CN110027378B - 汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器及构造方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开车辆底盘控制领域中的一种汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器及构造方法，分别构建突变负载补偿控制器、状态反馈控制器和电压解耦控制器，采用控制器参数优化模块，通过灰狼优化算法来获得状态反馈控制器全局最优控制器增益，将控制器参数优化模块与状态反馈控制器串接，并将状态反馈控制器、突变负载补偿控制器、电压解耦控制器并联后与限压控制器串联构成抗饱和复合控制器；本发明提升了主动悬架的响应速度，在保证电机安全运行的前提下，能够有效提高供给电机的最大电压，抑制控制器的饱和现象，缩短调节时间。

Description

汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器及构造方法

技术领域

本发明属于车辆底盘控制领域，特别涉及一种车辆的主动悬架电磁作动器复合控制器的结构及其构造方法。

背景技术

悬架作为汽车中不可缺少的一部分，除了传递力和为矩，最大限度地提高轮胎和路面之间的摩擦，提供良好的转向稳定性的作用外，还要缓冲由路面不平传给车身的冲击力，使汽车能平顺地行驶。目前，大多数悬架采用的是被动悬架，刚度和阻尼是按照经验或优化设计的方法确定的，其性能不能根据外部信号的变化而变化，也无法进行调节；而且车辆行驶时，由路面激励引起的振动能量都热的形式耗散掉，造成能量的损耗。主动悬架可根据外部输入进行主动调节，不但能很好地提高车辆的行驶平顺性，还能控制车身姿态、减少车轮跳动、增加主动安全性。但高能耗一直是限制其推广的主要因素之一。

采用电磁直线电机作为执行器的主动悬架能够很好地解决主动悬架能耗高的问题。利用电磁感应原理，直线电机可将车辆振动能量转化为车辆可直接利用的电能，实现了在改善车辆性能的同时降低能耗的目的。

汽车主动悬架的控制力可通过一定控制算法改变，抑制车身垂直振动，因此主动悬架的控制策略在一定程度上决定了车辆的舒适程度。

目前采用较多的电磁直线电机的控制方法主要有以下两种：

(1)速度开环恒压频比控制：该控制方法多只需控制变量的幅值，而且反馈值与给定值成正比关系，所以控制原理与结构简单。恒压频比控制存在一个明显的缺点，就是转子震荡和失步问题没有得到解决，采用单变量系统的控制，稳定性能不高，动态性能不够理想，参数难以设计等缺点也十分明显。

(2)基于PI控制器的双闭环矢量控制：使用双闭环控制系统，内环为电流环，外环为速度环，通过速度和电流的负反馈分别调节速度和电流。此种控制方法的缺点也很明显，整个控制系统有多个PI控制器，需要整定的控制器参数至少六个，实际应用中会带来很大的工作量；而且由于双闭环控制结构的固有缺陷，系统的动态特性会受到限制。

发明内容

本发明的目的是针对主动悬架电磁作动器现有控制方案的缺陷，提供一种能有效提高主动悬架电磁作动器响应速度，特别是突变负载下的补偿能力的主动悬架电磁作动器高性能控制器及其构造方法。

本发明汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器采用的技术方案是：其串接在电磁作动器的输入端，由突变负载补偿控制器、状态反馈控制器、电压解耦控制器、控制器参数优化模块和限压控制器组成，所述的电磁作动器以电压u_d、u_q为输入，以速度v、电流i_d、i_q为输出；所述的控制器参数优化模块以速度v、电流i_d、参考速度v^ref、参考电流

作为输入，其输出为最优控制器增益K_best；所述的突变负载补偿控制器以速度v、车身突变负载T_l作为输入，其输出为电压u_d1、u_q1；所述的状态反馈控制器以最优控制器增益K_best、参考速度v^ref、参考电流

速度v、电流i_d、i_q为输入，其输出为电压u_d2、u_q2；所述的电压解耦控制器以速度v、电流i_d作为输入，其输出为u_d3、u_q3；所述的限压控制器的第一部分输入是电压

