示されている。また、図５Ａおよび図５Ｂの中段には、それぞれ、スイッチＳＷ２オン時およびオフ時における直列腕回路のインピーダンス特性が示されている。また、図５Ａおよび図５Ｂの下段には、それぞれ、スイッチＳＷ２オン時およびオフ時における並列腕回路のアドミッタンス特性が示されている。
フィルタ１１は、図４Ａおよび図４Ｂに示すように、直列腕回路３１ならびに並列腕回路４１および４２からなるラダー型の弾性波フィルタ回路を構成する。図５Ａおよび図５Ｂの上段および中段に示すように、直列腕回路３１（直列腕共振子ｓ１）の共振周波数ｆｒｓ１は、通過帯域内に配置され、直列腕回路３１（直列腕共振子ｓ１）の反共振周波数ｆａｓ１は、通過帯域高域側に配置される。また、図５Ａおよび図５Ｂの上段および下段に示すように、並列腕回路４１（並列腕共振子ｐ１）の共振周波数ｆｒｐ１は、通過帯域低域側に配置され、並列腕回路（並列腕共振子ｐ１）の反共振周波数ｆａｐ１は、通過帯域内に配置されている。つまり、共振周波数ｆｒｓ１および反共振周波数ｆａｐ１は、通過帯域幅および中心周波数を規定し、反共振周波数ｆａｓ１は通過帯域高域側の減衰極の周波数を規定し、共振周波数ｆｒｐ１は通過帯域低域側の減衰極の周波数を規定する。
さらに、フィルタ１１は、通過帯域、通過帯域高域側および通過帯域低域側を規定する直列腕回路３１および並列腕回路４１の他、並列腕回路４２を有する。
並列腕回路４２のスイッチＳＷ２がオン状態（図４Ａ）の場合、図５Ａの上段および下段に示すように、並列腕回路４２（並列腕共振子ｐ２＋スイッチＳＷ２）の共振周波数Ｆｒｐ２は、第１周波数帯域の低周波端よりも低い。
これにより、並列腕回路４２の共振周波数Ｆｒｐ２がフィルタ１１の通過帯域よりも低域側に位置するので、当該通過帯域において並列腕回路４２に起因した挿入損失リップルの発生を抑制でき、通過帯域よりも低域側の減衰特性を向上できる。よって、フィルタ１１の高周波伝搬損失をさらに低減できる。
また、並列腕回路４２の反共振周波数Ｆａｐ２は、図５Ａの上段および下段に示すように、並列腕回路４１の反共振周波数ｆａｐ１よりも高く、かつ、第２周波数帯域内に位置している。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１１の第２周波数帯域における減衰量を大きく確保できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。
一方、並列腕回路４２のスイッチＳＷ２がオフ状態（図４Ｂ）の場合、図５Ｂの上段および下段に示すように、並列腕回路４２（並列腕共振子ｐ２＋スイッチＳＷ２）の共振周波数Ｆｒｐ２は、第１周波数帯域の高周波端よりも高い。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、並列腕回路４２の共振周波数Ｆｒｐ２がフィルタ１１の通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において並列腕回路４２に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、フィルタ１１の高周波伝搬損失をさらに低減できる。
図５Ｃは、実施の形態２に係るフィルタ１１のスイッチＳＷ２オン時およびオフ時における通過特性を比較したグラフである。
上述したように、スイッチＳＷ２がオン状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させるので、フィルタ１１の通過特性は、第２周波数帯域における減衰量を大きく確保してフィルタ２０の帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。
一方、スイッチＳＷ２がオフ状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させるので、フィルタ１１の通過特性は、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１１の通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。
（実施の形態３）
実施の形態１に係るマルチプレクサ１は、第１フィルタの直列腕回路にスイッチが配置された構成を有しているのに対して、本実施の形態に係るマルチプレクサは、第１フィルタの直列腕回路および並列腕回路の双方にスイッチが配置された構成を有する。以下、本実施の形態に係るマルチプレクサの構成については、図１に示すマルチプレクサ１の構成と同様なので説明を省略し、第１フィルタの回路構成および通過特性を中心に説明する。
［３．１ フィルタ１２（第１フィルタ）の回路構成］
図６Ａは、実施の形態３に係るフィルタ１２のスイッチＳＷ１オフ時かつスイッチＳＷ２オン時における回路構成図である。また、図６Ｂは、実施の形態３に係るフィルタ１２のスイッチＳＷ１オン時かつスイッチＳＷ２オフ時における回路構成図である。
図６Ａおよび図６Ｂに示すように、フィルタ１２は、直列腕回路３１、３２および３３と、並列腕回路４１および４２Ａと、を備える。本実施の形態に係るフィルタ１２は、実施の形態１に係るフィルタ１０と比較して、並列腕回路４２Ａが付加されている点のみが異なる。以下、フィルタ１２について、フィルタ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
並列腕回路４２Ａは、ノードｎ２とグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる並列腕共振子ｐ２（第１並列腕共振子）と、並列腕共振子ｐ２に接続されたインダクタＬ１（インダクタンス素子）と、並列腕共振子ｐ２とグランドとの間に接続されたスイッチＳＷ２（第２スイッチ）と、を有する。並列腕共振子ｐ２と、インダクタＬ１と、スイッチＳＷ２とは、ノードｎ２とグランドとの間に直列接続されている。
上記回路構成において、フィルタ１２および２０を同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を非導通状態かつスイッチＳＷ２を導通状態とする。また、フィルタ１２および２０のうちフィルタ１２のみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を導通状態かつスイッチＳＷ２を非導通状態とする。つまり、本実施の形態に係るマルチプレクサにおいて、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ１は非導通状態かつスイッチＳＷ２は導通状態であり、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１は導通状態かつスイッチＳＷ２は非導通状態である。
上記構成によれば、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１２においてスイッチＳＷ１を通過せずに第１周波数帯域の高周波信号を通過させるので、フィルタ１２のスイッチロスを低減できる。また、スイッチＳＷ２の導通により並列腕回路４２Ａを機能させるので、スイッチＳＷ２の導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。また、このとき、インダクタＬ１により、並列腕回路４２Ａの共振周波数を調整できるので、フィルタ１２の第２周波数帯域における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。
一方、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１の導通により直列腕回路３２をバイパスさせるので、直列腕回路３２および３３の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１２の主経路における高周波伝搬損失を低減できる。よって、マルチプレクサ１のスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。また、スイッチＳＷ２を非導通とすることで、並列腕回路４２Ａの第１周波数帯域における合成アドミッタンスが低下するため、スイッチＳＷ２の非導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、フィルタ１２の通過帯域の挿入損失を低減できる。よって、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［３．２ マルチプレクサの通過特性］
図７Ａは、実施の形態３に係るフィルタ１２のスイッチＳＷ１オフかつスイッチＳＷ２オン時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。また、図７Ｂは、実施の形態３に係るフィルタ１２のスイッチＳＷ１オンかつスイッチＳＷ２オフ時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。より具体的には、図７Ａおよび図７Ｂの上段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフかつＳＷ２オン時およびスイッチＳＷ１オンかつＳＷ２オフ時におけるフィルタ１２の通過特性が示されている。また、図７Ａおよび図７Ｂの中段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフかつＳＷ２オン時およびスイッチＳＷ１オンかつＳＷ２オフ時における直列腕回路のインピーダンス特性が示されている。また、図７Ａおよび図７Ｂの下段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフかつＳＷ２オン時およびスイッチＳＷ１オンかつＳＷ２オフ時における並列腕回路のアドミッタンス特性が示されている。
フィルタ１２は、図６Ａおよび図６Ｂに示すように、直列腕回路３１ならびに並列腕回路４１および４２Ａからなるラダー型の弾性波フィルタ回路を構成する。
さらに、フィルタ１２は、通過帯域、通過帯域高域側および通過帯域低域側を規定する直列腕回路３１および並列腕回路４１の他、直列腕回路３２および３３ならびに並列腕回路４２Ａを有する。
直列腕回路３３のスイッチＳＷ１がオフ状態（図６Ａ）の場合、図７Ａの上段および中段に示すように、直列腕回路３２および３３の並列合成回路（直列腕共振子ｓ２＋スイッチＳＷ１）の反共振周波数Ｆａｓ２は、フィルタ２０の通過帯域（第２周波数帯域）内に位置している。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１２の第２周波数帯域における減衰量を大きく確保できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。
また、直列腕回路３２および３３の並列合成回路の共振周波数Ｆｒｓ２は、図７Ａの上段および中段に示すように、直列腕回路３１の共振周波数ｆｒｓ１よりも高く、かつ、第１周波数帯域の高周波端よりも高い。
これによれば、上記並列合成回路の共振周波数Ｆｒｓ２がフィルタ１２の通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において当該並列合成回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、フィルタ１２の高周波伝搬損失をさらに低減できる。
さらに、並列腕回路４２ＡのスイッチＳＷ２がオン状態（図６Ａ）であるので、図７Ａの上段および下段に示すように、並列腕回路４２Ａ（並列腕共振子ｐ２＋スイッチＳＷ２）の共振周波数Ｆｒｐ２および反共振周波数Ｆａｐ２は、第１周波数帯域の高周波端よりも高く、かつ、第２周波数帯域内に位置している。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１２の第２周波数帯域における減衰量を大きく確保できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。
一方、直列腕回路３３のスイッチＳＷ１がオン状態（図６Ｂ）の場合、直列腕回路３２はバイパスされ、図７Ｂの上段および中段に示すように、直列腕回路３２および３３の並列合成回路（直列腕共振子ｓ２＋スイッチＳＷ１）の反共振周波数Ｆａｓ２は消失する。
第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１２の通過特性を向上させればよい。
また、直列腕回路３２および３３の並列合成回路の共振周波数Ｆｒｓ２は、図７Ｂの上段および中段に示すように、直列腕回路３１の共振周波数ｆｒｓ１よりも高く、かつ、第１周波数帯域の高周波端よりも高い。
これによれば、上記並列合成回路の共振周波数Ｆｒｓ２がフィルタ１２の通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において当該並列合成回路に起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、フィルタ１２の高周波伝搬損失をさらに低減できる。
さらに、並列腕回路４２ＡのスイッチＳＷ２がオフ状態であるので（図６Ｂ）の場合、図７Ｂの上段および下段に示すように、並列腕回路４２Ａ（並列腕共振子ｐ２＋スイッチＳＷ２）の共振周波数Ｆｒｐ２は、第１周波数帯域の高周波端よりも高い。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、並列腕回路４２Ａの共振周波数Ｆｒｐ２がフィルタ１２の通過帯域外に位置するので、当該通過帯域において並列腕回路４２Ａに起因した挿入損失リップルの発生を抑制できる。よって、フィルタ１２の高周波伝搬損失をさらに低減できる。
