CN110366820B - 功率放大器自发热补偿电路 - Google Patents

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Abstract

用于调整功率放大器(PA)的一个或更多个电路参数以在脉冲操作期间随时间保持大致恒定的增益以足以基本上抵消PA的自发热的温度补偿电路和方法。一些实施方式使用采样保持(S&H)电路对由于自发热而引起的PA增益“下垂”进行补偿。S&H电路在脉冲的开始处对PA的初始温度进行采样并保持。此后，S&H电路生成与脉冲的剩余部分期间PA的温度对应的连续测量值。根据初始温度与由于PA在脉冲的持续时间内自发热而引起的PA的操作温度之间的差生成增益控制信号。该增益控制信号被施加至PA内的一个或更多个可调整或可调谐电路以抵消PA的增益下垂。

Description

功率放大器自发热补偿电路
相关申请的交叉引用
本申请要求于2017年2月28日提交的美国专利申请第15/445,811号的优先权，其全部内容通过引用并入本文。本申请可以与于2015年11月3日公开的题为“MismatchDetection Using Replica Circuit”的美国专利第9,178,493号和于2016年9月16日提交的题为“Cascode Amplifier Bias Circuits”的美国专利申请第15/268,229号有关，二者均转让给本发明的受让人，二者中的每一个的全部内容通过引用并入本文。
背景
(1)技术领域
本发明涉及电子电路，并且更具体地涉及电子功率放大器电路。
(2)背景技术
功率放大器(PA)用于多种电子系统，特别地用于诸如无线电、蜂窝电话、WiFi等的射频(RF)系统中。在许多无线电系统中，RF信号的通信基于时分双工(TDD)，其中多个无线电收发器利用频带内的指定时隙来发送或接收信号。当在这样的系统中发送信号时，RF收发器PA以脉冲模式操作，仅在每个指定时隙期间放大所施加的RF信号，并且在其他时间断电。
图1是典型的现有技术无线电发射器两级功率放大器100的框图。在所示的示例中，集成电路(IC)102包括若干子电路，所述若干子电路接受RF输入信号RFin并且生成放大的输出信号RFout至选择的目的地(例如一个或更多个带通滤波器和/或天线端口)；IC 102还可以称为“芯片”或“管芯(die)”。
在所示的示例中，输入阻抗匹配网络(IMN)104将输入信号RFin与第一放大器级106(通常称为驱动器)进行阻抗匹配。级间IMN 108将第一放大器级106的输出耦接至第二放大器级110(在这种情况下为最终级)。第二放大器级110的放大的RF输出耦接至输出IMN112，输出IMN112的输出为RFout。图1中所示的PA100示例具有两个放大器级，但是其他实施方式可以具有少于或多于两个放大器级。各种IMN电路104、108、112中的一个或更多个可以以可调谐的配置实现，例如通过使用可调谐电感器和/或可调谐电容器实现；对于一些实施方式，IMN电路中的一些可以是可选的；并且在一些实施方式中，IMN电路中的一个或更多个可以是片外电路。
在所示的示例中，第一放大器级106和最终放大器级110各自具有对应的偏置电路114、116以用于控制它们相应的放大器级的增益。电压供应VDD 118根据需要向IC 102中的特定电路提供电力，并且可以根据控制参数而变化以调节PA100的行为。电压供应VDD可以从片外提供或者可以由外部电源在片上生成；通过示例的方式示出了片外配置。
在基于TDD的无线电系统例如WiFi系统的操作中，PA100将响应于所提供的控制信号(未示出)而上电并且对传输信号进行放大达一定时间段，并且然后通过所提供的控制信号而断电。图2是来自TDD PA100的示例理想RFout脉冲200的图和来自TDD PA的示例实际RFout脉冲202的图，该图示出了作为时间的函数的输出功率(增益)。如所示出的，所示的理想脉冲200理想地具有4mS操作间隔(这样的间隔对应于WiFi系统中的“长包)的方波形式。然而，在实际的脉冲式PA电路中，PA的自发热通常导致增益“下垂”——也就是说，当PA电路由于电流流过第一放大器级106和第二放大器级110而升温时，增益随时间减小。如实际脉冲202所示，PA100的自发热导致其增益在4mS中下垂超过约0.2dB。
一些先进的RF系统具有要求增益下垂不超过指定量的规范。例如，符合WiFi802.11ac标准的系统不可以呈现超过0.17dB的PA增益下垂，并且符合WiFi 802.11ax标准的系统不可以呈现超过0.10dB的PA增益下垂。无法针对脉冲随时间保持足够平坦的增益意味着也无法满足对应的误差矢量幅度(EVM)规范。已经进行了一些尝试来持续监视IC的环境温度并且相应地调整PA放大器级的增益。然而，由于在脉冲操作期间不仅响应自发热，这样的方法也随着环境温度变化而引起过多的偏置电流变化，从而导致在整个环境温度范围内由于PA过低偏置或过度偏置而导致的差的线性性能。
因此，存在对用于控制功率放大器电路以在脉冲操作期间随时间保持大致恒定的增益以足以基本上抵消功率放大器的自发热的电路和方法的需要。本发明满足了这种需要。
发明内容
本发明包括调整功率放大器(PA)的一个或更多个电路参数以在脉冲操作期间随时间保持大致恒定的增益以足以基本上抵消PA的自发热的温度补偿电路。本发明的一些实施方式使用模拟和/或数字采样保持(S&H)电路对由于自发热而引起的PA增益“下垂”进行补偿。在PA内脉冲开始之后，至少一个S&H电路在指定时刻对与PA的温度对应的温度感测元件输出信号进行采样并保持。此后，每个S&H电路生成与脉冲的剩余部分期间PA的温度对应的连续测量值。然后根据初始温度与随后测量的由于PA在脉冲的持续时间内自发热而引起的PA的操作温度之间的差生成“下垂”增益控制信号。
可以将一个或更多个校正信号——特别地增益控制信号——施加至PA内的一个或更多个可调整或可调谐电路以抵消PA的增益下垂。这样的电路的示例包括：用于一个或更多个PA放大器级的偏置电路；一个或更多个阻抗匹配网络(例如，输入IMN、级间IMN和/或输出IMN)；一个或更多个辅助放大器级(例如，可变增益放大器)；用于PA的输入和/或输出的一个或更多个可调整的衰减电路；以及/或者PA内或到PA的电压或电流供应电路。本发明的实施方式可以在-40℃至+85℃将PA电路的操作部件的有效温度保持在2.5℃内，并且在至少4mS操作脉冲期间将RF增益保持在约±0.05dB内。
本发明的其他方面包括：可以在本发明的实施方式中使用的S&H电路的模拟和数字示例；与用于脉冲操作期间的PA自发热补偿的补偿结合使用的连续温度补偿；使用直接温度感测；使用间接温度测量以用于生成增益控制信号以抵消脉冲操作期间的PA自发热；以及将温度感测电路布置在集成电路上。
在附图和以下描述中阐述了本发明的一个或更多个实施方式的细节。根据说明书和附图以及根据权利要求书，本发明的其他特征、目的和优点将是明显的。
附图说明
图1是典型的现有技术无线电发射器两级功率放大器的框图。
图2是来自TDD PA的示例性理想RFout脉冲的图和来自TDD PA的示例性实际RFout脉冲的图，该图示出了作为时间的函数的输出功率(增益)。
图3是用于生成增益控制(GC)信号的通用电路的框图，该增益控制(GC)信号适合于根据直接温度测量来调整PA的一个或更多个电路参数以在脉冲操作期间随时间保持大致恒定的增益以足以基本上抵消PA的自发热。
图4A是常规PA的放大脉冲的PA偏置电流和增益随时间的图。
图4B是其中偏置电流被图3的GC信号电路生成的GC信号增大和改变的PA的放大脉冲的PA偏置电流和增益随时间的图。
图5是具有多个部件的集成电路上的PA的框图，所述多个部件的参数可以被调整以在来自图3的电路的GA信号的控制下抵消PA的自发热增益下垂。
图6A是可以在图3的电路中使用的模拟温度传感器和S&H电路的一个实施方式的示意图。
图6B是示出用于图6A的开关的A、B和C端子的控制信号的一个示例的时序图。
图7是部分数字的S&H电路的一个实施方式的框图。
图8是连续温度补偿电路的一个实施方式的示意图。
图9是间接温度测量增益控制信号生成电路的第一实施方式。
图10是间接温度测量增益控制信号生成电路的第二实施方式。
图11是包括PA的IC的示例布局的顶部平面视图。
图12A是用于对具有受目标电路的脉冲操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的目标电路进行温度补偿的第一方法的过程流程图。
图12B是用于对具有受目标电路的脉冲操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的目标电路进行温度补偿的第二方法的过程流程图。
图12C是用于对具有受目标电路的脉冲操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的目标电路进行温度补偿的第三方法的过程流程图。
图12D是用于对目标电路进行温度补偿的方法的过程流程图。
图12E是用于对下述集成电路进行温度补偿的方法的过程流程图，所述集成电路包括：(1)具有由于脉冲操作期间功率放大器的自发热而下垂的对应增益的功率放大器；以及(2)温度补偿电路。
图13是模拟温度传感器和采样保持电路以及具有电流镜电路和共源共栅偏置电路的功率放大器的另一实施方式的示意图。
图14是具有待机模式电路的示例性温度补偿的功率放大器的示意图。
图15是用于对集成电路特别地功率放大器进行温度补偿的第一方法的过程流程图。
图16是用于对集成电路特别地功率放大器进行温度补偿的第二方法的过程流程图。
图17A和图17B是用于对集成电路特别地功率放大器进行温度补偿的第三方法的过程流程图。
各附图中相同的附图标记和名称指示相同的元件。
具体实施方式
概述
本发明包括调整功率放大器(PA)的一个或更多个电路参数以在脉冲操作期间随时间保持大致恒定的增益以足以基本上抵消PA的自发热的温度补偿电路。本发明的一些实施方式使用模拟和/或数字采样保持(S&H)电路对由于自发热而引起的PA增益“下垂”进行补偿。在PA内脉冲开始之后，至少一个S&H电路在指定时刻对与PA的温度对应的温度感测元件输出信号进行采样并保持。此后，每个S&H电路生成与脉冲的剩余部分期间PA的温度对应的连续测量值。然后根据初始温度与随后测量的由于PA在脉冲的持续时间内自发热而引起的PA的操作温度之间的差生成“下垂”增益控制信号。
可以将一个或更多个校正信号——特别地增益控制信号——施加至PA内的一个或更多个可调整或可调谐电路以抵消PA的增益下垂。这样的电路的示例包括：用于一个或更多个PA放大器级的偏置电路；一个或更多个阻抗匹配网络(例如，输入IMN、级间IMN和/或输出IMN)；一个或更多个辅助放大器级(例如，可变增益放大器)；用于PA的输入和/或输出的一个或更多个可调整的衰减电路；以及/或者PA内或到PA的电压或电流供应电路。本发明的实施方式可以在-40℃至+85℃将PA电路的操作部件的有效温度保持在2.5℃内，并且在至少4mS操作脉冲期间将RF增益保持在约±0.05dB内。
本发明的其他方面包括：可以在本发明的实施方式中使用的S&H电路的模拟和数字示例；与用于脉冲操作期间的PA自发热补偿的补偿结合使用的连续温度补偿；使用直接温度感测；使用间接温度测量以用于生成增益控制信号以抵消脉冲操作期间的PA自发热；以及将温度感测电路布置在集成电路上。
