CN109698655B - 一种eps用交流电机智能复合控制器的构造方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了智能汽车控制以及电力传动控制设备技术领域中的一种EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法，构造以电压u_d、u_q为输入、以转角θ和电流i_d、i_q为输出的EPS电机系统，利用控制器参数优化模块获得状态反馈控制器的最优控制器增益矩阵，将助力补偿控制器、状态反馈控制器和电压解耦控制器输出的控制电压相结合构成限压控制器的第一部分输入，将转角θ、电流i_q作为限压控制器第二部分输入；将三个子控制器构成高性能复合控制器，在保证电机安全运行的前提下有效提高供给电机的短期最大电压，抑制控制器饱和，通过人工蜂群算法来获得状态反馈控制器的全局最优参数，在提升控制器效果的同时减少了参数调整的工作量。

Description

一种EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法

技术领域

本发明属于智能汽车控制以及电力传动控制设备的技术领域，特别涉及一种电动助力转向系统(EPS，Electric Power Steering System)用的交流电机控制器的构造方法。

背景技术

汽车的转向系统是直接影响汽车行驶安全性和可靠性的系统之一。汽车助力转向系统从最原始的只有机械转向系统到液压式转向系统、电控液压式转向系统，然后再到更为环保、节能、操纵性能更优越的电动助力转向系统(EPS)等几个阶段。EPS很大程度上节约了能源，对能源的节约和环境保护很有利。汽车EPS是一种直接通过电机提供辅助扭矩的动力转向系统，它的原理是当驾驶员转动转向盘时，转矩传感器可以实时地测量出作用于转向轴上的力矩值，然后把力矩转化为电信号，并将处理后的电信号作用于电动机产生相应的转矩，从而得到一个与行驶工况相适应的转向助力。

电动助力转向系统的核心部件之一是助力电机，目前，研究和装车应用最广泛的助力电机主要是直流电机，这主要是因为直流电机起动和调速性能比较好，并且易于控制，并且由于车载电源是直流电源，直流电机可以被直接驱动。但是以直流电机作为助力源的EPS系统却有如下的局限性：

(1)由于车载电源电压是12V，这就使得助力电机输出的扭矩是很小的，不能满足中高级轿车需要大扭矩助力，限制了EPS系统在中高级轿车上的应用。

(2)直流电机提供转矩时波动很大，并且存在着换向器故障的隐患，降低了EPS系统的可靠性和安全性。

相比于直流电机，交流电机具有在同等条件下可以输出更大的扭矩，并且转矩脉动小，可靠性高，适应能力强等优点，是取代目前广泛应用于EPS系统直流电机的理想选择。目前工业上采用较多的永磁交流电机控制方法主要有以下两种：

(1)转速开环恒压频比控制：该控制方法多用于电机群调速系统，观察稳态特性曲线发现，这种方法只需控制变量的幅值，而且反馈值与给定值成正比关系，所以控制原理与结构简单。恒压频比控制存在一个明显的缺点，就是转子震荡和失步问题没有得到解决，采用单变量系统的控制，稳定性能不高，动态性能不够理想，参数难以设计等缺点也十分明显。

(2)基于PI控制器的双闭环矢量控制：使用双闭环控制系统，内环为电流环，外环为转速环，通过转速和电流的负反馈分别调节转速和电流。此种控制方法的缺点也很明显，整个控制系统有三个PI控制器，需要整定的控制器参数至少六个，实际应用中会带来很大的工作量；而且由于双闭环控制结构的固有缺陷，系统的动态特性会受到限制。

发明内容

本发明的目的是针对智能汽车EPS用电机现有技术存在的缺陷，提供一种能有效提高智能汽车EPS系统最大扭矩，并提升智能汽车EPS系统各项控制性能的EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法。