図７Ｃは、実施の形態３に係るフィルタ１２のスイッチＳＷ１オンかつスイッチＳＷ２オフ時およびスイッチＳＷ１オフかつスイッチＳＷ２オン時における通過特性を比較したグラフである。
上述したように、スイッチＳＷ１がオン状態かつスイッチＳＷ２がオフ状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させるので、フィルタ１２の通過特性は、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１２の通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。
一方、スイッチＳＷ１がオフ状態かつスイッチＳＷ２がオン状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させるので、フィルタ１２の通過特性は、第２周波数帯域における減衰量を大きく確保してフィルタ２０の帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。
（実施の形態４）
本実施の形態に係るマルチプレクサは、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に対して、さらに、直列腕回路および並列腕回路が付加された構成を有する。以下、本実施の形態に係るマルチプレクサの構成については、図１に示すマルチプレクサ１の構成と同様なので説明を省略し、第１フィルタの回路構成および通過特性を中心に説明する。
［４．１ フィルタ１３（第１フィルタ）の回路構成］
図８Ａは、実施の形態４に係るフィルタ１３のスイッチＳＷ１オフ時における回路構成図である。また、図８Ｂは、実施の形態４に係るフィルタ１３のスイッチＳＷ１オン時における回路構成図である。
図８Ａおよび図８Ｂに示すように、フィルタ１３は、直列腕回路３１、３２、３３および３４と、並列腕回路４１、４１Ａおよび４１Ｂと、を備える。本実施の形態に係るフィルタ１３は、実施の形態１に係るフィルタ１０と比較して、並列腕回路４１Ａおよび４１Ｂならびに直列腕回路３４が付加されている点のみが異なる。以下、フィルタ１３について、フィルタ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
直列腕回路３４は、共通端子１００と入出力端子１１０との間に接続された直列腕回路であり、共通端子１００と入出力端子１１０とを結ぶ第１経路上に入力端および出力端が接続された、弾性波共振子からなる直列腕共振子ｓ３を有する。
並列腕回路４１Ａは、ノードｎ２とグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる並列腕共振子ｐ２と、並列腕共振子ｐ２に接続されたインダクタＬ１と、を有する。並列腕共振子ｐ２とインダクタＬ１とは、ノードｎ２とグランドとの間に直列接続されている。
並列腕回路４１Ｂは、ノードｎ３とグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる並列腕共振子ｐ３と、並列腕共振子ｐ３に接続されたインダクタＬ２と、を有する。並列腕共振子ｐ３とインダクタＬ２とは、ノードｎ３とグランドとの間に直列接続されている。
上記回路構成において、フィルタ１３および２０を同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を非導通状態とする。また、フィルタ１３および２０のうちフィルタ１３のみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を導通状態とする。つまり、本実施の形態に係るマルチプレクサにおいて、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ１は非導通状態であり、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１は導通状態である。
上記構成によれば、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１３においてスイッチＳＷ１を通過せずに第１周波数帯域の高周波信号を通過させるので、フィルタ１３のスイッチロスを低減できる。また、このとき、並列腕回路４１Ａおよび４１Ｂにより、並列腕回路の共振周波数を異ならせることが可能となり、フィルタ１３の第２周波数帯域における減衰量および減衰帯域幅を高精度に調整できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。より具体的には、並列腕回路４１ＡのインダクタＬ１および並列腕回路４１ＢのインダクタＬ２のインダクタンス値を調整することにより、並列腕回路４１Ａおよび４１Ｂの共振周波数を調整することで、フィルタ１３の減衰特性を高精度に調整することが可能となる。
一方、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１の導通により直列腕回路３２をバイパスさせるので、直列腕回路３２および３３の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１３の主経路における高周波伝搬損失を低減できる。よって、本実施の形態に係るマルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［４．２ マルチプレクサの通過特性］
図９は、実施の形態４に係るフィルタ１３のスイッチＳＷ１オン時およびオフ時における通過特性を比較したグラフである。
上述したように、スイッチＳＷ１がオン状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させるので、フィルタ１３の通過特性は、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１３の通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。
一方、スイッチＳＷ１がオフ状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させるので、フィルタ１３の通過特性は、第２周波数帯域における減衰量を広く確保してフィルタ２０の帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。例えば、スイッチＳＷ１をオフ状態にして第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させるＣＡモードにした場合、並列腕回路４１Ａおよび４１Ｂの共振周波数を調整することで、ＬＴＥのＢａｎｄ３８（２５７０−２６２０ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ７Ｒｘ（２６２０−２６９０ＭＨｚ）、およびＷＬＡＮ（２４４０−２４９５ＭＨｚ）の複数バンドに対応した帯域を同時に減衰させることが可能となる。
［４．３ 高周波回路３Ａの構成］
図１０Ａは、実施の形態４に係るフィルタ１３を備えた高周波回路３Ａおよびその周辺回路の構成図である。また、図１０Ｂは、実施の形態４に係る高周波回路のバンド適用例を表す図である。図１０Ａには、ＬＴＥの高周波信号を処理する高周波回路３Ａと、ＷＬＡＮの高周波信号を処理する高周波回路と、ＬＴＥ用アンテナ素子と、ＷＬＡＮ用アンテナ素子とが示されており、例えば、上記２つの高周波回路および上記２つの用アンテナ素子が、１つの携帯端末のフロントエンド部に配置される。
高周波回路３Ａは、フィルタ１３および２０と、受信増幅回路６１および６２と、ＲＦＩＣ７０と、スイッチ９０と、を備える。また、ＷＬＡＮの高周波信号を処理する高周波回路は、フィルタ５０と、ＲＦＩＣ７１と、を備える。
上記構成において、例えば、（１）Ｂａｎｄ４０とＢａｎｄ３８とのＣＡ動作、（２）Ｂａｎｄ４０とＢａｎｄ７ＲｘとのＣＡ動作、（３）Ｂａｎｄ４０の非ＣＡ動作、（４）Ｂａｎｄ３８の非ＣＡ動作、（５）Ｂａｎｄ７Ｒｘの非ＣＡ動作、が選択される。なお、ＷＬＡＮは、上記（１）〜（５）の選択に関係なく、任意に動作し、ＷＬＡＮについてはなくてもよい。上記（１）〜（５）の選択がなされた場合であっても、本実施の形態に係るフィルタ１３を備えるマルチプレクサが適用されることにより、上記（１）および（２）が選択された場合（ＣＡモード）には、フィルタ１３においてスイッチＳＷ１を通過せずにＢａｎｄ４０の高周波信号を通過させるので、フィルタ１３のスイッチロスを低減できる。また、このとき、並列腕回路４１Ａおよび４１Ｂにより、並列腕回路の共振周波数を異ならせることが可能となり、フィルタ１３のＢａｎｄ３８、Ｂａｎｄ７Ｒｘ、さらにはＷＬＡＮの帯域における減衰量および減衰帯域幅を高精度に調整できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。一方、上記（３）〜（５）が選択された場合（非ＣＡモード）には、スイッチＳＷ１の導通により直列腕回路３２をバイパスさせるので、直列腕回路３２および３３の並列合成回路のインピーダンスが低下することでＢａｎｄ４０の高周波伝搬損失を低減できる。よって、本実施の形態に係る高周波回路３Ａのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。なお、このとき、非ＣＡモードであっても、ＷＬＡＮとの併用システムであれば、ＷＬＡＮの帯域を減衰させることが好ましい。これにより、Ｂａｎｄ４０の高周波信号が、ＷＬＡＮ帯域の高周波信号と干渉して受信感度が低下することを抑制できる。
なお、スイッチ９０は、Ｂａｎｄ７ＲｘおよびＢａｎｄ３８の選択構成によって、なくてもよい場合がある。
（実施の形態５）
本実施の形態に係るマルチプレクサは、実施の形態４に係るマルチプレクサと比較して、第２直列腕回路および第２並列腕回路の構成が異なる。以下、本実施の形態に係るマルチプレクサの構成については、図１に示すマルチプレクサ１の構成と同様なので説明を省略し、第１フィルタの回路構成および通過特性を中心に説明する。
［５．１ フィルタ１４（第１フィルタ）の回路構成］
図１１Ａは、実施の形態５に係るフィルタ１４のスイッチＳＷ１オフかつスイッチＳＷ２オン時における回路構成図である。また、図１１Ｂは、実施の形態５に係るフィルタ１４のスイッチＳＷ１オンかつスイッチＳＷ２オフ時における回路構成図である。
図１１Ａおよび図１１Ｂに示すように、フィルタ１４は、直列腕回路３１、３２Ａ、３３および３４と、並列腕回路４１および４２Ｂと、を備える。本実施の形態に係るフィルタ１４は、実施の形態４に係るフィルタ１３と比較して、直列腕回路３２Ａおよび並列腕回路４２Ｂの回路構成が異なる。以下、フィルタ１４について、フィルタ１３と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
直列腕回路３２Ａは、共通端子１００と入出力端子１１０との間に接続された第２直列腕回路であり、共通端子１００と入出力端子１１０とを結ぶ第１経路上に互いに直列接続された、弾性波共振子からなる直列腕共振子ｓ２（第１直列腕共振子）およびｓ３を有する。
並列腕回路４２Ｂは、ノードｎ２とグランドとの間に接続された、第２並列腕回路である。並列腕回路４２Ｂは、弾性波共振子からなる並列腕共振子ｐ２およびｐ３と、並列腕共振子ｐ２に接続されたインダクタＬ１と、並列腕共振子ｐ３に接続されたインダクタＬ２と、スイッチＳＷ２と、を有する。スイッチＳＷ２は、インダクタＬ１およびＬ２の接続点とグランドとの間に接続されている。並列腕共振子ｐ３は、ノードｎ２とグランドとの間に接続された第１並列腕共振子であり、並列腕共振子ｐ２は、直列腕共振子ｓ２およびｓ３を接続するノードｎ４とグランドとの間に接続された並列腕共振子である。
上記回路構成において、フィルタ１４および２０を同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を非導通状態かつスイッチＳＷ２を導通状態とする。また、フィルタ１４および２０のうちフィルタ１４のみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を導通状態かつスイッチＳＷ２を非導通状態とする。つまり、本実施の形態に係るマルチプレクサにおいて、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ１は非導通状態かつスイッチＳＷ２は導通状態であり、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１は導通状態かつスイッチＳＷ２は非導通状態である。
上記構成によれば、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１４においてスイッチＳＷ１を通過せずに第１周波数帯域の高周波信号を通過させるので、フィルタ１４のスイッチロスを低減できる。また、このとき、直列腕回路３２Ａの直列腕共振子ｓ２およびｓ３により、直列腕回路３２Ａの共振周波数および反共振周波数を調整でき、フィルタ１４の第２周波数帯域における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。より具体的には、直列腕共振子ｓ２およびｓ３の共振周波数および反共振周波数を異ならせることで、フィルタ１４の減衰特性および帯域幅を高精度に調整することが可能となる。