虽然在脉冲模式下操作的功率放大器的上下文中描述本发明的各方面，但是本发明所包括的温度补偿电路通常也适用于具有受温度影响的性能参数并且期望平坦的响应的目标电路，只要这样的电路具有使得能够对响应的调整进行补偿的一些可调整参数即可。
直接温度测量增益控制信号生成
图3是用于生成增益控制(GC)信号的通用电路300的框图，该增益控制(GC)信号适合于根据直接温度测量来调整PA的一个或更多个电路参数，以在脉冲操作期间随时间保持大致恒定的增益以足以基本上抵消PA的自发热。GC信号电路300可以被制造为包括PA的IC的一部分，但是在一些应用中，GC信号电路300的一个或更多个部件可以在这样的IC的外部。在许多应用中，可能期望每个PA放大器级具有一个GC信号电路300。
能够测量PA的温度或能够测量与PA的温度密切相关的电路(例如PA的小规模复制)的温度的一个或更多个温度传感器302可选地通过放大器或缓冲器306耦接至采样保持(S&H)电路304。每个温度传感器302可以包括例如PN结二极管、二极管连接的场效应晶体管(FET)、电阻器、与绝对温度成比例的温度(PTAT)电路、数字温度传感器等。在许多应用中，期望温度传感器302对温度变化具有快速响应时间(即高热扩散率)。
S&H电路304的重要特性是它能够在初始时间点t＝t0处从温度传感器302捕获(采样并保持)表示相关联的PA的温度T的信号，并且提供保持(固定)信号T(t＝t0)作为第一输出。此后，S&H电路304生成与脉冲的剩余部分期间PA的温度T对应的连续测量值，并且提供该可变信号T(t>t0)作为第二输出。初始时间点t0由通常设置成在PA内的操作脉冲开始之后不久(例如5μS至10μS)施加至S&H电路304的保持控制信号控制。T(t＝t0)的延迟捕获使得PA能够在脉冲开始之后达到PA的峰值增益和/或期望的初始操作条件。
S&H电路304的两个输出T(t＝t0)和T(t>t0)耦接至差分放大器308的相应输入。差分放大器308可以是例如将两个输入端子之间的电压差转换成输出端子处的电流的差分跨导放大器。然而，可以使用可以生成作为两个提供的输入之间的差的函数的输出的其他电路。
差分放大器308生成表示初始温度T(t＝t0)与随后测量的由于PA在脉冲的持续时间内自发热引起的PA操作温度T(t>t0)之间的差的输出信号ΔT。来自差分放大器308的输出信号ΔT可以施加至校正电路例如可选的将ΔT信号值映射至或关联至控制信号值(例如电压水平或电流水平)的映射电路310以输出作为初始温度与随后测量的由于PA在脉冲的持续时间内自发热引起的PA操作温度之间的差的函数的增益控制(GC)信号。
在一些应用中，差分放大器308的ΔT输出信号可以基本上直接用作GC信号(例如，其中ΔT输出信号至GC信号的“映射”是线性的并且适当地成比例)。在其他应用中，ΔT输出信号到GC信号的“映射”可以应用偏移线性函数、反函数或非线性函数(例如对数函数)。在任何情况下，映射函数都可以是可编程的。针对实施GC信号电路300的IC执行这样的映射函数可以例如在制造期间或在现场中(例如通过烧制或“吹制”可熔连接)执行一次。可替选地，这样的编程可以根据从外部源至IC的编程的输入而变化，以及/或者根据IC状态或IC状况而变化。在一些实施方式中，差分放大器308的ΔT输出信号可以(例如通过模数转换器或ADC)被数字化并且被施加至利用期望的映射函数编程的查找表(LUT)以生成GC信号；从LUT输出的GC信号可以直接用于数字可调整部件，或者转换回至电压信号或电流信号以应用于模拟电路。
由于GC信号电路300测量PA的初始温度T(t＝t0)并且将该温度与随后测量的PA操作温度的值T(t>t0)进行比较，因此GC信号是PA在脉冲操作期间自发热的函数，而不管IC内部和/或外部的温度的其他因素如何。
GC信号的应用
由GC信号电路300生成的输出GC信号可以用于抵消由于PA在脉冲的持续时间内自发热引起的PA的增益下垂。可以调整各种电路参数以实现这样的抵消。例如，图4A是常规PA的放大脉冲的PA偏置电流402a和PA增益404a随时间的图。虽然PA偏置电流402a快速上升并且然后在脉冲的持续时间内基本上是平坦的，但是对应的PA增益404a呈现出由于PA的自发热而随时间的下垂。
相比之下，图4B是其中偏置电流402b由于图3的GC信号电路300生成的GC信号而增大和改变的PA的放大脉冲的PA偏置电流402b和PA增益404b随时间的图。例如，GC信号可以是与施加至PA的正常偏置电流求和的电流。在所示的示例中，PA偏置电流402b快速上升，并且然后PA偏置电流402b由作为脉冲持续时间期间PA自发热温度上升的函数的GC信号调整得甚至更高。到PA的增加的偏置电流402b使PA的增益增加。因此，由于自发热而发生的PA增益的下垂基本上被图4A的下垂增益曲线404a的近似镜像抵消，致使在脉冲的持续时间内基本上平坦的PA增益404b。
更一般地，由GC信号电路300生成的输出GC信号可以用于通过改变控制RFout处的PA输出的有效增益的任何PA电路参数或参数集来抵消PA的自发热增益下垂，以使有效增益基本上平坦。这样的电路参数包括输出功率、电压、电流和/或RF信号幅度。例如，图5是具有多个部件的集成电路502上的PA 500的框图，所述多个部件的参数可以被调整以在来自图3的电路的GA信号的控制下抵消PA的自发热增益下垂。
在所示的示例中，输入IMN和/或可变衰减器电路504可以由耦合的GC信号控制，以改变电路的匹配特性和/或RF信号路径衰减水平，以抵消PA增益下垂。例如，数字步进衰减器(DSA)或可变模拟衰减器可以被配置成始终提供标称水平的信号幅度衰减，该标称水平的信号幅度衰减可以通过GC信号(如果需要可通过ADC转换成数字形式)向下调整以减少从RFin至RFout的RF信号衰减，因此通过增加RF信号的幅度来对PA增益下降进行补偿。类似的方法可以用于中间IMN和/或可变衰减器电路506，以及/或者用于输出IMN和/或可变衰减器电路508。
作为另一示例，辅助放大器510例如可变增益放大器(VGA)可以布置在RFin与RFout之间的RF信号路径中，以响应于GC信号而提供额外的信号放大(增益)，因此对PA增益下垂进行补偿。
观察示例PA500的第一放大器(驱动器)级512和第二放大器(最终)级514，GC信号可以与它们相应的偏置电路516、518的输出组合以提升一个或两个放大器级的偏置水平(也就是说，在一些应用中，仅需要补偿一个放大器级512、514以抵消所有放大器级的自发热PA下垂)。例如，表示GC信号的模拟电流可以与施加至一个或两个放大器级的正常偏置电流求和。可替选地，可以将GC信号施加至相应的偏置电路516、518，以在内部调整提供至一个或两个放大器级的偏置水平。关于PA的偏置的另外的细节在2014年5月7日提交的题为“Mismatch Detection Using Replica Circuit”的美国专利申请第14/272,415号和2016年9月16日提交的题为“Cascode Amplifier Bias Circuits”的美国专利申请第15/268,229号中公开，二者均转让给本发明的受让人，并且二者的全部内容通过引用并入本文。
作为另一示例，可以根据GC信号改变(例如增加)到IC 502的电压供应VDD 520以对自发热PA下垂进行补偿。可替选地，可以根据GC信号而改变仅提供至PA的特定部件的电压(和/或电流)以对自发热PA下垂进行补偿。例如，漏极电压源VDD'522、524可以从VDD 520得到并且施加至包括每个放大器级512、514的N个FET(N通常在3与5之间)的对应堆叠的“顶部”。可以通过GC信号改变漏极电压源VDD'522、524以调整级的有效增益。作为一个示例，可以通过在VDD与包括PA级的FET堆叠的漏极之间布置低压差(LDO)电压调节器从VDD 520得到漏极电压源VDD'522、524。增加LDO的输出电压会增加FET堆叠的增益。因此，为了补偿增益下垂，可以将LDO输出电压初始地设置成相对低的值，并且然后增加以保持基本上恒定的增益。
另一替选方案是调整到放大器级堆叠中的N个FET中的一个或更多个的栅极偏置电压以改变堆叠中的“底部”FET上的漏极电压，从而调整其增益。这种方法不需要任何额外的电源，而只是重新分配堆叠中跨FET的可用VDD以实现期望的增益调整。
如上所述，在许多应用中，可能期望每个PA放大器级具有一个GC信号电路300。然而，根据上面的公开内容应当清楚的是，来自一个GC信号电路300的GC信号可以用于通过仅调整PA部件中的一个或子集来在操作脉冲期间整体调整PA的有效增益。因此，来自与PA放大器级相关联的GC信号电路300的GC信号不必仅用于调整该相关联的级的参数以抵消自发热PA下垂。例如，如果单独的GC信号电路与PA驱动器级和PA最终级相关联，并且生成的GC信号用于控制施加至至少一个级的偏置，则至少以下配置是可行的：
测量ΔT以生成GC信号的级 响应于生成的GC信号而调整偏置的级
驱动器 驱动器
最终 最终
最终 驱动器
驱动器 最终
最终 驱动器&最终
驱动器 驱动器&最终
示例性模拟采样保持电路
图6A是可以在图3的电路中使用的模拟温度传感器602和S&H电路604的一个实施方式的示意图。温度传感器602包括耦接在电压供应与电路地之间的串联耦接的电阻器R和二极管D。如果将二极管D制造得相当紧密地靠近PA的放大器级，则电阻器R与二极管D之间的节点将具有根据放大器级的温度而变化的电压Vt(参见下面关于温度传感器电路的布置的进一步的公开内容)。应当清楚的是，可以使用不同的温度传感电路来代替基于二极管的温度传感器602；上面给出了示例。
电压Vt耦接至差分放大器606的第一输入，差分放大器606可以是例如差分跨导放大器(然而，可以使用如上所述可以生成作为两个提供的输入之间的差的函数的输出的其他电路)。差分放大器606的输出耦接至可以利用场效应晶体管(FET)实现的3端子开关608。开关608的端子A耦接至电荷存储电容器C并且耦接至差分放大器606的第二输入。端子B是开路，以及端子C耦接至如图3中的映射电路或者直接用作GC信号。
开关608的状态由基本上从所提供的控制信号PA_en得到的控制信号设置，该控制信号为PA上电和断电，从而限定了脉冲。图6B是示出用于图6A的开关608的A、B和C端子的控制信号的一个示例的时序图。
当PA通过其控制信号PA_en(未示出)被上电(启用)时，温度传感器602和S&H电路604也被上电；可替选地，温度传感器602和S&H电路604可以总是被通电，但是在PA_en信号的上升沿处被初始化。在任一情况下，与通过控制信号PA_en(或在期望的延迟之后)断定“启用”状态同时，生成采样信号并且将采样信号施加至开关608以将差分放大器606的输出耦接至端子A作为初始状态。因此，电容器C将被充电，直至差分放大器606的两个输入都等于Vt，该电压表示PA的相关联的放大器级的瞬时温度。更确切地，对于差分放大器606是跨导放大器的情况，正输入上的电压将是Vt，而负输入(和电容器C)上的电压将是Vt与差分放大器606中将其输出电流设置成零所需的累积偏移(不平衡)的倒数的组合(一旦电容器C上的电压稳定为静态值，就没有电流可以流动)。因此，S&H电路604实际上在采样阶段期间校准其所有偏移，并且电容器C实质上不断地跟踪相关联的PA的温度。