和

第二部分输入是速度v和电流i_q。

本发明汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器的构造方法采用的技术方案是包括以下步骤：

步骤A：分别构建突变负载补偿控制器、状态反馈控制器和电压解耦控制器，突变负载补偿控制器的输出为

状态反馈控制器的输出为

电压解耦控制器的输出为：

k_t为交流直线电机的转矩系数，B_ω为交流直线电机的摩擦系数、T_q为交流直线电机的时间常数，J为转动惯量，

分别为速度v的二阶和一阶导数，T_l为突变负载，K为2×4的状态反馈控制器的增益矩阵，k₁、k₂和k₃分别为电压耦合系数。

步骤B：采用控制器参数优化模块，通过灰狼优化算法来获得状态反馈控制器全局最优控制器增益K_best；

步骤C：将控制器参数优化模块与状态反馈控制器串接，并将状态反馈控制器、突变负载补偿控制器、电压解耦控制器并联后与限压控制器串联构成抗饱和复合控制器。

本发明的有益效果是：

1、通过构建状态反馈控制器取代双闭环控制系统，有效克服了双闭环系统的固有缺陷，提升了系统的动态性能。构建电压解耦控制器保证了系统的控制精度。构建突变负载补偿控制器提升了电磁作动器的响应速度。将上述三个子控制器构成高性能控制器，有效解决了主动悬架用直线电机现有控制方法的缺陷，设计简单、控制效果优良，具有很强的高性能能力。

2、通过灰狼优化算法来获得状态反馈控制器的全局最优参数，在提升控制器效果的同时减少了参数调整的工作量。

3、本发明采用了一种新型的、结合当前电机运行状况的动态电压约束处理方式进一步提升了主动悬架的响应速度。与传统的固定电压限幅方式相比，本发明采用的方式在保证电机安全运行的前提下，能够有效提高供给电机的最大电压，抑制控制器的饱和现象，缩短调节时间。

4、该控制器所需控制变量和输入变量均为可测、易测变量，且该控制器的控制算法只需通过模块化软件编程实现，并不需要增加额外的仪器设备，在没有增加控制成本的前提下，有效提高了控制器的控制品质，有利于工程实现。

附图说明

图1是将控制器参数优化模块3与状态反馈控制器22串联，并将状态反馈控制器22、突变负载补偿控制器21、电压解耦控制器23并联之后，并与限压控制器24串联组成的抗饱和复合控制器2对电磁作动器1进行控制的结构框图；

图2是图1中由2r/2s坐标变换模块11、SVPWM 12、逆变器模块13、交流直线电机14、3s/2r坐标变换模块15作为一个整体组成的电磁作动器1；

图3是图1中控制器参数优化模块3的优化方法流程图。

图中：1.电磁作动器；2.抗饱和复合控制器；3.控制器参数优化模块；11. 2r/2s坐标变换模块；12.SVPWM；13.逆变器模块；14.交流直线电机；15. 3s/2r坐标变换模块；21.突变负载补偿控制器；22.状态反馈控制器；23.电压解耦控制器；24.限压控制器；41.速度给定模块；42.电流给定模块。

具体实施方式

如图1所示，本发明汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器2由突变负载补偿控制器21、状态反馈控制器22、电压解耦控制器23、控制器参数优化模块3和限压控制器24组成，串接在电磁作动器1的输入端。电磁作动器1以电压u_d、u_q为输入，以速度v、电流值i_d、i_q为输出。