また、スイッチＳＷ２の導通により並列腕回路４２Ｂを機能させるので、スイッチＳＷ２の導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。また、このとき、インダクタＬ１およびＬ２により、並列腕回路４２Ｂの共振周波数を調整でき、フィルタ１４の第２周波数帯域における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。より具体的には、並列腕回路４２ＢのインダクタＬ１およびＬ２のインダクタンス値を調整することにより、並列腕回路４２Ｂの共振周波数を調整することで、フィルタ１４の減衰特性を高精度に調整することが可能となる。
一方、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１の導通により直列腕回路３２をバイパスさせるので、直列腕回路３２および３３の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１４の主経路における高周波伝搬損失を低減できる。よって、本実施の形態に係るマルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。また、スイッチＳＷ２を非導通とすることで、並列腕回路４２Ｂの第１周波数帯域における合成アドミッタンスが低下するため、スイッチＳＷ２の非導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、フィルタ１４の通過帯域の挿入損失を低減できる。よって、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［５．２ マルチプレクサの通過特性］
図１２は、実施の形態５に係るフィルタ１４のスイッチＳＷ１オンかつＳＷ２オフ時およびスイッチＳＷ１オフかつＳＷ２オン時における通過特性を比較したグラフである。
上述したように、スイッチＳＷ１がオン状態かつスイッチＳＷ２がオフ状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させるので、フィルタ１４の通過特性は、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１４の通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。特に、通過帯域低域側の挿入損失が改善されていることが解る。
一方、スイッチＳＷ１がオフ状態かつスイッチＳＷ２がオン状態の場合、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させるので、フィルタ１４の通過特性は、第２周波数帯域における減衰量を広く確保してフィルタ２０の帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。例えば、スイッチＳＷ１をオフ状態かつスイッチＳＷ２をオン状態にして第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させるＣＡモードにした場合、並列腕回路４２Ｂの共振周波数を調整することで、ＬＴＥのＢａｎｄ４１（２４９６−２６９０ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ７Ｔｘ（２５００−２５７０ＭＨｚ）、およびＷＬＡＮ（２４４０−２４９５ＭＨｚ）の複数バンドに対応した帯域を同時に減衰させることが可能となる。
［５．３ 変形例１に係るマルチプレクサ１５の通過特性］
図１３は、実施の形態５の変形例１に係るマルチプレクサ１５の回路構成図である。本変形例に係るマルチプレクサ１５は、実施の形態５に係るマルチプレクサと比較して、マルチプレクサを構成する２つのフィルタの双方が、スイッチを有する構成となっている点が異なる。マルチプレクサ１５は、共通端子１００、入出力端子１１０（第１入出力端子）および１２０（第２入出力端子）と、フィルタ１４Ａと、フィルタ１４Ｂと、を備える。
本変形例では、フィルタ１４Ａとしては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４１（２４９６−２６９０ＭＨｚ）に適用され、フィルタ１４Ｂとしては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４０（２３００−２４００ＭＨｚ）に適用される例を示している。
フィルタ１４Ａは、ＬＴＥのＢａｎｄ４１を通過帯域（第２周波数帯域）とする弾性波フィルタであり、直列腕回路３１Ｃ、３２Ｃ、３３Ｃおよび３４Ｃと、並列腕回路４１Ｃおよび４２Ｃと、を備える。本変形例に係るフィルタ１４Ａは、実施の形態５に係るフィルタ１４と比較して、直列腕回路３３Ｃの回路構成のみが異なる。以下、フィルタ１４Ａについて、フィルタ１４と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
直列腕回路３１Ｃは、第１経路上に入力端および出力端が接続された直列腕共振子ｓ１Ａを有する。直列腕回路３２Ｃは、第１経路上に互いに直列接続された直列腕共振子ｓ２Ａおよびｓ３Ａを有する。直列腕回路３４Ｃは、第１経路上に入力端および出力端が接続された直列腕共振子ｓ４Ａを有する。
直列腕回路３３Ｃは、直列腕回路３２Ｃと直列腕回路３３Ｃとが並列接続された２つのノードｎ１およびｎ２を結ぶ第２経路上に、互いに直列接続されたスイッチＳＷ１Ａ（第１スイッチ）およびコンデンサＣ１Ａ（インピーダンス素子）を有する。
並列腕回路４１Ｃは、ノードｎ１とグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ１Ａを有する。並列腕回路４２Ｃは、並列腕共振子ｐ２Ａおよびｐ３Ａと、並列腕共振子ｐ２Ａに接続されたインダクタＬ１Ａと、並列腕共振子ｐ３Ａに接続されたインダクタＬ２Ａと、スイッチＳＷ２Ａと、を有する。スイッチＳＷ２Ａは、インダクタＬ１ＡおよびＬ２Ａの接続点とグランドとの間に接続されている。並列腕共振子ｐ３Ａは、ノードｎ２とグランドとの間に接続され、並列腕共振子ｐ２Ａは、直列腕共振子ｓ２Ａおよびｓ３Ａを接続するノードｎ４とグランドとの間に接続されている。
フィルタ１４Ｂは、ＬＴＥのＢａｎｄ４０を通過帯域（第１周波数帯域）とする弾性波フィルタであり、インダクタＬ３Ｂと、直列腕回路３１Ｄ、３２Ｄ、３３Ｄおよび３４Ｄと、並列腕回路４１Ｄおよび４２Ｄと、を備える。本変形例に係るフィルタ１４Ｂは、実施の形態５に係るフィルタ１４と比較して、インダクタＬ３Ｂが付加されている点および直列腕回路３３Ｄの回路構成のみが異なる。以下、フィルタ１４Ｂについて、フィルタ１４と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
直列腕回路３１Ｄは、第１経路上に入力端および出力端が接続された直列腕共振子ｓ１Ｂを有する。直列腕回路３２Ｄは、第１経路上に互いに直列接続された直列腕共振子ｓ２Ｂおよびｓ３Ｂを有する。直列腕回路３４Ｄは、第１経路上に入力端および出力端が接続された直列腕共振子ｓ４Ｂを有する。
直列腕回路３３Ｄは、直列腕回路３２Ｄと直列腕回路３３Ｄとが並列接続された２つのノードｎ５およびｎ６を結ぶ第２経路上に、互いに直列接続されたスイッチＳＷ１Ｂ（第１スイッチ）およびコンデンサＣ１Ｂ（インピーダンス素子）を有する。
並列腕回路４１Ｄは、ノードｎ５とグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ１Ｂを有する。並列腕回路４２Ｄは、並列腕共振子ｐ２Ｂおよびｐ３Ｂと、並列腕共振子ｐ２Ｂに接続されたインダクタＬ１Ｂと、並列腕共振子ｐ３Ｂに接続されたインダクタＬ２Ｂと、スイッチＳＷ２Ｂと、を有する。スイッチＳＷ２Ｂは、インダクタＬ１ＢおよびＬ２Ｂの接続点とグランドとの間に接続されている。並列腕共振子ｐ３Ｂは、ノードｎ６とグランドとの間に接続され、並列腕共振子ｐ２Ｂは、直列腕共振子ｓ２Ｂおよびｓ３Ｂを接続するノードｎ７とグランドとの間に接続されている。
上記回路構成において、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂを同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１ＡおよびＳＷ１Ｂを非導通状態かつスイッチＳＷ２ＡおよびＳＷ２Ｂを導通状態とする。また、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂのうちフィルタ１４Ａのみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ａを導通状態かつスイッチＳＷ２Ａを非導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｂを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂを導通状態とする。また、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂのうちフィルタ１４Ｂのみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ｂを導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂを非導通状態とし、スイッチＳＷ１Ａを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａを導通状態とする。
つまり、本変形例に係るマルチプレクサ１５において、第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）および第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）の高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ１ＡおよびＳＷ１Ｂは非導通状態かつスイッチＳＷ２ＡおよびＳＷ２Ｂは導通状態である。また、第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）および第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）のうち第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１Ａは導通状態かつスイッチＳＷ２Ａは非導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｂは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂは導通状態である。また、第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）および第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）のうち第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１Ｂは導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂは非導通状態であり、スイッチＳＷ１Ａは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａは導通状態である。
上記構成によれば、第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）および第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１４Ａおよび１４ＢにおいてスイッチＳＷ１ＡおよびＳＷ１Ｂを通過せずに第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を通過させるので、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂのスイッチロスを低減できる。また、このとき、直列腕回路３２Ｃおよび３２Ｄの直列腕共振子ｓ２Ａ、ｓ２Ｂ、ｓ３Ａおよびｓ３Ｂにより、直列腕回路３２Ｃおよび３２Ｄの共振周波数および反共振周波数を調整でき、フィルタ１４Ａの第１周波数帯域における減衰量およびフィルタ１４Ｂの第２周波数帯域における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂの帯域内挿入損失を相互に低減できる。
また、スイッチＳＷ２ＡおよびＳＷ２Ｂの導通により並列腕回路４２Ｃおよび４２Ｄを機能させるので、スイッチＳＷ２ＡおよびＳＷ２Ｂの導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。また、このとき、インダクタＬ１Ａ、Ｌ１Ｂ、Ｌ２ＡおよびＬ２Ｂにより、並列腕回路４２Ｃおよび４２Ｄの共振周波数を調整でき、フィルタ１４Ａの第１周波数帯域における減衰量およびフィルタ１４Ｂの第２周波数帯域における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂの帯域内挿入損失を相互に低減できる。