在短暂延迟(例如约5μS至10μS)之后，生成保持信号并且将保持信号施加至开关608以将差分放大器606的输出耦接至端子B，并且因此将电容器C与来自差分放大器606的任何另外的输入去耦；到终端B的转变提供了不交叠的切换序列以减少采样误差。保持信号可以是采样信号的延迟版本(用于延迟定时信号的电路是常规的并且因此未示出)。在断定保持信号的时刻t0，电容器C具有表示相关联的PA放大器级的温度T(t＝t0)(以及任何相关联的S&H电路604偏移)的电荷(以有效地动态地校准如上所述的这样的偏移)。因此，将差分放大器606的输出耦接至端子B达短的(例如0.1μS至1μS)转变时段使得电路能够稳定至新的状态——因此避免GC信号电路中的瞬态——同时保留电容器C上的采样电荷。例如，包括S&H电路604的补偿电路可以在其转变至保持阶段时生成增益步长，因此这应当在RF接收器开始锁定其增益均衡之前发生。
此后，生成监视信号并且将监视信号施加至开关608以将差分放大器606的输出耦接至端子C。监视信号可以是采样信号的延迟版本或保持信号的延迟版本。当S&H电路604处于这种配置时，差分放大器606的一个输入是表示T(t＝t0)的电容器C上存储的电荷(电压)，而差分放大器606的另一输入是表示T(t>t0)的Vt——也就是说，在脉冲期间连续测量的PA的温度。差分放大器606的输出是ΔT，ΔT表示初始温度T(t＝t0)与随后测量的由于PA在脉冲的持续时间内自发热而引起的PA操作温度T(t>t0)之间的差。
应当清楚的是，在PA脉冲操作发生期间，可以使用其他模拟采样保持电路来确定ΔT＝T(t>t0)-T(t＝t0)。
示例性数字采样保持电路
图7是部分数字的S&H电路700的一个实施方式的框图。一个或更多个温度传感器702的输出Vt可选地通过放大器或缓冲器706耦接至基于计数器DAC的电路704的输入。更具体地，在该示例中，温度传感器702耦接至求和电路708的正输入。求和电路708的输出耦接至可选的映射电路或者可以直接用作GC信号。
求和电路708的输出还耦接至两个比较器710a、710b的相反极性的输入。比较器710a、710b的其他输入耦接至相关联的参考电压+Vref和-Vref。在所示的示例中，正参考电压+Vref(例如+0.5LSB)被施加至比较器710a的负输入，并且负参考电压-Vref(例如-0.5LSB)被施加至710b的正输入。比较器710a、710b的输出耦接至上下计数器712的相应上输入和下输入。上下计数器712的计数输出耦接至DAC 714，DAC 714的模拟输出耦接至求和电路708的负输入。保持信号控制上下计数器712的启用，并且保持信号可以是用于相关联的PA的PA_en控制信号的延迟版本。
在操作中，来自求和电路708的差分电压和(即正电压减去负电压)被施加至比较器710a、710b。当上下计数器712被启用(例如HOLD信号＝0)时，如果和大于+Vref，则上下计数器712向上计数；相反地，如果和小于-Vref，则上下计数器712向下计数。上下计数器712的数字输出由DAC 714转换回至模拟信号。
当DAC 714的输出在某个时刻等于Vt(在±0.5LSB的误差范围内)时，上下计数器712的输出不改变状态。如果Vt减小(指示当使用具有负温度系数的传感器例如如图6A中的基于二极管的传感器时相关联的PA的温度增加)，则上下计数器712将向下计数直至DAC714的输出再次等于Vt(在误差范围内)。相反地，如果Vt增加(指示当使用具有负温度系数的传感器时相关联的PA的温度降低)，则上下计数器712将向上计数直至DAC 714的输出再次等于Vt(再次在误差范围内)。因此，在上下计数器712被启用时，DAC 714的输出表示相关联的PA的连续跟踪温度。应当清楚的是，其他温度传感器可以具有正温度系数(即，Vt将随着温度的升高而增加并且随着温度的降低而减小)；映射电路可以用于说明S&H电路700中的符号或功能变化。
当在时间t0处断定HOLD信号(例如HOLD＝1)，从而禁用在上下计数器712中进行计数时，上下计数器712的输出不能改变。因此，最后计数输出表示Vt的保持值，该Vt的保持值表示T(t＝t0)。由于到求和电路708的负输入此后在脉冲的持续时间内是恒定的，并且到求和电路708的正输入跟踪表示T(t>t0)的Vt的值，所以求和电路708的输出是ΔT。如上所述，ΔT表示初始温度T(t＝t0)与随后测量的由于PA在脉冲的持续时间内自发热而引起的PA操作温度T(t>t0)之间的差。ΔT值可以如上所述直接用作GC信号或被映射以生成GC信号。
应当清楚的是，在PA脉冲操作发生期间，可以使用其他数字采样保持电路或部分数字采样保持电路来确定ΔT＝T(t>t0)-T(t＝t0)。
近端位置处和远端位置处测量的温度差
在一些应用中，两个或更多个连续温度感测电路可以用于在脉冲操作期间PA自发热的隔离测量，而无需使用采样保持配置。第一连续温度感测电路可以位于PA附近，而第二连续温度感测电路可以位于距IC上的发热部件特别地PA放大器级更远的距离处，以在使由其他电路生成的热量对IC的影响最小化的情况下测量一般IC温度。这样的布置的示例将在下面参照图11进行讨论。
代替在S&H电路中保持初始温度读数，在与近端连续温度感测电路相关联的PA的脉冲操作期间，将从来自近端连续温度感测电路的测量值中减去来自远端连续温度感测电路的测量值。生成的差可以被施加至映射电路以生成基本上仅反映脉冲操作期间PA自发热的连续GC信号。
实质上，不是将ΔT定义为初始时间处的温度与后续时间处的温度之间的差，而是可以代替地将ΔT定义为指示PA的脉冲操作期间的自发热的近端温度T(p)与反映一般IC温度的远端温度T(d)之间的差；也就是说，ΔT＝T(p)-T(d)。应当清楚的是，在PA脉冲操作发生期间，可以使用各种电路以这种方式确定ΔT。如上所述，然后可以将生成的差ΔT映射为GC信号，并且施加GC信号以抵消PA的自发热。
可以在IC上容易地实现合适的连续温度感测电路。例如，图8是连续温度补偿电路800的一个实施方式的示意图。温度传感器802包括耦接在电压供应与电路地之间的串联耦接的电阻器R和二极管D。电阻器R与二极管D之间的节点将具有根据周围温度而变化的电压Vt。电压Vt可以由跨导放大器804放大，该跨导放大器804将施加至其输入端子的电压转换成其输出端子处的电流。放大器804的输出表示温度传感器802的位置处的温度随时间的连续测量值T(t)。应当清楚的是，可以使用其他电路来确定T(t)。
在变型中，用于远端温度测量的连续温度感测电路800可以包括可选的S&H电路806，使得在脉冲开始时测量的环境温度可以在脉冲操作的开始附近被采样并保持，因此将环境温度测量值“锁定”成脉冲的持续时间内的不变值。S&H电路806将由脉冲开始(可能具有一些延迟)生成的保持信号控制。这样的配置将防止在脉冲操作期间PA自发热影响远端温度传感器。
连续温度补偿
上面描述的用于生成GC信号的任何电路(或它们的等同物)可以与偏置电流的连续温度补偿结合用于PA的一个或更多个级。众所周知，调整PA的增益以补偿环境温度例如IC在其中使用的环境(例如，嵌入位于沙漠中的移动电话外壳内)通常是有用的。
例如，诸如图8中所示的连续温度感测电路800可以位于与IC上的发热部件特别地PA放大器级有明显距离的位置处以使其他电路生成的热量对IC的影响最小化。这种连续温度感测电路800的输出可以施加至映射电路以生成环境GC信号。虽然GC信号和上述连续GC信号与相关联的PA的自发热相关，但环境GC信号被设计成与这样的自发热不相关。在一些实施方式中，环境GC信号可以与施加至PA的正常偏置电流求和，以补偿由于环境温度的变化而引起的增益的变化。此外，GC信号或连续GC信号可以与施加至PA的正常偏置电流求和，以补偿由于在脉冲操作期间PA自发热而引起的增益的变化。
间接温度测量
在上述实施方式中，通过一个或更多个温度传感器电路直接测量脉冲操作期间的PA自发热。在替选实施方式中，可以推断(即间接测量)脉冲操作期间的PA自发热。例如，代替测量由于自发热而引起的PA温度上升并且使用该结果调整增益，可以测量根据脉冲操作期间PA的自发热而变化的PA的另一电路参数或PA的缩放复制的另一电路参数。生成的测量值可以用于调整PA的有效增益，例如通过向PA的一个或更多个放大器级的偏置电流增加偏移设置电流来调整。
图9是间接温度测量增益控制信号生成电路900的第一实施方式。电路900包括具有增益控制调整(例如可调整偏置电路)的常规PA 902。还包括缩放的复制放大器904，其以已知的方式模仿PA 902的特性和性能行为但是具有较小的规模(例如1/8规格)。复制放大器904将被制造得紧密靠近PA 902，以在脉冲操作期间受PA 902的自发热的影响。复制放大器904的标称增益通常与PA 902的标称增益相同以使相关性最大化，但是也可以设置成某个其他值例如1以简化测量。
在所示的示例中，参考信号被施加至复制放大器904的输入和常规测量电路906的第一输入，常规测量电路906可以例如测量期望参数例如增益、功率、电压、电流等。当使用复制放大器904时，参考信号通常是RF或AC信号(例如，0.5V±10mV)，旨在简化对复制放大器904的小信号响应的测量。复制放大器904的输出耦接至测量电路906的第二输入，测量电路906输出表示参考信号与复制放大器904的输出之间(例如在增益、功率、电压、电流等方面)的差的信号。
由于复制放大器904模仿PA902的行为并且位于PA 902附近，因此在脉冲操作期间PA 902的自发热将在复制放大器904中引起相关的温度变化。在脉冲期间复制放大器904的温度的变化将使复制放大器904的增益下垂。测量电路906将输出与参考信号相比的下垂量成比例的信号，该信号因此表示在脉冲期间在PA 902中发生的下垂的间接的温度相关的测量。测量电路906输出可以耦接至映射和增益控制电路908，该映射和增益控制电路908提供合适的GC信号返回至PA 902和复制放大器904来以足以基本上抵消下垂的量来增加它们各自的增益。
由于复制放大器电路904的测量参数(例如增益的变化)仅在PA 902的脉冲操作期间测量，并且直接考虑作为脉冲操作期间PA 902的自发热的函数的特性，所以无需采样保持电路。可替选地，可以(例如在测量电路906内或之后)提供S&H电路(未示出)以在t0处捕获复制放大器电路904的测量参数的DC表示，并且将该保持值与PA 902的脉冲操作期间复制放大器电路904的瞬时参数值进行比较以确定放大器电路904的增益下垂量(并且因此确定由于脉冲操作期间PA 902的自发热而引起的PA 902的增益下垂量)。两个测量值之间的差将被施加至映射和增益控制电路908，以生成合适的GC信号返回至PA 902和复制放大器904来以足以基本上抵消下垂的量增加它们各自的增益。采样保持配置可以连续使用，或者也可以作为采样系统使用。使用采样版本的益处是使调整范围最小化(例如，Δ10℃而不是例如-40℃至+85℃的125℃的差)。
关于复制电路与PA结合使用的另外的细节在2014年5月7日提交的题为“MismatchDetection Using Replica Circuit”的美国专利申请第14/272,415号中公开，上述申请通过引用并入本文。