控制器参数优化模块3以电磁作动器1的输出v、i_d、速度给定模块41输出的参考速度v^ref、电流给定模块42输出的参考电流

作为输入，其输出为最优控制器增益K_best，该最优控制器增益K_best输出至状态反馈控制器22。

突变负载补偿控制器21以速度v、车身突变负载T_l作为输入，其输出为电压u_d1、u_q1。

状态反馈控制器22以最优控制器增益K_best、速度给定模块41输出的参考速度v^ref、电流给定模块42输出的参考电流

电磁作动器1的输出v、i_d和i_q为输入，状态反馈控制器22输出为电压u_d2、u_q2。

电压解耦控制器23以电磁作动器1的输出v、i_d作为输入，其输出为u_d3、u_q3。

将突变负载补偿控制器21、状态反馈控制器22和电压解耦控制器23输出的控制电压相结合，构成限压控制器24的第一部分输入，即电压

同时将电磁作动器1的输出v、i_q作为限压控制器24的第二部分输入。限压控制器24输出的是电压u_d、u_q，该电压u_d、u_q作为电磁作动器1的输入。

图1所示的抗饱和复合控制器2的构造方法具体是：

如图2所示，首先形成电磁作动器1。将2r/2s坐标变换模块11、SVPWM 12、逆变器模块13、交流直线电机14、3s/2r坐标变换模块15作为一个整体组成电磁作动器1。该电磁作动器以电压u_d、u_q为输入，以速度v、电流i_d、i_q为输出。2r/2s坐标变换模块11的两个输入分别为电压u_d和u_q，电压u_d和u_q经过坐标变换得到两相静止坐标系下的控制电压u_α和u_β，该电压u_α和u_β值作为SVPWM调节模块12的输入，SVPWM调节模块12的输出为开关脉冲信号0和1(0代表关闭，1为开通)，该开关脉冲信号作为逆变器13的输入，输出是驱动交流直线电机14的三相电流i_a、i_b、i_c。交流直线电机14的输出为速度v，将三相电流i_a、i_b、i_c作为3s/2r坐标变换模块15的输入，输出为同步旋转坐标系下的电流值i_d、i_q。

建立电磁作动器1的数学模型。通过分析、等效与推导，建立电磁作动器1的数学模型为：

式中x＝[i_d i_q v s_w]^T，u＝[u_d u_q]^T分别为电磁作动器1的状态变量和控制变量，取系统的三个输出i_d、i_q、v以及速度误差的积分s_w为系统的状态变量，控制变量为电磁作动器1的两个输入u_d和u_q。A为系统系数矩阵，B为输入系数矩阵。A和B的值由电机参数决定，T_l为负载，E为负载系数矩阵。

构造电磁作动器1的抗饱和复合控制器的解析表达式，考虑电磁作动器1的负载突变、参数时变等不确定性扰动特性，可以得到电磁作动器1的控制器的输出u为：

u＝u₁+u₂+u₃ (1-2)

式中：u₁、u₂、u₃分别为突变负载补偿控制器21、状态反馈控制器22和电压解耦控制器23的输出。

突变负载补偿控制器21的输出为：

式中：k_t为交流直线电机14的转矩系数，B_ω为交流直线电机14的摩擦系数、T_q为交流直线电机14的时间常数，J为转动惯量，k_t＝2.32，B_ω＝0.0053，T_q＝0.16，J＝0.023kgm²。

分别为速度v的二阶和一阶导数。T_l为交流直线电机14的突变负载。

状态反馈控制器22的输出为：

式中：K为2×4的状态反馈控制器22的增益矩阵，其值直接影响系统的响应特性。在线性二次型最优理论中，所设计的控制器应兼顾控制性能与能量损耗，选取的控制器的增益矩阵K应使下式最小：

式中的第一部分代表控制器的跟踪性能，第二部分代表控制能量，Q和R为权重矩阵，代表控制性能和能量损耗的相对重要性，其值对饱和复合控制器的表现有直接影响。

控制器的增益矩阵K可由下式求出：

K＝lqr(A,B,Q,R) (1-6)

电压解耦控制器23的输出是：

式中k₁、k₂和k₃分别为电压耦合系数，由电磁作动器1决定，k₁＝17，k₂＝37，k₃＝103.2。

如图3所示，采用控制器参数优化模块3来获得能使系统达到全局最优的状态反馈控制器22的增益矩阵。控制器参数优化模块3的外部输入为电磁作动器1在不同时刻下的输出v和i_d、转速给定模块41和电流给定模块42输出的参考转速v^ref与参考电流