一方、第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）および第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）のうち第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１Ａの導通により直列腕回路３２Ｃをバイパスさせるので、直列腕回路３２Ｃおよび３３Ｃの並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１４Ａの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。また、このとき、コンデンサＣ１Ａが配置されることで、上記バイパスによる主経路でのインピーダンス不整合を回避できる。また、第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）および第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）のうち第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１Ｂの導通により直列腕回路３２Ｄをバイパスさせるので、直列腕回路３２Ｄおよび３３Ｄの並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１４Ｂの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。また、このとき、コンデンサＣ１Ｂが配置されることで、上記バイパスによる主経路でのインピーダンス不整合を回避できる。
よって、本変形例に係るマルチプレクサ１５のスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。また、スイッチＳＷ２Ａを非導通とすることで、並列腕回路４２Ｃの第２周波数帯域における合成アドミッタンスが低下し、スイッチＳＷ２Ｂを非導通とすることで、並列腕回路４２Ｄの第１周波数帯域における合成アドミッタンスが低下するため、スイッチＳＷ２ＡおよびＳＷ２Ｂの非導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂの通過帯域の挿入損失を低減できる。よって、マルチプレクサ１５のスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［５．４ マルチプレクサ１５の通過特性］
図１４は、実施の形態５の変形例１に係るマルチプレクサ１５のＣＡモードおよび非ＣＡモードにおける通過特性を表すグラフである。
上述したように、第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）のみを選択する場合（非ＣＡ（Ｂ４０））、フィルタ１４Ｂの通過特性は、フィルタ１４Ａの通過特性を考慮することなくフィルタ１４Ｂの通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。また、第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）のみを選択する場合（非ＣＡ（Ｂ４１））、フィルタ１４Ａの通過特性は、フィルタ１４Ｂの通過特性を考慮することなくフィルタ１４Ａの通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。
一方、第１周波数帯域（Ｂａｎｄ４０）および第２周波数帯域（Ｂａｎｄ４１）を同時に選択する場合（ＣＡ（Ｂ４０＆Ｂ４１））、フィルタ１４Ｂの通過特性は、第２周波数帯域における減衰量を広く確保してフィルタ１４Ａの帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっており、フィルタ１４Ａの通過特性は、第１周波数帯域における減衰量を広く確保してフィルタ１４Ｂの帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。
［５．５ 高周波回路３Ｂの構成］
図１５は、実施の形態５の変形例１に係る高周波回路３Ｂの構成図である。図１５には、ＬＴＥのＢａｎｄ４０およびＢａｎｄ４１の高周波信号を処理する高周波回路３Ｂと、ＬＴＥ用アンテナ素子とが示されており、上記の高周波回路３ＢおよびＬＴＥ用アンテナ素子が、１つの携帯端末のフロントエンド部に配置される。
高周波回路３Ｂは、マルチプレクサ１５と、受信増幅回路６１および６２と、ＲＦＩＣ７０と、を備える。
上記構成において、例えば、（１）Ｂａｎｄ４０とＢａｎｄ４１とのＣＡ動作、（２）Ｂａｎｄ４０の非ＣＡ動作、（３）Ｂａｎｄ４１の非ＣＡ動作、が選択される。本変形例に係るマルチプレクサ１５を備える高周波回路３Ｂによれば、上記（１）が選択された場合（ＣＡモード）には、フィルタ１４Ａおよび１４ＢにおいてスイッチＳＷ１ＡおよびＳＷ１Ｂを通過せずにＢａｎｄ４０およびＢａｎｄ４１の高周波信号を通過させるので、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂのスイッチロスを低減できる。また、このとき、並列腕回路４２Ｃおよび４２Ｄにより、並列腕回路の共振周波数を異ならせることが可能となり、フィルタ１４ＡのＢａｎｄ４０帯域における減衰量および減衰帯域幅ならびにフィルタ１４ＢのＢａｎｄ４１帯域における減衰量および減衰帯域幅を高精度に調整できるので、フィルタ１４Ｂおよび１４Ａの帯域内挿入損失を低減できる。一方、上記（２）または（３）が選択された場合（非ＣＡモード）には、スイッチＳＷ１ＡまたはＳＷ１Ｂの導通により直列腕回路３２Ｃまたは３２Ｄをバイパスさせるので、直列腕回路３２Ｃおよび３３Ｃの並列合成回路、または、直列腕回路３２Ｄおよび３３Ｄの並列合成回路のインピーダンスが低下することでＢａｎｄ４０またはＢａｎｄ４１の高周波伝搬損失を低減できる。よって、本変形例に係る高周波回路３Ｂのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［５．６ マルチプレクサ１６の構成］
図１６は、実施の形態５の変形例２に係るマルチプレクサ１６の回路構成図である。本変形例に係るマルチプレクサ１６は、実施の形態５に係るマルチプレクサと比較して、マルチプレクサを構成する３つのフィルタの全てが、スイッチを有する構成となっている点が異なる。マルチプレクサ１６は、共通端子１００、入出力端子１１０（第１入出力端子）、１２０（第２入出力端子）および１３０と、フィルタ１４Ａと、フィルタ１４Ｂと、フィルタ１４Ｃと、を備える。
本変形例では、フィルタ１４Ａとしては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４１（２４９６−２６９０ＭＨｚ）に適用され、フィルタ１４Ｂとしては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４０（２３００−２４００ＭＨｚ）に適用され、フィルタ１４Ｃとしては、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ１Ｒｘ（２１１０−２１７０ＭＨｚ）に適用される例を示している。
フィルタ１４Ａは、ＬＴＥのＢａｎｄ４１を通過帯域（第２周波数帯域）とする弾性波フィルタであり、マルチプレクサ１５を構成するフィルタ１４Ａと同じ回路構成である。
フィルタ１４Ｂは、ＬＴＥのＢａｎｄ４０を通過帯域（第１周波数帯域）とする弾性波フィルタであり、マルチプレクサ１５を構成するフィルタ１４Ｂ（のインダクタＬ３Ｂがない構成）と同じ回路構成である。
フィルタ１４Ｃは、ＬＴＥのＢａｎｄ１Ｒｘを通過帯域とする弾性波フィルタであり、マルチプレクサ１５を構成するフィルタ１４Ｂと同じ回路構成である。
上記回路構成において、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃを同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ａ、ＳＷ１ＢおよびＳＷ１Ｃを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃを導通状態とする。また、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃのうちフィルタ１４Ａのみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ａを導通状態かつスイッチＳＷ２Ａを非導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｂを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂを導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｃを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃを導通状態とする。また、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃのうちフィルタ１４Ｂのみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ｂを導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂを非導通状態とし、スイッチＳＷ１Ａを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａを導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｃを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃを導通状態とする。また、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃのうちフィルタ１４Ｃのみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ｃを導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃを非導通状態とし、スイッチＳＷ１Ａを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａを導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｂを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂを導通状態とする。
つまり、本変形例に係るマルチプレクサ１６において、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘの高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ１Ａ、ＳＷ１ＢおよびＳＷ１Ｃは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃは導通状態である。また、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１ＲｘのうちＢａｎｄ４１の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１Ａは導通状態かつスイッチＳＷ２Ａは非導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｂは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂは導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｃは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃは導通状態である。また、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１ＲｘのうちＢａｎｄ４０の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１Ｂは導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂは非導通状態であり、スイッチＳＷ１Ａは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａは導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｃは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃは導通状態である。また、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１ＲｘのうちＢａｎｄ１Ｒｘの高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１Ｃは導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃは非導通状態であり、スイッチＳＷ１Ａは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａは導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｂは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂは導通状態である。