注意，可以使用其中功率测量电路906耦接至PA 902自身的输入和输出(即，不使用复制放大器904)的类似的方法。
图10是间接温度测量增益控制信号生成电路1000的第二实施方式。在该实施方式中，代替如图9所示使用AC信号作为参考信号，可以将正DC电压和负DC电压(例如，0.5V+10mV＝0.51V，以及0.5V-10mV＝0.49V)施加至位于PA 902附近的一对缩放的复制放大器1002a、1002b。复制放大器1002a、1002b的输出可以施加至第一差分放大器1004。
第一差分放大器1004的输出表示复制放大器1002a、1002b的增益，假定复制放大器1002a、1002b的增益相等并且也等于PA 902的增益。输出信号表示增益，因为假定DC输入信号是已知且准确的。作为示例，如果+DC＝1V+0.1V，并且-DC＝1V-0.1V，则输入电压之间的差等于(1+0.1)-(1-0.1)＝0.2V。如果复制放大器1002a、1002b的增益为10，则复制放大器1002a、1002b的输出之差为10×0.2＝2V。如果复制放大器1002a、1002b的增益由于PA902的自发热而增加至11，则该输出差将增加至2.2V。然后将该差电压(表示增益)与第二差分放大器1006中的Vref进行比较，以确定差值是太高还是太低。
与图9一样，映射和增益控制电路908生成合适的GC信号返回至PA 902和复制放大器1002a、1002b来以足以基本上抵消下垂的量来增加它们各自的增益。因此，图10的配置允许仅通过使用DC测量值来确定复制放大器1002a、1002b的小信号响应。该架构的变型也可以以与上面针对图9的S&H电路变型描述的架构类似的方式利用S&H电路(未示出)。
温度感测电路的布置
特定功率放大器IC可以包括用于测量脉冲操作期间PA自发热的一个或更多个温度传感器，并且可以包括用于连续温度补偿目的的一个或更多个温度传感器。图11是包括PA的IC 1100的示例布局的顶部平面视图。该示例包括包含用于PA的电路的主区域1102以及包含用于复制放大器的电路的次级区域1104。示出了用于PA脉冲操作自发热温度传感器在主PA区域1102附近的若干可能位置A至D。还示出了用于连续温度补偿温度传感器的若干可能位置E至H。其他位置和更少或更多的位置可以用于任一种温度传感器。如上所述，次级区域1104内的一个或更多个复制放大器也可以用于间接测量相邻主区域1102中的PA的自发热。
在具有两个放大器级的许多PA中，最终级可能生成多达80％的PA热量，其余的PA热量由驱动级生成。因此，将PA脉冲操作自发热温度传感器布置在最终级附近通常是有益的。
PA脉冲操作自发热温度传感器与PA的功率消耗元件的紧密靠近是重要的。虽然上面公开的构思在距PA很远的传感器位置的情况下工作，但是距离会增加测量的响应时间，并且因此会导致校正GC信号的生成出现迟延。
在一些应用中，将温度传感器制造在多个位置例如位置A至H中并且然后确定特定位置中的哪些传感器提供较好的性能(例如，较快的响应、较好的准确性、较强的输出信号等)可能是有用的。例如，在一个测试IC中，使用16个PA脉冲操作自发热温度传感器来研究最佳选址。此后，如上所述，来自所选传感器的输出可以耦接至用于补偿在脉冲操作期间PA自发热的电路或者耦接至合适的一般连续温度补偿电路。
在其他应用中，在确定GC信号和/或连续GC信号时包括若干温度传感器的输出可能是有用的。例如，图11中的围绕主PA区域1102的外围的位置A和B处的温度传感器的输出可以被确定(并且缩放或加权，如果需要的话)以为主PA区域1102提供自发热温度的平均值。
当如上所述利用两个或更多个连续温度感测电路800来确定ΔT＝T(p)-T(d)时，可以将近端位置例如A至D与远端位置E至H配对。
方法
本发明的另一方面包括用于对具有受目标电路的脉冲操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的目标电路进行温度补偿的方法。例如，图12A是用于对具有受目标电路的脉冲操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的目标电路进行温度补偿的第一方法的过程流程图1200。该方法步骤包括：监视目标电路在脉冲操作期间的温度(步骤1202)；以及调整目标电路的一个或更多个电路参数以足以基本上抵消在脉冲操作期间目标电路的自发热对一个或更多个性能参数的影响(步骤1204)。
作为另一示例，图12B是用于对具有受目标电路的脉冲操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的目标电路进行温度补偿的第二方法的过程流程图1210。该方法步骤包括：在目标电路的脉冲操作开始之后的时间t0处捕获目标电路在脉冲操作期间的温度T(t＝t0)(步骤1212)；在时间t0之后的时间处和目标电路的脉冲操作期间对温度T(t>t0)进行采样(步骤1214)；确定ΔT＝T(t>t0)-T(t＝t0)并且根据ΔT生成校正信号(步骤1216)；以及施加校正信号以调整目标电路的一个或更多个电路参数以足以基本上抵消在目标电路的脉冲操作期间自发热对一个或更多个性能参数的影响(步骤1218)。
作为又一示例，图12C是用于对具有受目标电路的脉冲操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的目标电路进行温度补偿的第三方法的过程流程图1220。该方法步骤包括：在接近目标电路的位置处测量由于目标电路的脉冲操作期间的自发热而引起的目标电路的温度T(p)(步骤1222)；在远离目标电路的位置处测量目标电路在脉冲操作期间的温度T(d)(步骤1224)；确定ΔT＝T(p)-T(d)并且根据ΔT生成校正信号(步骤1226)；以及施加校正信号以调整目标电路的一个或更多个电路参数以足以基本上抵消在目标电路的脉冲操作期间自发热对一个或更多个性能参数的影响(步骤1228)。
上述方法的变型包括：在脉冲操作开始附近采样并保持T(d)；目标电路包括功率放大器，并且性能参数之一是功率放大器的脉冲操作期间功率放大器的增益或输出功率中的至少一个；目标电路包括具有被配置成接收输入射频信号并且输出放大的射频信号的至少一个放大器级的功率放大器，并且校正信号调整以下中的至少一个：用于一个或更多个放大器级的偏置电路；影响输入射频信号和/或放大的射频信号的一个或更多个阻抗匹配网络；用于放大输入射频信号和/或放大的射频信号的一个或更多个辅助放大器级；影响输入射频信号和/或放大的射频信号的幅度的一个或更多个衰减电路；功率放大器内或到功率放大器的一个或更多个电压和/或电流供应电路。
图12D是用于对目标电路进行温度补偿的方法的过程流程图1230。该方法包括：监视目标电路或目标电路的缩放复制中的一个的电路参数，其中电路参数根据目标电路的脉冲操作期间目标电路的自发热而变化(步骤1232)；以及调整目标电路的一个或更多个电路参数以足以基本上抵消在脉冲操作期间目标电路的自发热对电路参数的影响(步骤1234)。该方法的变型包括包含功率放大器的目标电路并且所监视的电路参数是功率放大器的脉冲操作期间功率放大器或功率放大器的至少一个缩放复制中的一个的增益。
图12E是用于对下述集成电路进行温度补偿的方法的过程流程图1240，所述集成电路包括：(1)具有由于在脉冲操作期间功率放大器的自发热而下垂的对应增益的功率放大器；以及(2)温度补偿电路。该方法包括：提供紧密靠近功率放大器的至少一个缩放复制放大器，每个缩放复制放大器具有耦合至参考信号的输入并且输出放大的参考信号，其中，每个缩放复制放大器具有由于功率放大器的脉冲操作期间功率放大器的自发热而引起的下垂的对应增益(步骤1242)；以及提供耦合至参考信号和放大的参考信号的功率测量和校正电路，以用于根据参考信号和放大的参考信号确定校正信号，该校正信号耦合至功率放大器以调整功率放大器的增益以足以基本上抵消在功率放大器的脉冲操作期间功率放大器的自发热对功率放大器的增益的影响(步骤1244)。
温度补偿的功率放大器
本发明包括上述电路的其他变型。例如，图13是模拟温度传感器和采样保持电路以及具有电流镜电路和共源共栅偏置电路的功率放大器的另一实施方式的示意图1300。
在图13所示的示例中，温度补偿可变电流源电路1302包括传感器和跟踪电路1304(在一些实施方式中也称为“采样保持”)。跟踪电路1304类似于图6A中所示的电路，但是具有若干变化。例如，图6A的单个二极管D已经被两个串联连接(即“堆叠”)二极管D1、D2代替，以提供更好的电压范围和分辨率；如果需要，可以使用两个以上的二极管。堆叠二极管使提供至初级差分放大器1306的第一输入的电压增加，这使得差分放大器1306的设计和操作更容易。另外，堆叠二极管降低了对存储电容器泄漏的敏感性。与图6a的电路一样，如果二极管D1、D2被制造得相当地紧密靠近功率放大器(PA)的放大器级，则电阻器R1与二极管D1、D2之间的节点将具有根据放大器级的温度而变化的电压Vt(参见上面关于温度传感器电路的布置的公开内容)。电阻器R1耦接至调节电压Vref(例如2.4V)。
作为变型的另一示例，差分放大器1306可以是根据差分输入电压产生输出电流的运算跨导放大器(OTA)。在一些实施方式中，差分放大器1306可以包括用于选择性地调节差分放大器1306的输出的电阻式数模转换器(RDAC)。如本领域已知的，RDAC是模仿电位计(因此，用于图13中的差分放大器1306的符号内部的可变电阻器符号)的模拟功能的数字控制的电子部件，并且经常用于修整和/或缩放模拟信号。
作为又一变型，传感器和采样保持(S&H)电路1304包括第二差分放大器1308，第二差分放大器1308具有直接耦接至差分放大器1306的输出和输出开关Sw1的第一“近”端子的第一输入以及直接耦接至输出开关Sw1的第二“远”端子的第二输入。第二差分放大器1308的输出通过采样开关Sw2耦接至存储电容器C与差分放大器1306的第二输入之间的节点。两个开关Sw1、Sw2可以实现为具有接通状态电阻RON和断开状态电容COFF的FET开关器件。如下面更详细地描述的，第二差分放大器1308使输出开关Sw1两侧的电压保持恒定以提高准确度。
在操作中，两个开关Sw1、Sw2的状态被设置成基本上模仿图6A的3端子开关608。因此，参照图13，当在初始状态下Sw1断开并且Sw2闭合时，差分放大器1306的输出(即通过第二差分放大器1308)耦接至存储电容器C与差分放大器的第二输入之间的节点。因此，存储电容器C将被充电，直至到差分放大器1306的两个输入都等于Vt，该电压表示PA的相关联的放大器级的瞬时温度。更确切地，对于差分放大器1306是OTA的情况，正输入上的电压将是Vt，而负输入(和存储电容器C)上的电压将是Vt与差分放大器1306中将其输出电流设置成零所需的累积偏移(不平衡)的倒数的组合(一旦存储电容器C上的电压稳定为静态值，就没有电流可以流动)。因此，跟踪电路1304实际上在采样阶段期间校准其所有偏移，并且存储电容器C实质上不断地跟踪相关联的PA的温度。