输出为赋值给状态反馈控制器的最优增益矩阵K_best。

控制器参数优化模块3的优化过程是：

步骤一：初始化权重矩阵，随机生成N组权重矩阵Q和R，记为[QR]⁰，[QR]ⁱ表示第i次迭代过程中的权重矩阵Q和R，N＝30。

步骤二：由权重矩阵根据公式(1-6)计算出状态反馈控制器22系数，即增益矩阵K。

步骤三：将上一步得到的控制器系数增益矩阵K输出给状态反馈控制器22。

步骤四：驱动电磁作动器1，得到在当前状态反馈控制器系数下离散的电机输出速度vⁿ和电流

n代表采样时刻。

步骤五：利用公式(1-8)计算出当前权重矩阵的适应度值F：

式中w₁、w₂为权值，w₁＝5，w₂＝2。e_v、e_id为实际速度与实际电流相对于参考值的误差。n代表采样时刻，Ts为采样时间。

步骤六：，确定本次迭代中N组权重矩阵中适应度最好的三组，记为[QR]ⁱ ₁,[QR]ⁱ ₂,[QR]ⁱ ₃。

步骤七：根据确定的三组权重矩阵，利用灰狼优化算法更新所有权重矩阵，输出下一次迭代中的权重矩阵[QR]ⁱ⁺¹。利用灰狼优化算法来逼近全局最优的状态反馈控制器，有效地解决了状态反馈控制中增益矩阵的选择难题。

步骤八：根据公式(1-6)，由[QR]ⁱ⁺¹计算出在下一次迭代中的状态反馈控制器系数增益矩阵Kⁱ⁺¹。Kⁱ表示第i次迭代过程中的增益矩阵。

步骤九：重复步骤三至步骤八直至到达最大迭代次数I_max,I_max＝10。

步骤十：得到到达最大迭代次数后由适应度最好的权重矩阵[QR]^Imax ₁确定的最优控制器增益矩阵K_best。

采用利用公式(1-3)构建突变负载补偿控制器21。对于电磁作动器1，车身突变负载T_l为：

式中M为车身质量，z＝∫vdt为车身垂直地面方向位移，

为车身垂直加速度。K_s为悬架刚度。

将电磁作动器1的输出实际速度v、车身突变负载T_l作为突变负载补偿控制器21的输入，其输出为电压u_d1、u_q1。

利用公式(1-4)构建状态反馈控制器22。将最优控制器增益矩阵K_best输入入状态反馈控制器22。以速度给定模块41输出的参考速度v^ref、电流给定模块42输出的参考电流

电磁作动器1的输出v、i_d和i_q为输入，输出为电压u_d2、u_q2。

采用公式(1-7)构建电压解耦控制器23。以电磁作动器1的输出v、i_d作为电压解耦控制器23的输入，得到其输出为u_d3、u_q3。

为在保证电磁作动器安全运行的前提下提高电压利用率，本发明摒弃了传统固定电压限幅的方法，采用了一种新型的、结合当前电机运行状况的约束处理方式。将突变负载补偿控制器21、状态反馈控制器22和电压解耦控制器23输出的控制电压相结合，构成限压控制器的第一部分输入：

同时将电磁作动器1的输出v、i_q作为限压控制器24的第二部分输入。电磁作动器1的q轴电流的离散表达式为：

i_q(n+1)＝k_αu_q(n)+k_βi_q(n)-k_δE_q(n) (1-10)

式中，E_q(n)为n时刻的反电动势，E_q(n)＝ωψ_f，ψ_f为永磁体磁链；k_α为电压系数、k_β为电流系数，k_δ为反电动势系数，k_α＝0.31，k_β＝9.56，k_δ＝0.03。

限压控制器24的目的为保证下一时刻电磁作动器1的电流i_q(n+1)不超过电机的额定相电流I_N：

i_q(n+1)≤I_N (1-11)

结合式(1-10)和式(1-11)，可得q轴电压的约束条件为：

电磁作动器1的d轴电压的约束为：

|u_d(n)|≤u_up (1-13)

式中u_up为逆变器的额定电压。由公式(1-12)、(1-13)即可构建限压控制器24。限压控制器24的输出为控制电压u_d、u_q，作为电磁作动器1的输入。

在此基础上，如图1所示，将状态反馈控制器22、突变负载补偿控制器21、电压解耦控制器23并联之后与限压控制器24串联，将控制器参数优化模块3与状态反馈控制器22串接，构成直线电机抗饱和复合控制器。该控制器系统以速度给定单元41产生的参考速度v^ref、电流给定单元42产生的参考电流

电磁作动器1输出的实际速度v、实际电流i_d、i_q和突变负载T_l为输入，以电压u_d、u_q为输出，从而实现对汽车主动悬架电磁作动器的高性能控制。

Claims (6)