上記構成によれば、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘの高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４ＣにおいてスイッチＳＷ１Ａ、ＳＷ１ＢおよびＳＷ１Ｃを通過せずにＢａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘの高周波信号を通過させるので、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃのスイッチロスを低減できる。また、このとき、第２直列腕回路の直列腕共振子ｓ２Ａ、ｓ２Ｂ、ｓ２Ｃ、ｓ３Ａ、ｓ３Ｂおよびｓ３Ｃにより、第２直列腕回路の共振周波数および反共振周波数を調整でき、フィルタ１４ＡのＢａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘにおける減衰量、フィルタ１４ＢのＢａｎｄ４１およびＢａｎｄ１Ｒｘにおける減衰量、およびフィルタ１４ＣのＢａｎｄ４１およびＢａｎｄ４０における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃの帯域内挿入損失を相互に低減できる。
また、スイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃの導通により第２並列腕回路を機能させるので、スイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃの導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。また、このとき、インダクタＬ１Ａ、Ｌ１Ｂ、Ｌ１Ｃ、Ｌ２Ａ、Ｌ２ＢおよびＬ２Ｃにより、第２並列腕回路の共振周波数を調整でき、フィルタ１４ＡのＢａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘにおける減衰量、フィルタ１４ＢのＢａｎｄ４１およびＢａｎｄ１Ｒｘにおける減衰量、およびフィルタ１４ＣのＢａｎｄ４１およびＢａｎｄ４０における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃの帯域内挿入損失を相互に低減できる。
一方、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１ＲｘのうちＢａｎｄ４１の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１Ａの導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第２直列腕回路および第３直列腕回路の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１４Ａの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。また、このとき、コンデンサＣ１Ａが配置されることで、上記バイパスによる主経路でのインピーダンス不整合を回避できる。また、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１ＲｘのうちＢａｎｄ４０の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１Ｂの導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第２直列腕回路および第３直列腕回路の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１４Ｂの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。また、このとき、コンデンサＣ１Ｂが配置されることで、上記バイパスによる主経路でのインピーダンス不整合を回避できる。また、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１ＲｘのうちＢａｎｄ１Ｒｘの高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１Ｃの導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第２直列腕回路および第３直列腕回路の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１４Ｃの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。また、このとき、コンデンサＣ１Ｃが配置されることで、上記バイパスによる主経路でのインピーダンス不整合を回避できる。
よって、本変形例に係るマルチプレクサ１６のスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。また、スイッチＳＷ２Ａを非導通とすることで、Ｂａｎｄ４１における合成アドミッタンスが低下し、スイッチＳＷ２Ｂを非導通とすることで、Ｂａｎｄ４０における合成アドミッタンスが低下し、スイッチＳＷ２Ｃを非導通とすることで、Ｂａｎｄ１Ｒｘにおける合成アドミッタンスが低下するため、スイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃの非導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃの通過帯域の挿入損失を低減できる。よって、マルチプレクサ１６のスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［５．７ マルチプレクサ１６の通過特性］
図１７は、実施の形態５の変形例２に係るマルチプレクサ１６のＣＡモードおよび非ＣＡモードにおける通過特性を表すグラフである。
上述したように、Ｂａｎｄ４１のみを選択する場合（非ＣＡ（Ｂ４１））、フィルタ１４Ａの通過特性は、フィルタ１４Ｂおよび１４Ｃの通過特性を考慮することなくフィルタ１４Ａの通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。また、Ｂａｎｄ４０のみを選択する場合（非ＣＡ（Ｂ４０））、フィルタ１４Ｂの通過特性は、フィルタ１４Ａおよび１４Ｃの通過特性を考慮することなくフィルタ１４Ｂの通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。また、Ｂａｎｄ１Ｒｘのみを選択する場合（非ＣＡ（Ｂ１Ｒｘ））、フィルタ１４Ｃの通過特性は、フィルタ１４Ａおよび１４Ｂの通過特性を考慮することなくフィルタ１４Ｃの通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。
一方、Ｂａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘを同時に選択する場合（ＣＡ（Ｂ１Ｒｘ＆Ｂ４０＆Ｂ４１））、フィルタ１４Ａの通過特性は、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘにおける減衰量を広く確保してフィルタ１４Ｂおよび１４Ｃの帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。また、フィルタ１４Ｂの通過特性は、Ｂａｎｄ４１およびＢａｎｄ１Ｒｘにおける減衰量を広く確保してフィルタ１４Ａおよび１４Ｃの帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。また、フィルタ１４Ｃの通過特性は、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ４１における減衰量を広く確保してフィルタ１４Ａおよび１４Ｂの帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。
［５．８ 高周波回路３Ｃの構成］
図１８は、実施の形態５の変形例２に係る高周波回路３Ｃの構成図である。図１８には、ＬＴＥのＢａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘの高周波信号を処理する高周波回路３Ｃと、ＬＴＥ用アンテナ素子とが示されており、上記の高周波回路３ＣおよびＬＴＥ用アンテナ素子が、１つの携帯端末のフロントエンド部に配置される。
高周波回路３Ｃは、マルチプレクサ１６と、受信増幅回路６１、６２および６３と、ＲＦＩＣ７０と、を備える。
上記構成において、例えば、（１）Ｂａｎｄ４１とＢａｎｄ４０とＢａｎｄ１ＲｘとのＣＡ動作、（２）Ｂａｎｄ４１の非ＣＡ動作、（３）Ｂａｎｄ４０の非ＣＡ動作、（４）Ｂａｎｄ１Ｒｘの非ＣＡ動作が、選択される。本変形例に係るマルチプレクサ１６を備える高周波回路３Ｃによれば、上記（１）が選択された場合（ＣＡモード）には、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４ＣにおいてスイッチＳＷ１Ａ、ＳＷ１ＢおよびＳＷ１Ｃを通過せずにＢａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘの高周波信号を通過させるので、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃのスイッチロスを低減できる。また、このとき、第２並列腕回路により、並列腕回路の共振周波数を異ならせることが可能となり、フィルタ１４ＡのＢａｎｄ４０およびＢａｎｄ１Ｒｘ帯域における減衰量および減衰帯域幅、フィルタ１４ＢのＢａｎｄ４１およびＢａｎｄ１Ｒｘ帯域における減衰量および減衰帯域幅、ならびに、フィルタ１４ＣのＢａｎｄ４１およびＢａｎｄ４０帯域における減衰量および減衰帯域幅を高精度に調整できるので、フィルタ１４Ａ、１４Ｂおよび１４Ｃの帯域内挿入損失を低減できる。一方、上記（２）〜（４）のいずれかが選択された場合（非ＣＡモード）には、スイッチＳＷ１Ａ、ＳＷ１ＢまたはＳＷ１Ｃの導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第２直列腕回路および第３直列腕回路の並列合成回路のインピーダンスが低下することでＢａｎｄ４１、Ｂａｎｄ４０またはＢａｎｄ１Ｒｘの高周波伝搬損失を低減できる。よって、本変形例に係る高周波回路３Ｃのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
（実施の形態６）
本実施の形態に係るマルチプレクサは、実施の形態３に係るマルチプレクサと比較して、第１直列腕回路、第２直列腕回路、第１並列腕回路および第２並列腕回路の具体的回路構成が異なる。以下、本実施の形態に係るマルチプレクサの構成については、図１に示すマルチプレクサ１の構成と同様なので説明を省略し、第１フィルタの回路構成および通過特性を中心に説明する。
［６．１ フィルタ１７（第１フィルタ）の回路構成］
図１９Ａは、実施の形態６に係るフィルタ１７のスイッチＳＷ１オフかつスイッチＳＷ２オン時における回路構成図である。また、図１９Ｂは、実施の形態６に係るフィルタ１７のスイッチＳＷ１オンかつスイッチＳＷ２オフ時における回路構成図である。
図１９Ａおよび図１９Ｂに示すように、フィルタ１７は、直列腕回路３１Ａ、３２Ｅ、および３３Ｅと、並列腕回路４１Ｅおよび４２Ｅと、を備える。本実施の形態に係るフィルタ１７は、実施の形態３に係るフィルタ１２と比較して、直列腕回路および並列腕回路の具体的回路構成が異なる。以下、フィルタ１７について、フィルタ１２と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
直列腕回路３１Ａおよび３２Ｅは、それぞれ、共通端子１００と入出力端子１１０との間であって、互いに直列接続された第１直列腕回路および第２直列腕回路である。直列腕回路３３Ｅは、直列腕回路３２Ｅに並列接続された第３直列腕回路である。並列腕回路４１Ｅは、共通端子１００と入出力端子１１０とを結ぶ第１経路上のノードｎ１およびグランドに接続された第１並列腕回路である。並列腕回路４２Ｅは、共通端子１００と入出力端子１１０とを結ぶ第１経路上のノードｎ２およびグランドに接続された第２並列腕回路である。
直列腕回路３１Ａは、上記第１経路上に入力端および出力端が接続された、弾性波共振子からなる直列腕共振子ｓ１を有する。直列腕回路３１Ａは、さらに、上記第１経路上で直列腕共振子ｓ１と直列接続されたインダクタＬ１を有する。
直列腕回路３２Ｅは、上記第１経路上に入力端および出力端が接続された、弾性波共振子からなる直列腕共振子ｓ２（第１直列腕共振子）を有する。直列腕回路３２Ｅは、さらに、上記第１経路上で直列腕共振子ｓ２と直列接続されたインダクタＬ２を有する。
直列腕回路３３Ｅは、直列腕回路３２Ｅと直列腕回路３３Ｅとが並列接続された２つのノードｎ１およびｎ２を結ぶ第２経路上に入力端および出力端が接続されたスイッチＳＷ１（第１スイッチ）を有する。直列腕回路３３Ｅは、さらに、上記第２経路上でスイッチＳＷ１と直列接続されたインダクタＬ４を有する。
並列腕回路４１Ｅは、ノードｎ１とグランドとの間に接続されたインダクタＬ３を有する。