在短暂延迟(例如约5μS至10μS)之后，保持信号将Sw2设置成断开同时使Sw1保持断开，因此将差分放大器1306的输出并且从而将存储电容器C与(再次，通过第二差分放大器1308传送的)来自差分放大器1306的任何另外的输入去耦；这种转变提供了不交叠的切换序列以减少采样误差。在断定保持信号的时刻t0，存储电容器C具有表示相关联的PA放大器级的温度T(t＝t0)(以及任何相关联的跟踪电路1304的偏移)，的电荷(以有效地动态地校准如上所述的这样的偏移)。因此，将差分放大器1306的输出去耦达短暂的(例如0.1μS至1μS)转变时段使得电路能够稳定至新的状态——因此避免瞬态——同时保留存储电容器C上的采样的电荷。
此后，监视信号将Sw1设置成闭合同时使Sw2保持断开。当跟踪电路1304处于这种配置时，差分放大器1306的一个输入是表示T(t＝t0)的存储电容器C上存储的电荷(电压)，而差分放大器1306的另一输入是表示T(t>t0)的Vt——也就是说，连续测量的PA的温度。差分放大器1306的输出是ΔT，ΔT表示初始温度T(t＝t0)与随后测量的由于PA在操作期间自发热而引起的PA操作温度T(t>t0)之间的差。
差分放大器1306的输出通过输出开关Sw1选择性地耦接至包括FET M1至M4、电阻器R2、可变电阻器R3(例如RDAC)和差分放大器1310的偏置校正电路的输入节点，如电流镜配置中所示的耦接。FET M2和FET M3的栅极耦接至偏置电压Vbias(例如2.4V)。差分放大器1310的第一输入耦接至参考电压Vbg例如来自带隙电压参考的参考电压，该带隙电压参考在IC中广泛使用、产生基本上恒定的电压而不管电源变化、温度变化和负载的与温度无关的电压参考电路。差分放大器1310的第二输入耦接至FET M4与可变电阻器R3之间的节点。差分放大器1310的输出耦接至FET M4和FET M1的栅极。差分放大器1310、可变电阻器R3和FET M4形成恒定(但可设置)电流源1312，其中输出电流等于Vbg/R3。恒定电流源1312用于为偏置校正电路设置期望的平均电流输出。然后通过将共源共栅FET M2和FET M3的漏极连接在一起来对该平均电流与来自跟踪电路1304的电流求和以生成作为ΔT的函数的输出1314。该方法确保跟踪电路1304不会使平均电流降低至低于通过恒流源1312设置的电流。
鉴于关于偏置校正电路的配置的上述细节，可以更好地理解第二差分放大器1308的操作。OTA配置的差分放大器1306的输出是高阻抗，FET的漏极也是如此。FET M2处于共源共栅配置并且具有低输入阻抗，并且因此设置FET M2的源极处的节点电压。在输出开关Sw1的“近”端子上和(耦接至开关Sw1的“远”端子的)FET M2的源极处，OTA差分放大器1306输出电压当开关Sw1从断开状态转换至闭合状态时将处于稍微不同的电压处，因此产生必须解决的瞬态。通过添加第二差分放大器1308，很大程度上消除了这种瞬态效应。第二差分放大器1308用于降低跨断开输出开关Sw1的电压。实现这种情况的到OTA差分放大器1306的输入偏移电压存储在存储电容器C上。然后，将采样开关Sw2断开并且将输出开关Sw1闭合，导致瞬态事件大大减少。基本构思是使在切换事件之前和之后跨开关Sw1的电压相等。应当明显的是，可以使用许多其他电路配置来实现该目标。
温度补偿的可变电流源电路1302的求和输出1314耦接至功率放大器电路1322。在所示的示例中，功率放大器电路1322包括共源共栅电流镜电路1322、主放大器电路1324以及分压器偏置电路1326。为了避免混乱，省略了主放大器电路1324的输入端子和输出端子以及其他电路细节。共源共栅电流镜电路1322可以是例如上面引用的序列号为第15/268,229号的美国专利申请中所描述的类型的共源共栅放大器，略微修改以包括来自温度补偿的可变电流源电路1302的输入。
共源共栅电流镜电路1322包括至少两个串联连接的FET的FET堆叠1330；类似地，主放大器电路1324包括至少两个串联连接的FET的FET堆叠1332(注意，该堆叠不需要具有相同数目的FET)。在该示例中，FET堆叠1330、1332中的FET(除了每个FET堆叠中的底部或最后一个FET Mb0、M0以外)由从分压器偏置电路1326得到的电压进行偏置。如图13所示，分压器偏置电路1326可以包括可以由二极管连接的FET Md终止的两个或更多个串联连接的电阻器(未标记)。在一些实施方式中，可以为共源共栅电流镜电路1322和主放大器电路1324提供单独的分压器偏置电路。
每个FET堆叠中的底部或最后一个FET Mb0、M0从下面描述的公共源极进行偏置。共源共栅电流镜电路1322的目的是基本上充当看到与主放大器电路1324类似的偏置电压的电流镜，其中共源共栅电流镜电路1322中的晶体管器件的FET堆叠1330是主放大器电路1324中的晶体管器件的FET堆叠1332的按比例缩小的复制。
通过包括具有耦接至温度补偿的可变电流源电路1302的输出1314的第一输入和耦接至节点“X”的第二输入(在没有温度补偿的可变电流源电路1302的情况下，第二输入将直接耦接至每个FET堆叠1330、1332中的最后一个FET Mb0、M0的栅极作为偏置)的差分放大器1340根据序列号为第15/268,229号的美国专利申请中描述的示例修改所示的共源共栅电流镜电路1322。在该示例中，差分放大器1340的输出作为偏置电压Vg1直接耦接至每个FET堆叠1330、1332中的最后一个FET Mb0、M0的栅极；然而，耦接可以是间接的，例如通过下面参照图14描述的类型的源极跟随器电路耦接。温度补偿的可变电流源电路1302的输出1314是ΔT的函数，ΔT表示初始温度T(t＝t0)与随后测量的由于PA在操作期间自发热引起的PA操作温度T(t>t0)之间的差。因此，输出1314与节点“X”处的标称偏置电流的任何偏差将使差分放大器1340修改提供至每个FET堆叠1330、1332中的最后一个FET Mb0、M0的栅极的偏置电压Vg1以对任何测量的ΔT进行补偿。
更详细地，共源共栅电流镜电路1322使用差分放大器1340来调整施加至每个FET堆叠1330、1332中的最后一个FET Mb0、M0的栅极的栅极电压Vg1直至跨电阻R10与R20的电压降相等。跨R10的电压是电阻R10乘以来自温度补偿的可变电流源电路1302的电流，并且跨R20的电压是电阻R20乘以共源共栅电流镜电路1322的FET堆叠1330(即复制放大器堆叠)中的电流。注意，通过选择两个FET堆叠1330、1332的FET器件宽度的比率并且还通过缩放电阻R10和R20，任何FET堆叠1330、1332中的电流可以被设置成来自温度补偿的可变电流源电路1302的输入参考电流的任何比率。
应当明显的是，温度补偿的可变电流源电路1302可以与其他功率放大器配置——包括在序列号为第15/268,229号的美国专利申请中描述的其他PA电路——结合使用。偏置电路细节的另外的示例和细节在于2016年9月28日提交的题为“Bias Control forStacked Transistor Configuration”的序列号为第15/279,274号的美国专利申请和于2017年12月5日公开的题为“Standby Voltage Condition for Fast RF Amplifier Bias”的美国专利第9,837,965号中进行了描述，二者都转让给本发明的受让人，二者中的每一个的全部内容通过引用并入本文。
具有待机模式的温度补偿功率放大器
在一些集成电路(IC)中，使包括电容充电和放电以及器件瞬态例如浮体效应的瞬态效应最小化是非常重要的。特别地，在一些IC中，避免或减轻绝缘体上硅(SOI)衬底(特别地具有富陷阱层的SOI衬底)中累积电荷的形成是非常有益的。对于一些RF功率放大器SOIIC尤其如此。[为了更全面地讨论SOI衬底中的累积电荷和富陷阱层，请参见2017年5月19日提交的题为“Transient Stabilized SOI FETs”的序列号为第15/600,579号的美国专利申请，该专利申请转让给本发明的受让人，其全部内容通过引用并入本文。]
解决这样的瞬态效应的一些技术包括在活动模式与待机模式之间切换时使电压变化最小化的电路，特别是对于功率放大器。例如，在功率放大器(PA)电路中，当PA处于非活动状态(即处于待机模式)时，可以限制PA的一些部分中的电流流动，因此避免电路内至少一些FET的完全关闭状态。温度补偿的可变电流源电路1302可以有利地与这样的PA一起使用。
作为一个示例，图14是具有待机模式电路的示例性温度补偿的功率放大器的示意图1400。所示的示例在许多方面类似于图13中所示的电路，并且包括温度补偿的可变电流源电路1302(简化为符号表示)、共源共栅电流镜电路1402、主放大器电路1324和分压器偏置电路1326。增加的电路是待机模式电路1404。另外，共源共栅电流镜电路1402在一些方面不同于图13的共源共栅电流镜电路1332。
所示的待机模式电路1404包括常规偏置的顶部FET MT和从共源共栅电流镜像电路1402偏置的底部FET MB。顶部FET MT防止跨底部FET MB的过量漏极-源极电压Vds。应当清楚的是，在待机模式电路1404的其他实施方式中可以使用其他数目的FET。
待机模式电路1404被偏置以提供始终处于电路中的低电流信号路径(例如，约100nA)，但是当主放大器电路1324在不需要信号放大的时段期间关闭时被偏置为低电流状态。单独地切换至待机模式电路1404的显著益处是这样做使得FET节点电压在活动模式与待机模式之间保持恒定，这是因为SOI IC内的FET的某些节点电压变化越小，由于IC有源层中的电路活动而可能累积的电荷越稳定。
为了实现这样的选择能力，所示的共源共栅电流镜电路1402包括可以在活动状态A与待机状态S之间切换的三个开关1406、1408、1410(注意，开关符号处于中性、未选择的状态，以清楚地显示它们的切换功能)。当所有开关1406、1408、1410处于有源状态A时，整个电路的配置基本上与图13中所示的电路的配置相同，除了待机模式电路1404保持在低电流状态下操作，并且差分放大器1340输出耦接至源极跟随器晶体管MSF，该源极跟随器晶体管MSF的输出耦接至每个堆叠1330、1332中的最后一个FET Mb0、M0的栅极以外(然而，如上所述，相同或类似的源极跟随器电路也可以用在图13的电路中)。
相比之下，当所有开关1406、1408、1410处于待机状态S时，每个堆叠1330、1332中的最后一个FET Mb0、M0的栅极输入中的至少一个耦接至固定电位例如电路地，以足以将对应的电路(即，共源共栅电流镜电路1402和/或主放大器电路1324)相对于输入信号放大设置成关闭状态(为了清楚起见，共源共栅电流镜电路1402的一部分可以在待机状态S下保持活动以向待机模式电路1404提供偏置，但是共源共栅电流镜电路1402的堆叠1330被呈现为非活动，并且共源共栅电流镜电路1402不能响应来自温度补偿的可变电流源电路1302的温度变化输出1314)。另外，提供至待机模式电路1404的底部FET MB的偏置通过限制通过待机模式电路1404的电流的不同路径提供。更具体地，代替将差分放大器1340的一个输入耦接至电阻器R10和温度补偿的可变电流源电路1302的输出，以及将差分放大器1340的另一输入耦接至节点“X”，这些输入在待机状态S下分别切换至低电流电阻分压器R0、R0'和待机模式电路1404的节点“Y”。因此，温度补偿的可变电流源电路1302在待机状态S下从共源共栅电流镜电路1402断开。