1.一种汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器，其串接在电磁作动器(1)的输入端，其特征是：其由突变负载补偿控制器(21)、状态反馈控制器(22)、电压解耦控制器(23)、控制器参数优化模块(3)和限压控制器(24)组成，所述的电磁作动器(1)以电压u_d、u_q为输入，以速度v、电流i_d、i_q为输出；所述的控制器参数优化模块(3)以速度v、电流i_d、参考速度v^ref、参考电流i_d ^ref作为输入，其输出为最优控制器增益K_best；所述的突变负载补偿控制器(21)以速度v、车身突变负载T_l作为输入，其输出为电压u_d1、u_q1；所述的状态反馈控制器(22)以最优控制器增益K_best、参考速度v^ref、参考电流i_d ^ref、速度v、电流i_d、i_q为输入，其输出为电压u_d2、u_q2；所述的电压解耦控制器(23)以速度v、电流i_d作为输入，其输出为u_d3、u_q3；所述的限压控制器(24)的第一部分输入是电压

和

第二部分输入是速度v和电流i_q。

2.一种如权利要求1所述的汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器的构造方法，其特征是包括以下步骤：

步骤A：分别构建突变负载补偿控制器(21)、状态反馈控制器(22)和电压解耦控制器(23)，突变负载补偿控制器(21)的输出为

状态反馈控制器(22)的输出为

电压解耦控制器(23)的输出为：

k_t为交流直线电机的转矩系数，B_ω为交流直线电机的摩擦系数、T_q为交流直线电机的时间常数，J为转动惯量，

分别为速度v的二阶和一阶导数，T_l为突变负载，K为2×4的状态反馈控制器(22)的增益矩阵，k₁、k₂和k₃分别为电压耦合系数，x为电磁作动器(1)的状态变量；

步骤B：采用控制器参数优化模块(3)，通过灰狼优化算法来获得状态反馈控制器(22)全局最优控制器增益K_best；

步骤C：将控制器参数优化模块(3)与状态反馈控制器(22)串接，并将状态反馈控制器(22)、突变负载补偿控制器(21)、电压解耦控制器(23)并联后与限压控制器(24)串联构成抗饱和复合控制器。

3.根据权利要求2所述的汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器的构造方法，其特征是：步骤B中，控制器参数优化模块(3)的优化过程是：

步骤一：初始化权重矩阵，随机生成N组权重矩阵Q和R；

步骤二：计算出增益矩阵K：

步骤三：将增益矩阵K输出给状态反馈控制器(22)；

步骤四：驱动电磁作动器(1)，得到当前增益矩阵K下离散的速度vⁿ和电流i_d ⁿ,n代表采样时刻；

步骤五：计算出当前权重矩阵的适应度值：

步骤六：确定本次迭代中N组权重矩阵中适应度最好的三组：

步骤七：根据确定的三组权重矩阵，利用灰狼优化算法更新所有权重矩阵，输出下一次迭代中的权重矩阵；

步骤八：由下一次迭代中的权重矩阵计算在下一次迭代中的状态反馈控制器系数增益矩阵；

步骤九：重复步骤三至步骤八直至到达最大迭代次数；

步骤十：得到到达最大迭代次数后由适应度最好的权重矩阵确定出的最优控制器增益矩阵K_best。

4.根据权利要求3所述的汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器的构造方法，其特征是：步骤五中，利用公式

计算出当前权重矩阵的适应度值F，w₁、w₂为权值，e_ω、e_id为实际速度与实际电流相对于参考值的误差，n是采样时刻，Ts为采样时间，N为权重矩阵的组数。

5.根据权利要求3所述的汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器的构造方法，其特征是：步骤二中，由式K＝lqr(A,B,Q,R)计算出增益矩阵K，Q和R为权重矩阵，A为系统系数矩阵，B为输入系数矩阵，lqr()为线性二次型函数。

6.根据权利要求2所述的汽车主动悬架电磁作动器抗饱和复合控制器的构造方法，其特征是：步骤C中，由式

和|u_d(n)|≤u_up构建限压控制器(24)；E_q(n)为n时刻的反电动势，E_q(n)＝ωψ_f，ψ_f为永磁体磁链，k_α为电压系数，k_β为电流系数，k_δ为反电动势系数，I_N为电机的额定相电流，u_up为逆变器的额定电压。

Images