本发明所述的一种EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法采用的技术方案是包括如下步骤：

步骤A：构造以电压u_d、u_q为输入、以转角θ和电流i_d、i_q为输出的EPS电机系统，建立其数学模型；

步骤B：采用控制器参数优化模块优化参数，获得最优控制器增益矩阵K_best；

步骤C：构建助力补偿控制器、状态反馈控制器和电压解耦控制器；

以转角θ、负载转矩T_l作为助力补偿控制器的输入，其输出为控制电压u_d1、u_q1；以所述的最优控制器增益矩阵K_best、参考转角θ^ref、参考电流i_d ^ref、转角θ、电流i_d和i_q作为状态反馈控制器的输入、其输出为控制电压u_d2、u_q2；以转角θ、电流i_d作为电压解耦控制器的输入、其输出为控制电压u_d3、u_q3；

步骤D：将助力补偿控制器、状态反馈控制器和电压解耦控制器输出的控制电压相结合，构成限压控制器的第一部分输入，将所述的转角θ、电流i_q作为限压控制器的第二部分输入，限压控制器的输出为所述的电压u_d、u_q；

步骤E：将控制器参数优化模块与状态反馈控制器串联，将状态反馈控制器、助力补偿控制器、电压解耦控制器并联后与限压控制器串联构成EPS电机智能复合控制器，该智能复合控制器以参考转角θ^ref、参考电流i_d ^ref、转角θ、电流i_d、i_q和负载转矩T_l为输入，以电压u_d、u_q为输出。

进一步地，步骤B的具体方法是：

(1)控制器参数优化模块随机生成N组权重矩阵Q和R；

(2)根据权重矩阵Q和R和式K＝lqr(A,B,Q,R)计算出状态反馈控制器的增益矩阵K；

(3)将增益矩阵K输出给状态反馈控制器；

(4)驱动EPS电机系统，得到电机输出转角θⁿ和电流i_d ⁿ，n代表采样时刻；

(5)计算出当前权重矩阵的适应度值：

(6)确定本次迭代中N组权重矩阵中适应度最好的一组，记为[QR]ⁱ ₁；

(7)根据权重矩阵[QR]ⁱ ₁，利用人工蜂群算法更新所有权重矩阵，输出下一次迭代中的权重矩阵[QR]ⁱ⁺¹；

(8)由[QR]ⁱ⁺¹计算在下一次迭代中的状态反馈控制器系数矩阵Kⁱ⁺¹；

(9)重复步骤(3)至(8)，直至到达最大迭代次数；

(10)输出达到最大迭代次数后由适应度最好的权重矩阵确定的最优控制器增益矩阵K_best。

进一步地，步骤C中，控制电压u_d1、u_q1是

控制电压u_d2、u_q2是

控制电压u_d3、u_q3是

k_t为交流电机的转矩系数，B_ω为交流电机摩擦系数、T_q为交流电机时间常数，J为转动惯量，k_t＝2.32， B_ω＝0.0009，T_q＝0.063，J＝0.0023kgm²，

分别为转角θ的二阶和一阶导数，T_l为负载转矩，K为2×4的状态反馈控制器增益矩阵，k₁、k₂和k₃分别电压耦合系数。

限压控制器的第一部分输入是电压：

本发明的有益效果是：

1、通过构建状态反馈控制器取代双闭环控制系统，有效克服了双闭环系统的固有缺陷，提升了系统的动态性能。构建电压解耦控制器保证了系统的控制精度。构建助力补偿控制器提升了EPS系统的响应速度。将上述三个子控制器构成高性能智能复合控制器，有效解决了智能汽车用EPS电机现有控制方法的缺陷，设计简单、控制效果优良，具有很强的高性能能力。

2、通过人工蜂群算法来获得状态反馈控制器的全局最优参数，在提升控制器效果的同时减少了参数调整的工作量。

3、本发明采用了一种新型的、结合当前电机运行状况的动态电压约束处理方式进一步提升了车辆的操纵性。与传统的固定电压限幅方式相比，本发明采用的方式在保证电机安全运行的前提下，能够有效提高供给电机的短期最大电压，抑制控制器饱和，缩短调节时间。