电阻分压器R0、R0'使用高值电阻器以实现低电流消耗，并且设置接近有源状态下正常操作范围的分压(在一个示例实施方式中，约VCC-0.2V)。通过将差分放大器1340的一个输入从节点“X”切换至节点“Y”，共源共栅电流镜像电路1322的电阻器R20和FET堆叠1330被相同物的非常低电流版本即待机模式电路1404的电阻器R30和FET替换。这允许共源共栅电流镜电路1402在闭环操作模式下保持活动。因此，图14的电路避免了电路内至少一些FET的完全关闭状态，并且使IC内的FET节点电压在活动模式与待机模式之间保持恒定。
另一技术是省略待机模式电路1404，并且使差分放大器1340和源极跟随器晶体管MSF在待机模式下保持活动，但是仅利用合适的电路减小源极跟随器晶体管MSF中的电流。共源共栅电流镜电路1402的堆叠1330和主放大器电路1324的堆叠1332因此将保持偏置和活动，但是处于降低的电流水平。
值得注意的是，图13中所示的技术与特别地图14中所示的技术的组合得到可以满足具有挑战性的产品要求的偏置电路。
与温度补偿的功率放大器有关的方法
本发明的另一方面包括用于对集成电路特别地功率放大器进行温度补偿的方法。例如，图15是用于对集成电路特别地功率放大器进行温度补偿的第一方法的过程流程图1500。该方法步骤包括：提供相对于放大器定位的至少一个传感器以测量放大器的温度T并且生成表示这样的温度T的输出信号[步骤1502]；提供至少一个跟踪电路，每个跟踪电路耦接至至少一个传感器，每个跟踪电路被配置成在放大器的操作开始之后的时间t0处捕获温度T(t＝t0)并且被配置成在时间t0之后的时间处和在放大器操作期间对温度T(t>t0)进行采样，所述至少一个跟踪电路包括：(a)第一差分放大器，其具有耦合至对应传感器的输出信号的第一输入、第二输入以及表示施加至第一差分放大器的第一输入与第二输入的信号之间的差的输出；(b)输出开关，其具有耦合至第一差分放大器的输出信号的第一端子，并且具有被配置成耦接至偏置校正电路的第二端子；(c)第二差分放大器，其具有耦接至第一差分放大器的输出信号和输出开关的第一端子的第一输入、耦接至输出开关的第二端子的第二输入以及表示施加至第二差分放大器的第一输入与第二输入的信号之间的差的输出；(d)采样开关，其具有耦接至第二差分放大器的输出的第一端子和耦接至第一差分放大器的第二输入的第二端子；以及(e)存储电容器，其耦接至第一差分放大器的第二输入和采样开关的第二端子[步骤1504]；在第一阶段中，至少在时间t0处将第一差分放大器的输出耦接至存储电容器和第一差分放大器的第二输入，使得电容器上的电荷表示初始温度T(t＝t0)[步骤1506]；在第二阶段中，将第一差分放大器的输出与存储电容器耦接，并且表示(i)耦合至第一差分放大器的第一输入并且表示温度T(t>t0)的对应传感器的输出信号与(ii)耦合至第一差分放大器的第二输入并且表示温度T(t＝t0)的存储电容器电荷之间的差ΔT[步骤1508]；以及根据来自至少一个跟踪电路的ΔT生成校正信号，该校正信号被配置成耦合至一个或更多个其他电路以调整一个或更多个其他电路的一个或更多个电路参数，以足以基本上抵消在放大器的操作期间瞬态效应的影响[步骤1510]。
上述方法的另外的方面可以包括以下元件中的一个或更多个：第一差分放大器，其是运算跨导放大器；运算跨导放大器，其包括用于选择性地调节运算跨导放大器的输出的电阻式数模转换器；至少一个传感器，所述至少一个传感器包括多个串联耦接的二极管；第二差分放大器，其使在切换事件之前和之后跨输出开关的电压均衡；对校正信号进行配置以在放大器操作期间调整到放大器的偏置信号；瞬态效应，包括放大器操作期间放大器的自发热；提供用于生成选择的平均电流输出的恒定电流源，并且提供用于对表示差ΔT的第一差分放大器的输出与恒定电流源的平均电流输出求和的电路；以及/或者其中，放大器包括至少一个放大器级，所述至少一个放大器级被配置成接收输入射频信号并且输出放大的射频信号并且还包括将校正信号耦合至用于一个或更多个放大器级的偏置电路并且调整用于一个或更多个放大器级的偏置电路以基本上抵消在放大器的操作期间自发热对放大器的增益的影响。
上述方法的另外的方面可以包括以下元件中的一个或更多个：其中，放大器包括：主放大器电路，其包括具有最后一个FET M0的场效应晶体管(FET)堆叠；共源共栅电流镜电路，其耦接至主放大器电路并且包括具有最后一个FET Mb0的FET堆叠；第一分压器偏置电路，其耦接至主放大器电路的FET堆叠；第二分压器偏置电路，其耦接至共源共栅电流镜电路的FET堆叠；以及差分放大器，其具有耦接至共源共栅电流镜电路的节点的第一输入、耦合至来自校正电路的校正信号的第二输入以及直接或间接耦合以对最后一个FET M0和最后一个FET Mb0进行偏置的输出；以及/或者其中，第一分压器偏置电路和第二分压器偏置电路是相同的电路。
上述方法的另外的方面可以包括以下元件中的一个或更多个：其中，放大器包括：主放大器电路，其包括具有最后一个FET M0的场效应晶体管(FET)的堆叠；低电流待机模式电路；共源共栅电流镜电路，其耦接至主放大器电路并且包括具有最后一个FET Mb0的FET堆叠；第一分压器偏置电路，其耦接至主放大器电路的FET堆叠；第二分压器偏置电路，其耦接至共源共栅电流镜电路的FET堆叠；差分放大器，其具有第一输入、第二输入和输出；源极跟随器电路，其耦接至差分放大器的输出，并且输出偏置信号；第一开关，其被配置成在活动状态下将差分放大器的第一输入耦合至校正电路的校正信号，并且在待机状态下将差分放大器的第一输入耦接至低电流电阻分压器；第二开关，其被配置成在活动状态下将差分放大器的第二输入耦接至共源共栅电流镜电路的节点，并且在待机状态下将差分放大器的第二输入耦接至低电流待机模式电路的节点；以及第三开关，其被配置成在活动状态下将源极跟随器电路的输出偏置信号耦合至最后一个FET M0和最后一个FET Mb0，并且被配置成在待机状态下将主放大器电路和共源共栅电流镜像电路中的至少一个相对于输入信号放大设置成关闭状态；以及/或者其中，第一分压器偏置电路和第二分压器偏置电路是相同的电路。
作为另一示例，图16是用于对集成电路特别地功率放大器进行温度补偿的第二方法的过程流程图1600。该方法步骤包括：配置温度补偿的可变电流源电路，以监视具有受目标电路的操作期间的瞬态效应影响的一个或更多个性能参数的目标电路的温度，以用于根据(i)操作期间的目标电路的温度T(t>t0)与(ii)操作之前的初始时间处的目标电路的温度T(t＝t0)之间的差ΔT生成校正信号[步骤1602]；提供主放大器电路，其包括具有最后一个FET M0的场效应晶体管(FET)堆叠[步骤1604]；提供共源共栅电流镜电路，其耦接至主放大器电路并且包括具有最后一个FET Mb0的FET堆叠[步骤1606]；提供第一分压器偏置电路，其耦接至主放大器电路的FET堆叠[步骤1608]；提供第二分压器偏置电路，其耦接至共源共栅电流镜电路的FET堆叠[步骤1610]；以及提供差分放大器，其具有耦接至共源共栅电流镜电路的节点的第一输入、耦合至校正信号的第二输入以及直接或间接耦接以对最后一个FET M0和最后一个FET Mb0进行偏置的输出[步骤1612]。
作为又一示例，图17A和图17B是用于对集成电路特别地功率放大器进行温度补偿的第二方法的过程流程图1700。该方法步骤包括：配置温度补偿的可变电流源电路，以监视具有受目标电路的操作期间的瞬态效应影响的一个或更多个性能参数的目标电路的温度，以用于根据(i)操作期间的目标电路的温度T(t>t0)与(ii)操作之前的初始时间处的目标电路的温度T(t＝t0)之间的差ΔT生成校正信号[步骤1702]；提供主放大器电路，其包括具有最后一个FET M0的场效应晶体管(FET)堆叠[步骤1704]；提供低电流待机模式电路；提供共源共栅电流镜电路，其耦接至主放大器电路并且包括具有最后一个FET Mb0的FET堆叠[步骤1706]；提供第一分压器偏置电路，其耦接至主放大器电路的FET堆叠[步骤1708]；提供第二分压器偏置电路，其耦接至共源共栅电流镜电路的FET堆叠[步骤1710]；提供差分放大器，其具有第一输入、第二输入和输出[步骤1712]；提供源极跟随器电路，其耦接至差分放大器的输出并且输出偏置信号[步骤1714]；提供第一开关，其被配置成在活动状态下将差分放大器的第一输入耦合至校正信号，并且在待机状态下将差分放大器的第一输入耦接至低电流电阻分压器[步骤1716]；提供第二开关，其被配置成在活动状态下将差分放大器的第二输入耦接至共源共栅电流镜电路的节点，并且在待机状态下将差分放大器的第二输入耦接至低电流待机模式电路的节点[步骤1718]；以及提供第三开关，其被配置成在活动状态下将源极跟随器电路的输出偏置信号耦合至最后一个FET M0和最后一个FET Mb0，并且被配置成在待机状态下将主放大器电路和共源共栅电流镜电路中的至少一个相对于输入信号放大设置成关闭状态[步骤1720]。
制造技术和选择
如对于本领域普通技术人员应当明显的是，可以实现本发明的各种实施方式以满足各种各样的规范。除非另有说明，否则选择合适的部件值是设计选择的问题，并且本发明的各种实施方式可以以任何合适的IC技术(包括但不限于MOSFET结构)或者以混合或分立电路形式实现。可以使用任何合适的衬底和工艺来制造集成电路实施方式，包括但不限于标准体硅、绝缘体上硅(SOI)和蓝宝石上硅(SOS)。除非以上另有说明，否则本发明可以以其他晶体管技术例如双极、GaAs HBT、GaN HEMT、GaAs pHEMT和MESFET技术实现。然而，上述发明构思对于基于SOI的制造工艺(包括SOS)以及具有类似特性的制造工艺特别有用。在SOI或SOS上制造CMOS能够实现低功耗、能够在操作期间承受由于FET堆叠导致的高功率信号、良好的线性度和高频操作(超过约1GHz，特别地在2.4GHz和5GHz的常见WiFi频率下以及甚至更高的频率下操作)。
可以根据特定规范和/或实现技术(例如，NMOS、PMOS或CMOS以及增强模式或耗尽模式晶体管器件)来调整电压水平或者反转电压和/或逻辑信号极性。可以根据需要例如通过调整器件尺寸来适应性调整部件电压、电流和功率处理能力，串联地“堆叠”部件(特别地FET)以承受较大的电压，以及/或者使用并联的多个部件来处理较大的电流。可以添加另外的电路部件以增强所公开的电路的能力和/或提供额外的功能而不会显著改变所公开的电路的功能。
已经描述了本发明的许多实施方式。应当理解，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下进行各种修改。例如，上述一些步骤可以是顺序无关的，并且因此可以以与所描述的顺序不同的顺序执行。此外，上述一些步骤可以是可选的。关于上述方法描述的各种活动可以以重复、串行或并行的方式执行。
应当理解，前面的描述旨在说明而不是限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求书的范围限定，并且其他实施方式在权利要求书的范围内。(注意，权利要求元件的括号标记是为了便于引用这样的元件，并且本身并不指示元件的特定要求排序或枚举；此外，这样的标记可以在从属权利要求中作为对另外的元件的引用来再使用，而不被视为开始相互矛盾的标记序列。)