並列腕回路４２Ｅは、ノードｎ２とグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる並列腕共振子ｐ１と、並列腕共振子ｐ１とグランドとの間に接続されたスイッチＳＷ２と、を有する。
上記回路構成において、フィルタ１７および２０を同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を非導通状態かつスイッチＳＷ２を導通状態とする。また、フィルタ１７および２０のうちフィルタ１７のみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１を導通状態かつスイッチＳＷ２を非導通状態とする。つまり、本実施の形態に係るマルチプレクサにおいて、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ１は非導通状態かつスイッチＳＷ２は導通状態であり、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１は導通状態かつスイッチＳＷ２は非導通状態である。
上記構成によれば、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１７においてスイッチＳＷ１を通過せずに第１周波数帯域の高周波信号を通過させるので、フィルタ１７のスイッチロスを低減できる。また、このとき、直列腕回路３１Ａ、３２Ｅおよび３３Ｅ、ならびに並列腕回路４１Ｅの各インダクタにより、直列腕回路および並列腕回路の共振周波数および反共振周波数を調整でき、フィルタ１７の帯域幅および第２周波数帯域における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。
また、スイッチＳＷ２の導通により並列腕回路４２Ｅを機能させるので、スイッチＳＷ２の導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。
一方、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１の導通により直列腕回路３２Ｅをバイパスさせるので、直列腕回路３２Ｅおよび３３Ｅの並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１７の主経路における高周波伝搬損失を低減できる。よって、本実施の形態に係るマルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。また、スイッチＳＷ２を非導通とすることで、並列腕回路４２Ｅの第１周波数帯域における合成アドミッタンスが低下するため、スイッチＳＷ２の非導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、フィルタ１７の通過帯域の挿入損失を低減できる。また、直列腕回路３１Ａ、３２Ｅおよび３３Ｅ、ならびに並列腕回路４１Ｅの各インダクタにより、直列腕回路および並列腕回路の共振周波数および反共振周波数を調整でき、フィルタ１７の帯域幅および減衰量を高精度に調整できる。よって、マルチプレクサのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［６．２ マルチプレクサの通過特性］
ここでは、マルチプレクサを構成するフィルタ１７の通過特性について説明する。なお、フィルタ２０の回路構成については任意であるため、フィルタ２０の通過特性については説明を省略する。また、本実施の形態では、フィルタ１７としては、例えば、ＭＢ（ミドルバンド：１７１０−２２００ＭＨｚ）に適用され、フィルタ２０としては、例えば、ＨＢ１（ハイバンド１：２３００−２４００ＭＨｚ）またはＨＢ２（ハイバンド２：２５００−２６９０ＭＨｚ）に適用される例を示している。つまり、フィルタ１７の通過帯域である第１周波数帯域は、フィルタ２０の通過帯域である第２周波数帯域より低い。
図２０Ａは、実施の形態６に係るフィルタ１７のスイッチＳＷ１オフかつＳＷ２オン時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。また、図２０Ｂは、実施の形態６に係るフィルタ１７のスイッチＳＷ１オンかつＳＷ２オフ時における通過特性、インピーダンス特性およびアドミッタンス特性を表すグラフである。より具体的には、図２０Ａおよび図２０Ｂの上段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフかつＳＷ２オン時およびスイッチＳＷ１オンかつＳＷ２オフ時におけるフィルタ１７の通過特性が示されている。また、図２０Ａおよび図２０Ｂの中段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフかつＳＷ２オン時およびスイッチＳＷ１オンかつＳＷ２オフ時における直列腕回路のインピーダンス特性が示されている。また、図２０Ａおよび図２０Ｂの下段には、それぞれ、スイッチＳＷ１オフかつＳＷ２オン時およびスイッチＳＷ１オンかつＳＷ２オフ時における並列腕回路のアドミッタンス特性が示されている。
フィルタ１７は、図１９Ａおよび図１９Ｂに示すように、直列腕回路３１Ａおよび３２Ｅ、３３Ｅならびに並列腕回路４１Ｅおよび４２Ｅからなる低域通過型のフィルタ回路を構成する。
直列腕回路３３ＥのスイッチＳＷ１がオフ状態（図１９Ａ）の場合、図２０Ａの上段および中段に示すように、直列腕回路３２Ｅおよび３３Ｅの並列合成回路（直列腕共振子ｓ２＋スイッチＳＷ１＋インダクタＬ２＋インダクタＬ４）の反共振周波数Ｆａｓ２は、フィルタ２０の通過帯域（第２周波数帯域）近傍に位置している。また、直列腕回路３１Ａ（直列腕共振子ｓ１＋インダクタＬ１）の反共振周波数Ｆａｓ１は、フィルタ２０の通過帯域（第２周波数帯域）近傍に位置しており、反共振周波数Ｆａｓ２よりも高い。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１７の第２周波数帯域における減衰量を大きく確保できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。
さらに、並列腕回路４２ＥのスイッチＳＷ２がオン状態（図１９Ａ）であるので、図２０Ａの上段および下段に示すように、並列腕回路４２Ｅ（並列腕共振子ｐ１＋スイッチＳＷ２）の共振周波数Ｆｒｐ２および反共振周波数Ｆａｐ２は、第１周波数帯域の高周波端よりも高く、かつ、第２周波数帯域内に位置している。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１７の第２周波数帯域における減衰量を大きく確保できるので、フィルタ２０の帯域内挿入損失を低減できる。
一方、直列腕回路３３ＥのスイッチＳＷ１がオン状態（図１９Ｂ）の場合、直列腕回路３２Ｅはバイパスされる。第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１７の通過特性を向上させればよい。
さらに、並列腕回路４２ＥのスイッチＳＷ２がオフ状態であるので（図１９Ｂ）の場合、図２０Ｂの上段および下段に示すように、並列腕回路４２Ｅ（並列腕共振子ｐ１＋スイッチＳＷ２）の共振周波数Ｆｒｐ２は、スイッチＳＷ２がオン状態である場合と比較して高周波数側へシフトする。
これにより、第１周波数帯域および第２周波数帯域のうち第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合（非ＣＡモード）には、並列腕回路４２Ｅの共振周波数Ｆｒｐ２が高周波数側へシフトするので、第１周波数帯域における高周波端の挿入損失を改善できる。よって、フィルタ１７の高周波伝搬損失をさらに低減できる。
図２０Ｃは、実施の形態６に係るフィルタ１７のＣＡモードおよび非ＣＡモードにおける通過特性を比較したグラフである。
上述したように、スイッチＳＷ１がオン状態かつスイッチＳＷ２がオフ状態の場合、第１周波数帯域（ＭＢ）および第２周波数帯域（ＨＢ１またはＨＢ２）のうち第１周波数帯域（ＭＢ）の高周波信号のみを通過させるので、フィルタ１７の通過特性は、フィルタ２０の通過特性を考慮することなくフィルタ１７の通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。
一方、スイッチＳＷ１がオフ状態かつスイッチＳＷ２がオン状態の場合、第１周波数帯域（ＭＢ）および第２周波数帯域（ＨＢ１またはＨＢ２）の高周波信号を同時に通過させるので、フィルタ１７の通過特性は、第２周波数帯域（ＨＢ１またはＨＢ２）における減衰量を広く確保してフィルタ２０の帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。
［６．３ 高周波回路３Ｄの構成］
図２１Ａは、実施の形態６に係るフィルタ１７を備えた高周波回路３Ｄおよびその周辺回路の構成図である。また、図２１Ｂは、実施の形態６に係る高周波回路３Ｄのバンド適用例を表す図である。図２１Ａには、ＬＴＥの高周波信号を処理する高周波回路３Ｄと、ＬＴＥ用アンテナ素子とが示されており、例えば、高周波回路３Ｄおよび上記ＬＴＥ用アンテナ素子が、１つの携帯端末のフロントエンド部に配置される。
高周波回路３Ｄは、フィルタ１７、２１および２２と、スイッチ９１、９２、９３および９４と、Ｂ７フィルタ、Ｂ３８フィルタ、Ｂ４１フィルタ、Ｂ３０フィルタ、Ｂ４０フィルタ、Ｂ１フィルタ、Ｂ４フィルタ、およびＢ６６フィルタと、受信増幅回路６４Ａ、６４Ｂ、６４Ｃ、６５Ａ、６５Ｂ、６６Ａ、６６Ｂ、および６６Ｃと、ＲＦＩＣ７０と、を備える。
スイッチ９１は、フィルタ１７、２１および２２とＬＴＥ用アンテナ素子との接続を切り替えるスイッチ回路であり、フィルタ１７、２１および２２のうち１以上のフィルタを選択することが可能である。
フィルタ１７は、本実施の形態に係るフィルタ１７であり、ＭＢ（１７１０−２２００ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタである。
フィルタ２１は、ＨＢ１（ハイバンド１：２３００−２４００ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタである。
フィルタ２２は、ＨＢ２（ハイバンド２：２５００−２６９０ＭＨｚ）を通過帯域とするフィルタである。
スイッチ９２は、フィルタ２２と、Ｂ７フィルタ、Ｂ３８フィルタおよびＢ４１フィルタとの接続を切り替えるスイッチであり、例えば、ＳＰ３Ｔ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ ３ Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチである。
スイッチ９３は、フィルタ２１と、Ｂ３０フィルタおよびＢ４０フィルタとの接続を切り替えるスイッチであり、例えば、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチである。
スイッチ９４は、フィルタ１７と、Ｂ１フィルタ、Ｂ４フィルタおよびＢ６６フィルタとの接続を切り替えるスイッチであり、例えば、ＳＰ３Ｔ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ ３ Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチである。
受信増幅回路６４Ａ〜６６Ｃは、それぞれ、入力端に接続されたフィルタからの受信信号を増幅してＲＦＩＣ７０へ出力する。
上記構成において、例えば、（１）ＭＢ帯の１バンド、ＨＢ１帯の１バンド、およびＨＢ２帯の１バンドのＣＡ動作、（２）ＭＢ帯の１バンドとＨＢ１帯の１バンドとのＣＡ動作、（３）ＭＢ帯の１バンドとＨＢ２帯の１バンドとのＣＡ動作、（４）ＨＢ１帯の１バンドとＨＢ２帯の１バンドとのＣＡ動作、（５）ＭＢ帯の１バンドの非ＣＡ動作、（６）ＨＢ１帯の１バンドの非ＣＡ動作、（７）ＨＢ２帯の１バンドの非ＣＡ動作、が選択される。上記（１）〜（７）の選択がなされた場合であっても、本実施の形態に係るフィルタ１７を備えるマルチプレクサが適用されることにより、上記（１）〜（３）のいずれかが選択された場合（ＣＡモード）には、フィルタ１７においてスイッチＳＷ１を通過せずにＭＢ帯の高周波信号を通過させるので、フィルタ１７のスイッチロスを低減できる。一方、上記（５）が選択された場合（非ＣＡモード）には、スイッチＳＷ１の導通により直列腕回路３２Ｅをバイパスさせるので、直列腕回路３２Ｅおよび３３Ｅの並列合成回路のインピーダンスが低下することでＭＢ帯の高周波伝搬損失を低減できる。よって、本実施の形態に係る高周波回路３Ｄのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。なお、図２１Ｂに示すように、非ＣＡモードであっても、ＷＬＡＮとの併用システムであれば、ＷＬＡＮの帯域を減衰させることが好ましい。これにより、ＭＢ帯の高周波信号が、ＷＬＡＮ帯域の高周波信号と干渉して受信感度が低下することを抑制できる。
なお、スイッチ９１は、ＭＢ帯、ＨＢ１帯、およびＨＢ２帯の選択構成によって、なくてもよい場合がある。
［６．４ マルチプレクサ１９の構成］
図２２は、実施の形態６の変形例に係るマルチプレクサ１９の回路構成図である。本変形例に係るマルチプレクサ１９は、実施の形態６に係るマルチプレクサと比較して、マルチプレクサを構成する３つのフィルタの全てが、スイッチを有する構成となっている点が異なる。マルチプレクサ１９は、共通端子１００、入出力端子１１０、１２０および１３０と、フィルタ１９Ａと、フィルタ１９Ｂと、フィルタ１９Ｃと、を備える。