4、该控制器所需控制变量和输入变量均为可测、易测变量，且该控制器的控制算法只需通过模块化软件编程实现，并不需要增加额外的仪器设备，在没有增加控制成本的前提下，有效提高了控制器的控制品质，有利于工程实现。

附图说明

图1是由2r/2s坐标变换模块11、SVPWM模块 12、逆变器模块13、交流电机14、3s/2r坐标变换模块15作为一个整体组成的EPS电机系统1。

图2是控制器参数优化模块3的参数优化方法流程图。

图3是将控制器参数优化模块3与状态反馈控制器24串联，将状态反馈控制器24、助力补偿控制器23、电压解耦控制器25并联后并与限压控制器26串联组成的智能复合控制器2对EPS电机系统1进行控制的结构框图。

图中：1.EPS电机系统；2.智能复合控制器；3.控制器参数优化模块；11.2r/2s坐标变换模块；12.SVPWM模块；13.逆变器模块；14.交流电机；15.转向轴传动系；16.3s/2r坐标变换模块；21.角度给定模块；22.电流给定模块；23.助力补偿控制器；24.状态反馈控制器；25.电压解耦控制器；26.限压控制器：27.负载转矩。

具体实施方式

本发明具体实施分为以下十步：

步骤一：如图1所示，构造EPS电机系统1。将2r/2s坐标变换模块11、SVPWM模块12、逆变器模块13、交流电机14、转向轴传动系15、3s/2r坐标变换模块16作为一个整体组成EPS电机系统1。该EPS电机系统1以电压u_d、u_q为输入，以转角θ和电流i_d、i_q为输出。2r/2s坐标变换模块11的两个输入分别为电压u_d、u_q，电压u_d、u_q经过坐标变换得到两相静止坐标系下的控制电压u_α和u_β，该控制电压u_α和u_β值作为SVPWM模块12的输入，其输出为开关脉冲信号0和1(0代表关闭，1为开通)，该开关脉冲信号作为逆变器13的输入，输出驱动交流电机14的三相电流i_a、i_b、i_c。交流电机14的输出为转角kθ，转角kθ经传动比为k的转向轴传动系15输出转角θ。将三相电流i_a、i_b、i_c作为3s/2r坐标变换模块16的输入，输出为同步旋转坐标系下的电流值i_d、i_q。

步骤二：建立EPS电机系统1的数学模型。通过分析、等效与推导，建立EPS交流电机系统1的数学模型为：

式中：x＝[i_d i_q θ s_θ]^Τ，u＝[u_d u_q]^T，分别为EPS电机系统1的状态变量和控制变量，取系统的三个输出i_d、i_q、θ以及转角误差的积分s_θ为系统的状态变量，控制变量为EPS电机系统1的两个输入u_d和u_q；T_l为负载转矩，E为转矩系数矩阵；A为系统系数矩阵；B为输入系数矩阵。A和B的值由交流电机参数决定：

步骤三：构造EPS电机系统1的控制器解析表达式，考虑EPS电机系统1的负载突变、参数时变等不确定性扰动特性，可以得到EPS电机系统1的高性能控制器的输出u 为：

u＝u₁+u₂+u₃ (1-2)

式中：u₁、u₂、u₃分别为助力补偿控制器23、状态反馈控制器24、电压解耦控制器 25的输出。

如图3所示，其中，助力补偿控制器23的输出是：

式中：u_d1、u_q1为助力补偿控制器23输出的控制电压，k_t为交流电机的转矩系数，B_ω为交流电机摩擦系数、T_q为交流电机时间常数，J为转动惯量，k_t＝2.32，B_ω＝0.0009，T_q＝0.063，J＝0.0023kgm²。