Claims (25)

1.一种补偿电路，其被配置成监视具有受目标电路的操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的所述目标电路，其中，所述补偿电路被配置成耦合至并且调整所述目标电路的一个或更多个电路参数，以足以抵消在所述目标电路的操作期间自发热对所述一个或更多个性能参数的影响，所述补偿电路包括：
(a)相对于所述目标电路定位的至少一个传感器，以测量所述目标电路的温度T并且生成表示这样的温度T的输出信号；
(b)至少一个跟踪电路，每个跟踪电路耦接至至少一个传感器，每个跟踪电路被配置成在所述目标电路的操作开始之后的时间t0处捕获温度T(t＝t0)，并且被配置成在时间t0之后的时间处和在所述目标电路的操作期间对温度T(t>t0)进行采样，所述至少一个跟踪电路包括：
(1)差分放大器，其具有耦合至对应传感器的所述输出信号的第一输入、第二输入以及表示施加至所述第一输入与所述第二输入的信号之间的差的输出；以及
(2)存储电容器，其耦接至所述差分放大器的所述第二输入，
并且选择性地耦接至所述差分放大器输出；
其中：
(A)在第一阶段中，至少在时间t0处所述差分放大器的所述输出耦接至所述存储电容器和所述差分放大器的所述第二输入，使得所述电容器上的电荷表示初始温度T(t＝t0)；以及
(B)在第二阶段中，所述差分放大器的所述输出与所述存储电容器去耦，并且表示(i)耦合至所述第一输入并且表示温度T(t>t0)的所述对应传感器的所述输出信号与(ii)耦接至所述第二输入并且表示温度T(t＝t0)的所述存储电容器电荷之间的差ΔT；以及
(c)耦接至至少一个跟踪电路的校正电路，以用于根据来自所耦接的至少一个跟踪电路的ΔT生成校正信号，所述校正信号被配置成耦合至并且调整所述目标电路的所述一个或更多个电路参数，以足以抵消在所述目标电路的操作期间自发热对所述一个或更多个性能参数的影响。
2.根据权利要求1所述的补偿电路，其中，所述目标电路包括放大器，并且所述性能参数之一是在所述放大器的操作期间所述放大器的增益或输出功率中的至少一个。
3.根据权利要求1所述的补偿电路，其中，所述目标电路包括放大器，所述放大器具有被配置成接收输入射频信号并且输出放大的射频信号的至少一个放大器级，并且其中，所述校正信号被配置成耦合至并且调整以下中的至少一个：用于一个或更多个放大器级的偏置电路；影响所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的一个或更多个阻抗匹配网络；用于放大所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的一个或更多个辅助放大器级；影响所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的幅度的一个或更多个衰减电路；所述放大器内或到所述放大器的一个或更多个电压和/或电流供应电路。
4.根据权利要求1所述的补偿电路，其中，所述差分放大器的所述输出是施加至所述第一输入的来自对应传感器的所述输出信号加上所述差分放大器中将所述差分放大器的所述输出电流设置成近似零所需的累积偏移的组合，从而有效地校准这样的偏移。
5.根据权利要求1所述的补偿电路，其中，所述第一阶段包括：
(a)采样阶段，在所述采样阶段期间所述差分放大器的所述输出耦接至所述存储电容器和所述差分放大器的所述第二输入，使得所述电容器上的电荷表示温度T；以及
(b)随后的保持阶段，在所述随后的保持阶段期间在时间t0处所述差分放大器的所述输出与所述存储电容器去耦。
6.一种集成电路，其包括(1)具有在操作期间下垂的增益的放大器以及(2)补偿电路，所述补偿电路包括：
(a)相对于所述放大器定位的至少一个传感器，以测量所述放大器的温度T并且生成表示这样的温度T的输出信号；
(b)至少一个跟踪电路，每个跟踪电路耦接至至少一个传感器，每个跟踪电路被配置成在所述放大器的操作开始之后的时间t0处捕获温度T(t＝t0)，并且被配置成在时间t0之后的时间处和在所述放大器的操作期间对温度T(t>t0)进行采样，所述至少一个跟踪电路包括：
(1)差分放大器，其具有耦合至对应传感器的所述输出信号的第一输入、第二输入以及表示施加至所述第一输入与所述第二输入的信号之间的差的输出；以及
(2)存储电容器，其耦接至所述差分放大器的所述第二输入，
并且选择性地耦接至所述差分放大器输出；
其中：
(A)在第一阶段中，至少在时间t0处所述差分放大器的所述输出耦接至所述存储电容器和所述差分放大器的所述第二输入，使得所述电容器上的电荷表示初始温度T(t＝t0)；以及
(B)在第二阶段中，所述差分放大器的所述输出与所述存储电容器去耦，并且表示(i)耦合至所述第一输入并且表示温度T(t>t0)的所述对应传感器的所述输出信号与(ii)耦合至所述第二输入并且表示温度T(t＝t0)的所述存储电容器电荷之间的差ΔT；以及
(c)耦接至至少一个跟踪电路的校正电路，以用于根据来自所耦接的至少一个跟踪电路的ΔT生成校正信号，所述校正信号耦合至所述集成电路上的一个或更多个电路以调整所述一个或更多个电路的一个或更多个电路参数，以足以抵消在所述放大器的操作期间自发热对所述放大器的增益的影响。
7.根据权利要求6所述的集成电路，其中，在所述放大器的操作期间所述校正信号耦合至并且调整所述放大器的增益或输出中的至少一个。
8.根据权利要求6所述的集成电路，其中，所述放大器包括被配置成接收输入射频信号并且输出放大的射频信号的至少一个放大器级，并且其中，所述校正信号耦合至并且调整以下中的至少一个：用于一个或更多个放大器级的偏置电路；影响所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的一个或更多个阻抗匹配网络；用于放大所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的一个或更多个辅助放大器级；影响所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的幅度的一个或更多个衰减电路；所述放大器内或到所述放大器的一个或更多个电压和/或电流供应电路。
9.一种补偿电路，其被配置成监视具有受目标电路的操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的所述目标电路，其中，所述补偿电路被配置成耦合至并且调整所述目标电路的一个或更多个电路参数，以足以抵消在所述目标电路的操作期间自发热对所述一个或更多个性能参数的影响，所述补偿电路包括：
(a)相对于所述目标电路定位的至少一个近端传感器，以测量所述目标电路的温度T(p)；
(b)相对于所述目标电路定位的至少一个远端传感器，以测量温度T(d)；以及
(c)耦接至至少一个近端传感器和至少一个远端传感器的比较电路，以用于确定信号ΔT＝T(p)-T(d)；以及
(d)耦接至所述比较电路的映射电路，以用于接收所述信号ΔT的值并将所述信号ΔT的值映射为对应的控制信号值，所述控制信号值被配置成耦合至并且调整所述目标电路的所述一个或更多个电路参数。
10.根据权利要求9所述的补偿电路，还包括耦接至至少一个远端传感器的采样保持电路，以用于在所述目标电路的操作开始附近对T(d)进行采样并保持。
11.根据权利要求9所述的补偿电路，其中，所述目标电路包括放大器，并且所述性能参数之一是在所述放大器的操作期间所述放大器的增益或输出功率中的至少一个。
12.根据权利要求9所述的补偿电路，其中，所述目标电路包括放大器，所述放大器具有被配置成接收输入射频信号并且输出放大的射频信号的至少一个放大器级，并且其中，所述控制信号值被配置成耦合至并且调整以下中的至少一个：用于一个或更多个放大器级的偏置电路；影响所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的一个或更多个阻抗匹配网络；用于放大所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的一个或更多个辅助放大器级；影响所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的幅度的一个或更多个衰减电路；所述放大器内或到所述放大器的一个或更多个电压和/或电流供应电路。
13.一种集成电路，其包括(1)具有在操作期间下垂的增益的放大器以及(2)补偿电路，所述补偿电路包括：
(a)相对于所述放大器定位的至少一个近端传感器，以测量所述放大器的温度T(p)；
(b)相对于所述放大器定位的至少一个远端传感器，以测量温度T(d)；
(c)耦接至至少一个近端传感器和至少一个远端传感器的比较电路，以用于确定信号ΔT＝T(p)-T(d)；以及
(d)耦接至所述比较电路的映射电路，以用于接收所述信号ΔT的值并将所述信号ΔT的值映射为对应的控制信号值，所述控制信号值被配置成耦合至并且调整所述集成电路上的一个或更多个电路的一个或更多个电路参数。
14.根据权利要求13所述的集成电路，还包括耦接至至少一个远端传感器的采样保持电路，以用于在所述放大器的操作开始附近对T(d)进行采样并保持。
15.根据权利要求13所述的集成电路，其中，在所述放大器的操作期间所述控制信号值耦合至并且调整所述放大器的增益或输出功率中的至少一个。
16.根据权利要求13所述的集成电路，其中，所述放大器包括被配置成接收输入射频信号并且输出放大的射频信号的至少一个放大器级，并且其中，所述控制信号值耦合至并且调整以下中的至少一个：用于一个或更多个放大器级的偏置电路；影响所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的一个或更多个阻抗匹配网络；用于放大所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的一个或更多个辅助放大器级；影响所述输入射频信号和/或所述放大的射频信号的幅度的一个或更多个衰减电路；所述放大器内或到所述放大器的一个或更多个电压和/或电流供应电路。
17.一种集成电路，其包括(1)具有在操作期间下垂的对应增益的放大器以及(2)补偿电路，所述补偿电路包括：
(a)紧密靠近所述放大器的至少一个缩放复制放大器，每个缩放复制放大器具有耦合至参考信号的输入并且输出放大的参考信号，其中，每个缩放复制放大器具有在所述放大器的操作期间下垂的对应增益；以及
(b)耦合至所述参考信号和所述放大的参考信号的功率测量和校正电路，以用于根据所述参考信号和所述放大的参考信号确定校正信号，所述校正信号耦合至所述放大器以调整所述放大器的增益，以足以抵消在所述放大器的操作期间所述放大器的自发热对所述放大器的增益的影响。
18.一种补偿电路，其被配置成监视具有受目标电路的操作期间的自发热影响的一个或更多个性能参数的所述目标电路，其中，所述补偿电路被配置成耦合至并且调整所述目标电路的一个或更多个电路参数，以足以抵消在所述目标电路的操作期间自发热对所述一个或更多个性能参数的影响，所述补偿电路包括：
(a)相对于所述目标电路定位的至少一个传感器，以测量所述目标电路的温度T并且生成表示这样的温度T的输出信号；