本変形例では、フィルタ１９Ａとしては、例えば、ＨＢ２帯に適用され、フィルタ１９Ｂとしては、例えば、ＨＢ１帯に適用され、フィルタ１９Ｃとしては、例えば、ＭＢ帯に適用される例を示している。
フィルタ１９Ａは、ＨＢ２帯を通過帯域とする弾性波フィルタであり、マルチプレクサ１６を構成するフィルタ１４Ａと同じ回路構成である。
フィルタ１９Ｂは、ＨＢ１帯を通過帯域とする弾性波フィルタであり、マルチプレクサ１６を構成するフィルタ１４Ｂと同じ回路構成である。
フィルタ１９Ｃは、ＭＢ帯を通過帯域とする弾性波フィルタであり、本実施の形態に係るマルチプレクサを構成するフィルタ１７と同じ回路構成である。
上記回路構成において、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９Ｃを同時に動作させる場合（ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ａ、ＳＷ１ＢおよびＳＷ１Ｃを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃを導通状態とする。また、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９Ｃのうちフィルタ１９Ａのみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ａを導通状態かつスイッチＳＷ２Ａを非導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｂを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂを導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｃを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃを導通状態とする。また、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９Ｃのうちフィルタ１９Ｂのみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ｂを導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂを非導通状態とし、スイッチＳＷ１Ａを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａを導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｃを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃを導通状態とする。また、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９Ｃのうちフィルタ１９Ｃのみを動作させる場合（非ＣＡモード）、制御部はスイッチＳＷ１Ｃを導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃを非導通状態とし、スイッチＳＷ１Ａを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａを導通状態とし、スイッチＳＷ１Ｂを非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂを導通状態とする。
つまり、本変形例に係るマルチプレクサ１９において、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯の高周波信号を同時に通過させる場合、スイッチＳＷ１Ａ、ＳＷ１ＢおよびＳＷ１Ｃは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃは導通状態である。また、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯のうちＨＢ２帯の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１Ａは導通状態かつスイッチＳＷ２Ａは非導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｂは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂは導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｃは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃは導通状態である。また、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯のうちＨＢ１帯の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１Ｂは導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂは非導通状態であり、スイッチＳＷ１Ａは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａは導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｃは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃは導通状態である。また、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯のうちＭＢ帯の高周波信号のみを通過させる場合、スイッチＳＷ１Ｃは導通状態かつスイッチＳＷ２Ｃは非導通状態であり、スイッチＳＷ１Ａは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ａは導通状態であり、スイッチＳＷ１Ｂは非導通状態かつスイッチＳＷ２Ｂは導通状態である。
上記構成によれば、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯の高周波信号を同時に通過させる場合（ＣＡモード）には、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９ＣにおいてスイッチＳＷ１Ａ、ＳＷ１ＢおよびＳＷ１Ｃを通過せずにＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯の高周波信号を通過させるので、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９Ｃのスイッチロスを低減できる。また、このとき、第２直列腕回路の直列腕共振子ｓ２Ａ、ｓ２Ｂ、ｓ３Ａおよびｓ３Ｂにより、第２直列腕回路の共振周波数および反共振周波数を調整でき、フィルタ１９ＡのＨＢ１帯およびＭＢ帯における減衰量、フィルタ１９ＢのＨＢ２帯およびＭＢ帯における減衰量、を高精度に調整できるので、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９Ｃの帯域内挿入損失を相互に低減できる。
また、スイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃの導通により第２並列腕回路を機能させるので、スイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃの導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、通過帯域近傍の減衰特性を強化できる。また、このとき、インダクタＬ１Ａ、Ｌ１Ｂ、Ｌ２ＡおよびＬ２Ｂにより、第２並列腕回路の共振周波数を調整でき、フィルタ１９ＡのＨＢ１帯およびＭＢ帯における減衰量、フィルタ１９ＢのＨＢ２帯およびＭＢ帯における減衰量を高精度に調整できるので、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９Ｃの帯域内挿入損失を相互に低減できる。
一方、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯のうちＨＢ２帯の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１Ａの導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第２直列腕回路および第３直列腕回路の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１９Ａの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。また、このとき、コンデンサＣ１Ａが配置されることで、上記バイパスによる主経路でのインピーダンス不整合を回避できる。また、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯のうちＨＢ１帯の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１Ｂの導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第２直列腕回路および第３直列腕回路の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１９Ｂの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。また、このとき、コンデンサＣ１Ｂが配置されることで、上記バイパスによる主経路でのインピーダンス不整合を回避できる。また、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯のうちＭＢ帯の高周波信号のみを通過させる場合には、スイッチＳＷ１Ｃの導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第２直列腕回路および第３直列腕回路の並列合成回路のインピーダンスが低下することでフィルタ１９Ｃの主経路における高周波伝搬損失を低減できる。
よって、本変形例に係るマルチプレクサ１９のスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。また、スイッチＳＷ２Ａを非導通とすることで、ＨＢ２帯における合成アドミッタンスが低下し、スイッチＳＷ２Ｂを非導通とすることで、ＨＢ１帯における合成アドミッタンスが低下し、スイッチＳＷ２Ｃを非導通とすることで、ＭＢ帯における合成アドミッタンスが低下するため、スイッチＳＷ２Ａ、ＳＷ２ＢおよびＳＷ２Ｃの非導通に起因した主経路（第１経路）の高周波伝搬損失を発生させることなく、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９Ｃの通過帯域の挿入損失を低減できる。よって、マルチプレクサ１９のスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
［６．５ マルチプレクサ１９の通過特性］
図２３は、実施の形態６の変形例に係るマルチプレクサ１９のＣＡモードおよび非ＣＡモードにおける通過特性を表すグラフである。
上述したように、ＨＢ２帯のみを選択する場合（非ＣＡ（ＨＢ２））、フィルタ１９Ａの通過特性は、フィルタ１９Ｂおよび１９Ｃの通過特性を考慮することなくフィルタ１９Ａの通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。また、ＨＢ１帯のみを選択する場合（非ＣＡ（ＨＢ１））、フィルタ１９Ｂの通過特性は、フィルタ１９Ａおよび１９Ｃの通過特性を考慮することなくフィルタ１９Ｂの通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。また、ＭＢ帯のみを選択する場合（非ＣＡ（ＭＢ））、フィルタ１９Ｃの通過特性は、フィルタ１９Ａおよび１９Ｂの通過特性を考慮することなくフィルタ１９Ｃの通過特性を向上させるための帯域内挿入損失重視型の特性となっている。
一方、ＨＢ２帯、ＨＢ１帯およびＭＢ帯を同時に選択する場合（ＣＡ（ＭＢ＆ＨＢ１＆ＨＢ２））、フィルタ１９Ａの通過特性は、ＨＢ１帯およびＭＢ帯における減衰量を広く確保してフィルタ１９Ｂおよび１９Ｃの帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。また、フィルタ１９Ｂの通過特性は、ＨＢ２帯およびＭＢ帯における減衰量を広く確保してフィルタ１９Ａおよび１９Ｃの帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。また、フィルタ１９Ｃの通過特性は、ＨＢ２帯およびＨＢ１帯における減衰量を広く確保してフィルタ１９Ａおよび１９Ｂの帯域内挿入損失を低減するための帯域外減衰重視型の特性となっている。
［６．６ 高周波回路３Ｅの構成］
図２４は、実施の形態６の変形例に係るマルチプレクサ１９を備えた高周波回路３Ｅおよびその周辺回路の構成図である。図２４には、ＬＴＥの高周波信号を処理する高周波回路３Ｅと、ＬＴＥ用アンテナ素子とが示されており、例えば、高周波回路３Ｅおよび上記ＬＴＥ用アンテナ素子が、１つの携帯端末のフロントエンド部に配置される。