分别为转角θ的二阶和一阶导数，T_l为负载转矩。

状态反馈控制器24的输出是：

式中：u_d2、u_q2为状态反馈控制器24输出的控制电压，K为2×4的状态反馈控制器增益矩阵，其值直接影响系统的响应特性。在线性二次型最优理论中，所设计的控制器应兼顾控制性能与能量损耗，选取的控制器增益矩阵K应使下式最小：

式中第一部分代表控制器的跟踪性能，第二部分代表控制能量，Q和R为权重矩阵，代表控制性能和能量损耗的相对重要性，其值对复合智能控制器的表现有直接影响。

控制器增益矩阵K由下式求出：

K＝lqr(A,B,Q,R) (1-6)

lqr()为线性二次型最优函数。

电压解耦控制器25的输出是：

式中：u_d3、u_q3为电压解耦控制器25输出的控制电压，k₁、k₂和k₃分别电压耦合系数，k₁＝87，k₂＝45，k₃＝123。

步骤四：如图2，利用控制器参数优化模块3来获得能使系统达到全局最优的状态反馈控制器24的增益矩阵。控制器参数优化模块3的外部输入为EPS电机系统1在不同时刻下输出的转角θ和电流i_d以及角度给定模块21和电流给定模块22分别输出的参考转角θ^ref与参考电流i_d ^ref，控制器参数优化模块3的输出为赋值给状态反馈控制器24的最优控制器增益矩阵K_best。

控制器参数优化模块3进行参数优化的方法是：

(1)初始化权重矩阵，随机生成N组权重矩阵Q和R，记为[QR]⁰，[QR]ⁱ表示第i次迭代过程中的权重矩阵Q和R，N＝30。

(2)根据权重矩阵Q和R和根据公式(1-6)的K＝lqr(A,B,Q,R)计算出状态反馈控制器24的增益矩阵K。

(3)将上一步得到的增益矩阵K输出给状态反馈控制器24。

(4)驱动EPS电机系统1，得到在当前状态反馈控制器系数下离散的电机输出转角θⁿ和电流i_d ⁿ，n代表采样时刻。

(5)利用公式(1-8)计算当前权重矩阵的适应度值F：

式中：w₁、w₂为权值，w₁＝10，w₂＝1。e_θ、e_id为实际转角与实际电流相对于参考值的误差。n代表采样时刻，Ts为采样时间。

(6)确定本次迭代中N组权重矩阵中适应度最好的一组，记为[QR]ⁱ ₁。

(7)根据适应度最好的一组权重矩阵[QR]ⁱ ₁，利用人工蜂群算法更新所有权重矩阵，输出下一次迭代中的权重矩阵[QR]ⁱ⁺¹。此步骤利用人工蜂群算法来逼近全局最优的状态反馈控制器，有效地解决了状态反馈控制中增益矩阵的选择。

(8)根据公式公式(1-6)的K＝lqr(A,B,Q,R)，由[QR]ⁱ⁺¹计算在下一次迭代中的状态反馈控制器系数矩阵Kⁱ⁺¹。

(9)重复步骤(3)至(8)，直至到达最大迭代次数I_max，I_max＝10。第i次迭代过程中的增益矩阵为Kⁱ。

(10)输出达到最大迭代次数I_max后由适应度最好的权重矩阵[QR]^Imax ₁确定的最优控制器增益矩阵K_best。

步骤五：利用公式(1-3)构建助力补偿控制器23。对于汽车转向系统而言，负载转矩T_l为：

T_l＝ak_fα₁-bk_rα₂ (1-9)

式中：a为汽车质心到前轮的距离，b为汽车质心到后轮的距离，k_f和k_r分别为前后轮侧偏刚度，α₁、α₂为前后轮侧偏角。以上参数取决于汽车整体布置和轮胎参数。将EPS 电机系统1的输出实际转角θ、负载转矩T_l作为助力补偿控制器23的输入，其输出为控制电压u_d1、u_q1。