(b)至少一个跟踪电路，每个跟踪电路耦接至至少一个传感器，每个跟踪电路被配置成在所述目标电路的操作开始之后的时间t0处捕获温度T(t＝t0)，并且被配置成在时间t0之后的时间处和在所述目标电路的操作期间对温度T(t>t0)进行采样，所述至少一个跟踪电路包括：
(1)求和电路，其具有耦合至至少一个传感器的所述输出信号的第一输入、第二输入以及表示施加至所述第一输入与所述第二输入的信号之间的差的输出电压；
(2)第一比较器，其具有耦接至第一参考电压的第一输入、耦接至所述求和电路的所述输出电压的第二输入以及表示施加至所述第一比较器的所述第一输入与所述第二输入的电压之间的差的输出；
(3)第二比较器，其具有耦接至所述求和电路的所述输出电压的第一输入、耦接至第二参考电压的第二输入以及表示施加至所述第二比较器的所述第一输入与所述第二输入的电压之间的差的输出；
(4)上下计数器，其具有用于启用或禁用计数的控制输入、耦接至所述第一比较器的所述输出的第一输入、耦接至所述第二比较器的所述输出的第二输入以及数字输出；以及
(5)数模转换器(DAC)，其具有耦接至所述上下计数器的所述数字输出的输入和耦接至所述求和电路的所述第二输入的模拟输出；
其中：
(A)在采样阶段中，所述求和电路的所述输出表示温度T；以及
(B)在保持阶段中，所述上下计数器被禁用，所述上下计数器和DAC的所述输出表示在时间t0处的温度T(t＝t0)，并且
所述求和电路的所述输出表示温度ΔT＝T(t>t0)-T(t＝t0)；
(c)耦接至至少一个跟踪电路的校正电路，以用于根据来自所耦接的至少一个跟踪电路的ΔT生成校正信号，所述校正信号被配置成耦合至并且调整所述目标电路的所述一个或更多个电路参数，以足以抵消在所述目标电路的操作期间自发热对所述一个或更多个性能参数的影响。
19.一种温度补偿集成电路，包括：
(a)相对于放大器定位的至少一个传感器，以测量所述放大器的温度T并且生成表示这样的温度T的输出信号；
(b)至少一个跟踪电路，每个跟踪电路耦接至至少一个传感器，每个跟踪电路被配置成在所述放大器的操作开始之后的时间t0处捕获温度T(t＝t0)，并且被配置成在时间t0之后的时间处和在所述放大器的操作期间对温度T(t>t0)进行采样，所述至少一个跟踪电路包括：
(1)第一差分放大器，其具有耦合至对应传感器的所述输出信号的第一输入、第二输入以及表示施加至所述第一差分放大器的所述第一输入与所述第二输入的信号之间的差的输出；
(2)输出开关，其具有耦接至所述第一差分放大器的所述输出信号的第一端子并且具有被配置成耦接至偏置校正电路的第二端子；
(3)第二差分放大器，其具有耦合至所述第一差分放大器的所述输出信号和所述输出开关的所述第一端子的第一输入、耦接至所述输出开关的所述第二端子的第二输入以及表示施加至所述第二差分放大器的所述第一输入与所述第二输入的信号之间的差的输出；
(4)采样开关，其具有耦接至所述第二差分放大器的所述输出的第一端子和耦接至所述第一差分放大器的所述第二输入的第二端子；以及
(5)存储电容器，其耦接至所述第一差分放大器的所述第二输入和所述采样开关的所述第二端子；
其中：
(A)在第一阶段中，至少在时间t0处所述第一差分放大器的所述输出耦接至所述存储电容器和所述第一差分放大器的所述第二输入，使得所述电容器上的电荷表示初始温度T(t＝t0)；以及
(B)在第二阶段中，所述第一差分放大器的所述输出与所述存储电容器去耦并且表示(i)耦接至所述第一差分放大器的所述第一输入并且表示温度T(t>t0)的所述对应传感器的所述输出信号与(ii)耦合至所述第一差分放大器的所述第二输入并且表示温度T(t＝t0)的所述存储电容器电荷之间的差ΔT；以及
(c)耦接至至少一个跟踪电路的校正电路，以用于根据来自所耦接的至少一个跟踪电路的ΔT生成校正信号，所述校正信号被配置成耦合至一个或更多个其他电路以调整所述一个或更多个其他电路的一个或更多个电路参数，以足以抵消在所述放大器的操作期间瞬态效应的影响。
20.根据权利要求19所述的温度补偿集成电路，其中，所述放大器包括被配置成接收输入射频信号并且输出放大的射频信号的至少一个放大器级，并且其中，所述校正信号耦合至并且调整用于一个或更多个放大器级的偏置电路以抵消在所述放大器的操作期间自发热对所述放大器的增益的影响。
21.根据权利要求19所述的温度补偿集成电路，其中，所述放大器包括：
(a)主放大器电路，其包括具有最后一个FET M0的场效应晶体管(FET)的堆叠；
(b)共源共栅电流镜电路，其耦接至所述主放大器电路，并且包括具有最后一个FET Mb0的FET堆叠；
(c)第一分压器偏置电路，其耦接至所述主放大器电路的FET堆叠；
(d)第二分压器偏置电路，其耦接至所述共源共栅电流镜电路的FET堆叠；以及
(e)差分放大器，其具有耦接至所述共源共栅电流镜电路的节点的第一输入、耦合至来自所述校正电路的所述校正信号的第二输入以及直接或间接耦接以对所述最后一个FETM0和所述最后一个FET Mb0进行偏置的输出。
22.根据权利要求19所述的温度补偿集成电路，其中，所述放大器包括：
(a)主放大器电路，其包括具有最后一个FET M0的场效应晶体管(FET)堆叠；
(b)低电流待机模式电路；
(c)共源共栅电流镜电路，其耦接至所述主放大器电路，并且包括具有最后一个FET Mb0的FET堆叠；
(d)第一分压器偏置电路，其耦接至所述主放大器电路的FET堆叠；
(e)第二分压器偏置电路，其耦接至所述共源共栅电流镜电路的FET堆叠；
(f)差分放大器，其具有第一输入、第二输入和输出；
(g)源极跟随器电路，其耦接至所述差分放大器的所述输出，并且输出偏置信号；
(h)第一开关，其被配置成在活动状态下将所述差分放大器的所述第一输入耦接至所述校正电路的所述校正信号，并且在待机状态下将所述差分放大器的所述第一输入耦接至低电流电阻分压器；
(i)第二开关，其被配置成在活动状态下将所述差分放大器的所述第二输入耦接至所述共源共栅电流镜电路的节点，并且在待机状态下将所述差分放大器的所述第二输入耦接至所述低电流待机模式电路的节点；以及
(j)第三开关，其被配置成在活动模式下将所述源极跟随器电路的所述输出偏置信号耦合至所述最后一个FET M0和所述最后一个FET Mb0，并且被配置成在待机模式下将所述主放大器电路和所述共源共栅电流镜电路中的至少一个关于输入信号放大设置成关闭状态。
23.一种温度补偿集成电路，包括：
(a)温度补偿的可变电流源电路，其被配置成监视具有受目标电路的操作期间的瞬态效应影响的一个或更多个性能参数的所述目标电路的温度，以用于根据(i)操作期间所述目标电路的温度T(t>t0)与(ii)操作之前的初始时间处所述目标电路的温度T(t＝t0)之间的差值ΔT生成校正信号；
(b)主放大器电路，其包括具有最后一个FET M0的场效应晶体管(FET)堆叠；
(c)共源共栅电流镜电路，其耦接至所述主放大器电路，并且包括具有最后一个FET Mb0的FET堆叠；
(d)第一分压器偏置电路，其耦接至所述主放大器电路的FET堆叠；
(e)第二分压器偏置电路，其耦接至所述共源共栅电流镜电路的FET堆叠；以及
(f)差分放大器，其具有耦接至所述共源共栅电流镜电路的节点的第一输入、耦合至所述校正信号的第二输入以及直接或间接耦接以对所述最后一个FET M0和所述最后一个FETMb0进行偏置的输出。
24.一种温度补偿集成电路，包括：
(a)温度补偿的可变电流源电路，其被配置成监视具有受目标电路的操作期间的瞬态效应影响的一个或更多个性能参数的所述目标电路的温度，以用于根据(i)操作期间所述目标电路的温度T(t>t0)与(ii)操作之前的初始时间处所述目标电路的温度T(t＝t0)之间的差值ΔT生成校正信号；
(b)主放大器电路，其包括具有最后一个FET M0的场效应晶体管(FET)堆叠；
(c)低电流待机模式电路；
(d)共源共栅电流镜电路，其耦接至所述主放大器电路，并且包括具有最后一个FET Mb0的FET堆叠；
(e)第一分压器偏置电路，其耦接至所述主放大器电路的FET堆叠；
(f)第二分压器偏置电路，其耦接至所述共源共栅电流镜电路的FET堆叠；
(g)差分放大器，其具有第一输入、第二输入和输出；
(h)源极跟随器电路，其耦接至所述差分放大器的所述输出，并且输出偏置信号；
(i)第一开关，其被配置成在活动状态下将所述差分放大器的所述第一输入耦合至所述校正信号，并且在待机状态下将所述差分放大器的所述第一输入耦接至低电流电阻分压器；
(j)第二开关，其被配置成在活动状态下将所述差分放大器的所述第二输入耦接至所述共源共栅电流镜电路的节点，并且在待机状态下将所述差分放大器的所述第二输入耦接至所述低电流待机模式电路的节点；以及
(k)第三开关，其被配置成在活动状态下将所述源极跟随器电路的所述输出偏置信号耦合至所述最后一个FET M0和所述最后一个FET Mb0，并且被配置成在待机状态下将所述主放大器电路和所述共源共栅电流镜电路中的至少一个关于输入信号放大设置成关闭状态。
25.一种温度补偿集成电路，包括：
(a)相对于放大器定位的至少一个传感器，以测量所述放大器的温度T并且生成表示这样的温度T的输出信号；
(b)至少一个跟踪电路，每个跟踪电路耦接至至少一个传感器，每个跟踪电路被配置成在所述放大器的操作开始之后的时间t0处捕获温度T(t＝t0)，并且被配置成在时间t0之后的时间处和在所述放大器的操作期间对温度T(t>t0)进行采样，所述至少一个跟踪电路包括：
(1)第一差分放大器，其具有耦合至对应传感器的所述输出信号的第一输入、第二输入以及表示施加至所述第一差分放大器的所述第一输入与所述第二输入的信号之间的差的输出；
(2)输出开关，其具有耦接至所述第一差分放大器的所述输出信号的第一端子并且具有被配置成耦接至偏置校正电路的第二端子；
(3)第二差分放大器，其具有耦合至所述第一差分放大器的所述输出信号和所述输出开关的所述第一端子的第一输入、耦接至所述输出开关的所述第二端子的第二输入以及表示施加至所述第二差分放大器的所述第一输入与所述第二输入的信号之间的差的输出；
(4)采样开关，其具有耦接至所述第二差分放大器的所述输出的第一端子和耦接至所述第一差分放大器的所述第二输入的第二端子；以及
(5)存储电容器，其耦接至所述第一差分放大器的所述第二输入和所述采样开关的所述第二端子；
其中：
(A)在第一阶段中，至少在时间t0处所述第一差分放大器的所述输出耦接至所述存储电容器和所述第一差分放大器的所述第二输入，使得所述电容器上的电荷表示初始温度T(t＝t0)；以及
(B)在第二阶段中，所述第一差分放大器的所述输出与所述存储电容器去耦并且表示(i)耦接至所述第一差分放大器的所述第一输入并且表示温度T(t>t0)的所述对应传感器的所述输出信号与(ii)耦合至所述第一差分放大器的所述第二输入并且表示温度T(t＝t0)的所述存储电容器电荷之间的差ΔT；以及
(c)耦接至至少一个跟踪电路的校正电路，以用于根据来自所耦接的至少一个跟踪电路的ΔT生成校正信号，所述校正信号被配置成耦合至
一个或更多个其他电路以调整所述一个或更多个其他电路的一个或更多个电路参数，以足以抵消在所述放大器的操作期间瞬态效应的影响。
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