高周波回路３Ｅは、マルチプレクサ１９と、スイッチ９２、９３および９４と、Ｂ７フィルタ、Ｂ３８フィルタ、Ｂ４１フィルタ、Ｂ３０フィルタ、Ｂ４０フィルタ、Ｂ１フィルタ、Ｂ４フィルタ、およびＢ６６フィルタと、受信増幅回路６４Ａ、６４Ｂ、６４Ｃ、６５Ａ、６５Ｂ、６６Ａ、６６Ｂ、および６６Ｃと、ＲＦＩＣ７０と、を備える。本変形例に係る高周波回路３Ｅは、実施の形態６に係る高周波回路３Ｄと比較して、スイッチ９１が配置されていない点、および、ＨＢ２フィルタ、ＨＢ１フィルタおよびＭＢフィルタのそれぞれがスイッチを有している点が異なる。以下、本変形例に係る高周波回路３Ｅについて、高周波回路３Ｄと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
マルチプレクサ１９は、本変形例に係るマルチプレクサ１９であり、ＨＢ２帯を通過帯域とするフィルタ１９Ａと、ＨＢ１帯を通過帯域とするフィルタ１９Ｂと、ＭＢ帯を通過帯域とするフィルタ１９Ｃとが共通端子１００に接続された構成を有している。
スイッチ９２は、フィルタ１９Ａと、Ｂ７フィルタ、Ｂ３８フィルタおよびＢ４１フィルタとの接続を切り替えるスイッチであり、例えば、ＳＰ３Ｔ型のスイッチである。
スイッチ９３は、フィルタ１９Ｂと、Ｂ３０フィルタおよびＢ４０フィルタとの接続を切り替えるスイッチであり、例えば、ＳＰＤＴ型のスイッチである。
スイッチ９４は、フィルタ１９Ｃと、Ｂ１フィルタ、Ｂ４フィルタおよびＢ６６フィルタとの接続を切り替えるスイッチであり、例えば、ＳＰ３Ｔ型のスイッチである。
上記構成において、例えば、（１）ＭＢ帯の１バンド、ＨＢ１帯の１バンド、およびＨＢ２帯の１バンドのＣＡ動作、（２）ＭＢ帯の１バンドとＨＢ１帯の１バンドとのＣＡ動作、（３）ＭＢ帯の１バンドとＨＢ２帯の１バンドとのＣＡ動作、（４）ＨＢ１帯の１バンドとＨＢ２帯の１バンドとのＣＡ動作、（５）ＭＢ帯の１バンドの非ＣＡ動作、（６）ＨＢ１帯の１バンドの非ＣＡ動作、（７）ＨＢ２帯の１バンドの非ＣＡ動作、が選択される。上記（１）〜（７）の選択がなされた場合であっても、本変形例に係るマルチプレクサ１９が適用されることにより、上記（１）〜（４）のいずれかが選択された場合（ＣＡモード）には、フィルタ１９Ａ、１９Ｂおよび１９ＣにおいてスイッチＳＷ１を通過せずにＭＢ帯、ＨＢ１帯およびＨＢ２帯の高周波信号を通過させるので、マルチプレクサ１９のスイッチロスを低減できる。
一方、上記（５）〜（７）のいずれかが選択された場合（非ＣＡモード）には、スイッチＳＷ１の導通により第２直列腕回路をバイパスさせるので、第２直列腕回路および第３直列腕回路の並列合成回路のインピーダンスが低下することでＭＢ帯、ＨＢ１帯またはＨＢ２帯の高周波伝搬損失を低減できる。よって、本実施の形態に係る高周波回路３Ｅのスイッチロスを低減しつつ高周波伝搬損失を低減できる。
本変形例に係るマルチプレクサ１９を有する高周波回路３Ｅは、ＬＴＥの複雑なＣＡモードおよび非ＣＡモードが混在するシステムに対応することが可能である。
（その他の実施の形態など）
以上、本発明の実施の形態に係るマルチプレクサ、高周波回路および通信装置について、実施の形態１〜６および変形例を挙げて説明したが、本発明のマルチプレクサ、高周波回路および通信装置は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態および変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示のマルチプレクサ、高周波回路および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
上記実施の形態および変形例に係るマルチプレクサは、複数の受信フィルタで構成されている例を挙げたが、本発明に係るマルチプレクサは、複数の送信フィルタ、または、送信フィルタおよび受信フィルタの双方で構成されていてもよい。
また、上記実施の形態１〜５に係る高周波フィルタにおいて、直列腕共振子および並列腕共振子のそれぞれは、１つの弾性波共振子に限らず、１つの弾性波共振子が直列分割等された複数の分割共振子であってもよい。
また、上記実施の形態１〜６および変形例に係るマルチプレクサ、高周波回路および通信装置において、さらに、各入出力端子および共通端子の間に、インダクタンス素子やキャパシタンス素子が接続されていてもよい。さらに、各回路素子を接続する配線によるインダクタンス成分を有してもよい。
本発明は、複数のバンドを同時または排他的に使用するマルチバンドおよびマルチモードシステムに適用できるマルチプレクサ、高周波回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
１、１５、１６、１９ マルチプレクサ
２ アンテナ素子
３、３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ、３Ｅ 高周波回路
４ 通信装置
１０、１１、１２、１３、１４、１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃ、１７、１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃ、２０、２１、２２、５０ フィルタ
３１、３１Ａ、３１Ｃ、３１Ｄ、３２、３２Ａ、３２Ｃ、３２Ｄ、３２Ｅ、３３、３３Ｃ、３３Ｄ、３３Ｅ、３４、３４Ｃ、３４Ｄ 直列腕回路
４１、４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃ、４１Ｄ、４１Ｅ、４２、４２Ａ、４２Ｂ、４２Ｃ、４２Ｄ、４２Ｅ 並列腕回路
６１、６２、６３、６４Ａ、６４Ｂ、６４Ｃ、６５Ａ、６５Ｂ、６６Ａ、６６Ｂ、６６Ｃ 受信増幅回路
７０、７１ ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
８０ ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
９０、９１、９２、９３、９４、ＳＷ１、ＳＷ１Ａ、ＳＷ１Ｂ、ＳＷ１Ｃ、ＳＷ２、ＳＷ２Ａ、ＳＷ２Ｂ、ＳＷ２Ｃ スイッチ
１００ 共通端子
１１０、１２０ 入出力端子
Ｃ１Ａ、Ｃ１Ｂ、Ｃ１Ｃ コンデンサ
Ｌ１、Ｌ１Ａ、Ｌ１Ｂ、Ｌ２、Ｌ２Ａ、Ｌ２Ｂ、Ｌ１Ｃ、Ｌ２Ｃ、Ｌ３、Ｌ３Ｃ、Ｌ４、Ｌ４Ｃ インダクタ
ｐ１、ｐ１Ａ、ｐ１Ｂ、ｐ１Ｃ、ｐ２、ｐ２Ａ、ｐ２Ｂ、ｐ２Ｃ、ｐ３、ｐ３Ａ、ｐ３Ｂ、ｐ３Ｃ 並列腕共振子
ｓ１、ｓ１Ａ、ｓ１Ｂ、ｓ１Ｃ、ｓ２、ｓ２Ａ、ｓ２Ｂ、ｓ２Ｃ、ｓ３、ｓ３Ａ、ｓ３Ｂ、ｓ４、ｓ４Ａ、ｓ４Ｂ 直列腕共振子

Claims (13)

  1. 共通端子、第１入出力端子および第２入出力端子と、
    前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第１周波数帯域の高周波信号を通過させる第１フィルタと、
    前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第２周波数帯域の高周波信号を通過させる第２フィルタと、を備え、
    前記第１フィルタは、
    前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置され、互いに直列接続された第１直列腕回路および第２直列腕回路と、
    前記第２直列腕回路に並列接続された第３直列腕回路と、
    前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ第１経路上のノード、およびグランドに接続された第１並列腕回路と、を備え、
    前記第２直列腕回路は、
    前記第１経路上に入力端および出力端が接続された、弾性波共振子からなる第１直列腕共振子を有し、
    前記第３直列腕回路は、
    前記第２直列腕回路と前記第３直列腕回路とが並列接続された２つの接続点を結ぶ第２経路上に入力端および出力端が接続された第１スイッチを有し、
    前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、前記第１スイッチは非導通状態であり、
    前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうち前記第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、前記第１スイッチは導通状態である、
    マルチプレクサ。
  2. 前記第１スイッチが非導通状態の場合の前記第２直列腕回路と前記第３直列腕回路との並列合成回路の反共振周波数は、前記第２周波数帯域内に位置する、
    請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 前記第２直列腕回路と前記第３直列腕回路との並列合成回路の共振周波数は、前記第１直列腕回路の共振周波数よりも高く、かつ、前記第１周波数帯域の高周波端よりも高い、
    請求項１または２に記載のマルチプレクサ。
  4. 前記第３直列腕回路は、さらに、
    前記第２経路上に配置され、前記第１スイッチと直列接続されたインピーダンス素子を有する、
    請求項１〜３のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  5. 前記第１フィルタは、さらに、
    前記第１経路上のノードおよびグランドに接続された第２並列腕回路を備え、
    前記第２並列腕回路は、
    前記ノードとグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる第１並列腕共振子と、
    前記第１並列腕共振子とグランドとの間に接続された第２スイッチと、を有し、
    前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、前記第２スイッチは導通状態であり、
    前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうち前記第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、前記第２スイッチは非導通状態である、
    請求項１〜４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  6. 前記第２スイッチが非導通状態の場合の前記第２並列腕回路の共振周波数は、前記第１周波数帯域の高周波端よりも高い、
    請求項５に記載のマルチプレクサ。
  7. 前記第２並列腕回路は、さらに、
    前記第１並列腕共振子に接続されたインダクタンス素子を有する、
    請求項５または６に記載のマルチプレクサ。
  8. 共通端子、第１入出力端子および第２入出力端子と、
    前記共通端子と前記第１入出力端子との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第１周波数帯域の高周波信号を選択的に通過させる第１フィルタと、
    前記共通端子と前記第２入出力端子との間に配置され、通過帯域として割り当てられた第２周波数帯域の高周波信号を選択的に通過させる第２フィルタと、を備え、
    前記第１フィルタは、
    前記共通端子と前記第１入出力端子との間に接続された第１直列腕回路と、
    前記共通端子と前記第１入出力端子とを結ぶ第１経路上の第１ノードおよびグランドに接続された第１並列腕回路と、
    前記第１経路上の第２ノードおよびグランドに接続された第２並列腕回路と、を備え、
    前記第２並列腕回路は、
    前記第２ノードとグランドとの間に接続された、弾性波共振子からなる第１並列腕共振子と、
    前記第１並列腕共振子とグランドとの間に接続された第２スイッチと、を有し、
    前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域の高周波信号を同時に通過させる場合、前記第２スイッチは導通状態であり、
    前記第１周波数帯域および前記第２周波数帯域のうち前記第１周波数帯域の高周波信号のみを通過させる場合、前記第２スイッチは非導通状態である、
    マルチプレクサ。
  9. 前記第２スイッチが非導通状態の場合の前記第２並列腕回路の共振周波数は、前記第１周波数帯域の高周波端よりも高い、
    請求項８に記載のマルチプレクサ。
  10. 前記第２並列腕回路は、さらに、
    前記第１並列腕共振子に接続されたインダクタンス素子を有する、
    請求項８または９に記載のマルチプレクサ。
  11. 請求項１〜７のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    前記第１スイッチの導通および非導通を制御する制御部と、を備える、
    高周波回路。
  12. 請求項８〜１０のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    前記第２スイッチの導通および非導通を制御する制御部と、を備える、
    高周波回路。
  13. アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１１または１２に記載の高周波回路と、を備える、
    通信装置。
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