步骤六：利用公式(1-4)构建状态反馈控制器24。将步骤四最终得到的最优控制器增益矩阵K_best这一最优解带入状态反馈控制器24。状态反馈控制器24以角度给定模块2 输出的参考转角θ^ref、电流给定模块22输出的参考电流i_d ^ref、EPS电机系统1输出的转角θ、电流i_d和i_q为输入，输出为控制电压u_d2、u_q2。

步骤七：利用公式(1-6)构建电压解耦控制器25。以EPS电机系统1输出的转角θ、电流i_d作为电压解耦控制器25的输入，得到其输出为控制电压u_d3、u_q3。

步骤八：为在保证EPS电机系统1安全运行的前提下提高电压利用率，本发明摒弃了传统固定电压限幅的方法，采用了一种新型的、结合当前系统运行状况的约束处理方式。将助力补偿控制器23、状态反馈控制器24和电压解耦控制器25输出的控制电压相结合，构成限压控制器26的第一部分输入：

同时将EPS电机系统1输出的转角θ、电流i_q作为限压控制器26的第二部分输入。

交流电机q轴电流的离散表达式为：

i_q(n+1)＝k_αu_q(n)+k_βi_q(n)-k_δE_q(n) (1-10)

式中，E_q(k)为k时刻的反电动势，E_q(n)＝ωψ_f，ψ_f为永磁体磁链；k_α为电压系数、 k_β为电流系数，k_δ为反电动势系数，k_α＝0.03，k_β＝5.6，k_δ＝0.43。

限压控制器26的目的为保证下一时刻交流电机的电流i_q(n+1)不超过电机的额定相电流I_N：

i_q(n+1)≤I_N (1-11)

结合式(1-9)和式(1-10)，可得q轴电压的约束条件为：

交流电机d轴电压的约束为：

|u_d(n)|≤u_up (1-13)

式中：u_up为逆变器的额定电压。由公式(1-11)、(1-12)即可构建限压控制器26。限压控制器26的输出为控制电压u_d、u_q，作为EPS电机系统1的输入。

步骤九：如图3所示，将控制器参数优化模块3与状态反馈控制器24串联，将状态反馈控制器24、助力补偿控制器23、电压解耦控制器25并联后，并与限压控制器26串联即可构成EPS电机智能复合控制器2。该智能复合控制器2以角度给定模块21产生的参考转角θ^ref、电流给定模块22产生的参考电流i_d ^ref、EPS电机系统1输出的实际转角θ、实际电流i_d、i_q和负载转矩T_l为输入，以电压u_d、u_q为输出，从而实现对纯电动汽车的电动助力转向系统的交流电机的高性能鲁棒控制。

Claims (5)

1.一种EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法，其特征是包括如下步骤：

步骤A：构造以电压u_d、u_q为输入、以转角θ和电流i_d、i_q为输出的EPS电机系统，建立其数学模型；

步骤B：采用控制器参数优化模块(3)优化参数，获得最优控制器增益矩阵K_best；具体方法是：

(1)控制器参数优化模块(3)随机生成N组权重矩阵Q和R；

(2)根据权重矩阵Q和R和式K＝lqr(A,B,Q,R)计算出状态反馈控制器(24)的增益矩阵K，lqr()为线性二次型最优函数，A为系统系数矩阵；B为输入系数矩阵；

(3)将增益矩阵K输出给状态反馈控制器(24)；

(4)驱动EPS电机系统，得到电机输出转角θⁿ和电流i_d ⁿ，n代表采样时刻；

(5)计算出当前权重矩阵的适应度值：

(6)确定本次迭代中N组权重矩阵中适应度最好的一组，记为[QR]ⁱ ₁；

(7)根据权重矩阵[QR]ⁱ ₁，利用人工蜂群算法更新所有权重矩阵，输出下一次迭代中的权重矩阵[QR]ⁱ⁺¹；

(8)由[QR]ⁱ⁺¹计算在下一次迭代中的状态反馈控制器系数矩阵Kⁱ⁺¹；

(9)重复步骤(3)至(8)，直至到达最大迭代次数；

(10)输出达到最大迭代次数后由适应度最好的权重矩阵确定的最优控制器增益矩阵K_best；

步骤C：构建助力补偿控制器(23)、状态反馈控制器(24)和电压解耦控制器(25)，以转角θ、负载转矩T_l作为助力补偿控制器(23)的输入，其输出为控制电压u_d1、u_q1；以所述的最优控制器增益矩阵K_best、参考转角θ^ref、参考电流i_d ^ref、转角θ、电流i_d和i_q作为状态反馈控制器(24)的输入、其输出为控制电压u_d2、u_q2；以转角θ、电流i_d作为电压解耦控制器(25)的输入、其输出为控制电压u_d3、u_q3；

步骤D：将助力补偿控制器(23)、状态反馈控制器(24)和电压解耦控制器(25)输出的控制电压相结合，构成限压控制器(26)的第一部分输入，将所述的转角θ、电流i_q作为限压控制器(26)的第二部分输入，限压控制器(26)的输出为所述的电压u_d、u_q；

步骤E：将控制器参数优化模块(3)与状态反馈控制器(24)串联，将状态反馈控制器(24)、助力补偿控制器(23)、电压解耦控制器(25)并联后与限压控制器(26)串联构成EPS电机智能复合控制器(2)，该智能复合控制器(2)以参考转角θ^ref、参考电流i_d ^ref、转角θ、电流i_d、i_q和负载转矩T_l为输入，以电压u_d、u_q为输出。

2.根据权利要求1所述的一种EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法，其特征是：步骤(5)中，利用式

计算当前权重矩阵的适应度值F，w₁、w₂为权值，w₁＝10，w₂＝1，e_θ、e_id为实际转角与实际电流相对于参考值的误差；n代表采样时刻，Ts为采样时间。

3.根据权利要求1所述的一种EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法，其特征是：步骤C中，控制电压u_d1、u_q1是

控制电压u_d2、u_q2是

控制电压u_d3、u_q3是

k_t为交流电机的转矩系数，B_ω为交流电机摩擦系数、T_q为交流电机时间常数，J为转动惯量，k_t＝2.32，B_ω＝0.0009，T_q＝0.063，J＝0.0023kgm²，

分别为转角θ的二阶和一阶导数，T_l为负载转矩，K为2×4的状态反馈控制器增益矩阵，k₁、k₂和k₃分别电压耦合系数，x＝[i_d i_q θ s_θ]^T，s_θ是转角误差的积分。

4.根据权利要求3所述的一种EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法，其特征是：步骤D中，限压控制器(26)的第一部分输入是电压

和

5.根据权利要求1所述的一种EPS用交流电机智能复合控制器的构造方法，其特征是：步骤A中，将2r/2s坐标变换模块(11)、SVPWM模块(12)、逆变器模块(13)、交流电机(14)、转向轴传动系(15)、3s/2r坐标变换模块(16)作为一个整体组成EPS电机系统，2r/2s坐标变换模块(11)的两个输入分别为电压u_d、u_q，电压u_d、u_q经过坐标变换得到两相静止坐标系下的控制电压u_α和u_β，该控制电压u_α和u_β作为SVPWM模块(12)的输入，其输出为开关脉冲信号，该开关脉冲信号作为逆变器模块(13)的输入，输出驱动交流电机(14)的三相电流i_a、i_b、i_c，交流电机(14)的输出为转角kθ，转角kθ经传动比为k的转向轴传动系(15)输出转角θ，将三相电流i_a、i_b、i_c作为3s/2r坐标变换模块(16)的输入，输出为同步旋转坐标系下的电流i_d、i_q。

Images